JP2009186465A - サイドローブ抑制 - Google Patents

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Abstract

【課題】広い帯域幅においてサイドローブ打ち消しを可能とする。
【解決手段】サイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）を使用して打ち消し方向を生成することによってメインアンテナのサイドローブを抑制する。
【選択図】図２

Description

本発明は、アンテナのサイドローブを抑制する分野に関するものである。
レーダーアンテナのサイドローブでピックアップされるジャマー信号を打ち消すために、レーダーシステムではサイドローブの打ち消しが使用されることが多い。既存の解決策は、多数のジャマーソースからジャマー信号を打ち消すことを可能とするものである。一つの解決策が“Multiple Intermediate frequency side-lobe canceller”と題する米国特許第４０４４３５９号に説明されている。アンテナを設計する際にサイドローブを回避することは困難であり、これらサイドローブによってジャマー信号がピックアップされてしまう。ジャマー信号は、強大であることが多々あるので、サイドローブの受信感度がメインローブの受信感度より著しく低くても、メインローブでピックアップされるターゲットからの信号との干渉を引き起こす。
従来の解決策の動作原理を、メインアンテナ１０１、Ｎ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＮを有する補助アレイアンテナ１０２、制御ユニット１０３、及び、出力端子１１１を有する打ち消し回路１０４と共に、図１に示す。メインアンテナは、メインローブ１０４及びサイドローブ１０５〜１０８を有する。ジャマー信号は、ジャマーソースＪ１〜Ｊ３から放射される。図１から明らかなように、Ｊ１からのジャマー信号は、メインアンテナのサイドローブ１０８及び補助アンテナ１０２のアンテナ素子によってピックアップされる。アンテナ素子Ａ１〜ＡＮからの信号Ｓ１〜ＳＮは、制御ユニット１０３へ供給される。この制御ユニットは、エラー信号ｅ１〜ｅＮを生成し、これらは、打ち消し回路１０４へ供給される。メインアンテナ１０１からの出力は、打ち消し回路１０４へ供給される。打ち消し回路の出力端子１１１から制御ユニット１０３へフィードバック信号１１２も送られる。制御ユニットでは、このフィードバック信号を使用して入力信号Ｓ１〜ＳＮの振幅及び位相に影響を及ぼし、エラー信号ｅ１〜ｅＮを生成する。このエラー信号が打ち消し回路においてメインアンテナのサイドローブからの望ましからぬ信号とで差し引きされると、ジャマー信号が打ち消され、メインローブ及び影響を受けていないサイドローブの信号のみが出力端子１１１に得られる。このように、望ましからぬサイドローブによりピックアップされた望ましからぬ信号が打ち消される。
今日の既存の解決策に伴う欠点は、サイドローブの狭帯域の打ち消ししかできないことである。これは、重大な問題である。というのは、レーダーアンテナは、多くの場合に非常に広い帯域幅において動作し、制御ユニットは、狭い帯域幅においてエラー信号を発生することしかできず、その結果、サイドローブ打ち消しがレーダーアンテナの動作帯域幅の一部分でしか有効でないからである。
従って、広い帯域幅においてジャマー干渉を打ち消すために広い帯域幅においてサイドローブ打ち消しを可能とする改良された解決策が必要である。
本発明の目的は、従来技術に伴う上述した不備を除去すると共に、広い帯域幅においてサイドローブ打ち消しを達成して、広い帯域幅にわたりジャマー干渉を打ち消すという課題を解決するために、
・メインアンテナのサイドローブを抑制する方法
・サイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）
を提供することである。
この目的は、サイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）を使用して打ち消し方向を生成することによりメインアンテナのサイドローブを抑制する方法であって、サイドローブ打ち消し器は、補助アンテナと、適応サイドローブ打ち消し器制御ユニット（ＡＳＣ）と、を含み、補助アンテナは、出力波形Ｓ１〜ＳＮをＡＳＣへ供給するＮ（Ｎ≧１）個のアンテナ素子／サブアレイ１〜Ｎを有することによって、達成される。
ＳＬＣは、更に、ＳＬＣの出力端子からＡＳＣへのフィードバックループを備え、
・サイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）は、更に、Ｎ個の変換手段Ｔｒ１〜ＴｒＮを備え、
・ＡＳＣは、メインアンテナから出力波形を受け取り、
・補助アンテナのアンテナ素子からの各出力波形Ｓ１〜ＳＮは、変換手段Ｔｒ１〜ＴｒＮにも供給され、
・遅延線により出力波形に遅延が導入され、
・アンテナ素子又はサブアレイ（Ａ１〜ＡＮ）ごとに、出力波形ｚに対するジャマーの影響を最小にすることにより、ｑ個のコンポーネントに帯域幅Ｂを分割することで得られるＱ個のスペクトルコンポーネントｑ（ｑは０からＱ−１の範囲の整数インデックス）に対して重み付け関数Ｗ（ω）が計算され、
・変換手段は、離散の角周波数ωｑでの重み付け関数Ｗ（ω）から計算される一以上の制御パラメータを使用することにより、各アンテナ素子／サブアレイからの波形に影響を及ぼし、
・制御パラメータは、ＡＳＣにおいて連続的に計算されて、制御信号ｃ１〜ｃＮを通して変換手段へ供給され、
これにより、変換手段からの出力波形が時間又は周波数ドメインにおいてメインアンテナの遅延された出力波形から減算されると、全帯域幅Ｂにおけるジャマー干渉の打ち消しが達成される。
上記目的は、更に、打ち消し方向を生成することによりメインアンテナのサイドローブを抑制するのに使用されるサイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）を提供することにより達成される。このＳＬＣは、補助アンテナ、及び、適応サイドローブ打ち消し器制御ユニット（ＡＳＣ）を備える。補助アンテナは、出力波形Ｓ１〜ＳＮをＡＳＣへ供給するように構成されたＮ（Ｎ≧１）個のアンテナ素子／サブアレイ１〜Ｎを有している。ＳＬＣは、更に、ＳＬＣの出力端子からＡＳＣへのフィードバックループを備え、
・サイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）は、更に、Ｎ個の変換手段Ｔｒ１〜ＴｒＮを備え、
・ＡＳＣは、メインアンテナから出力波形を受け取るように構成され、
・補助アンテナのアンテナ素子からの各出力波形Ｓ１〜ＳＮは、変換手段Ｔｒ１〜ＴｒＮにも接続され、
・出力波形の遅延用の手段が遅延線で構成され、
・アンテナ素子又はサブアレイ（Ａ１〜ＡＮ）ごとに、ｑ個のコンポーネントに帯域幅Ｂを分割することで得られるＱ個のスペクトルコンポーネントｑ（ｑを０からＱ−１の範囲の整数インデックス）に対して重み付け関数Ｗ（ω）を、各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑにおいて出力波形ｚに対するジャマーの影響を最小にすることにより、計算するように構成され、
・変換手段は、離散の角周波数ωｑでの重み付け関数Ｗ（ω）から計算された一以上の制御パラメータを使用することにより、各アンテナ素子／サブアレイからの波形に影響を及ぼすように構成され、
・制御パラメータは、ＡＳＣにおいて連続的に計算されて、制御信号ｃ１〜ｃＮを通して変換手段へ供給されるように構成され、
これにより、変換手段からの出力波形が時間又は周波数ドメインにおいてメインアンテナの遅延された出力波形から減算されるよう構成されると、全帯域幅Ｂにわたるジャマー干渉の打ち消しが達成される。
詳細な説明において説明する一以上の従属請求項の特徴を実施することによって、更なる効果が達成される。
サイドローブ打ち消しのための従来の解決策を概略的に示す図である。 本発明の実施形態のブロック図である。 変換手段を周波数ドメインにおいて実現するデジタル解決策を概略的に示す図である。 変換手段を周波数ドメインにおいて実現するアナログ解決策を概略的に示す図である。 時間ドメインにおける変換手段の実現化を概略的に示す。 主要な周波数無依存の「真の時間遅延」も含む変換手段の実施形態に対する時間ドメインでの実現化を概略的に示す図である。 減衰／増幅及び時間遅延を角周波数ω（２・π・ｆ）の関数として示すグラフである。 アンテナパターンを定義するのに使用される角度ψ及びθの定義を示す図である。 メインアンテナ及び補助アンテナの放射パターンを概略的に示す図である。 制御信号を得るための計算の概略的なフローチャートである。
本発明を、添付図面を参照して以下に詳細に説明する。本発明は、あらゆる形式の受信アンテナに適用できる。以下の説明では、レーダーアンテナの用途について本発明を例示する。
図２は、レーダーシステムにおいて実施される本発明の実施形態のブロック図である。図２に示すサイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）２００の主要部分は、メインアンテナ２０１、複数のアンテナ素子から成るか又は複数のアンテナ素子及びサブアレイＡ１〜ＡＮの組合せから成る補助アンテナ２０２、適応サイドローブ打ち消し器制御ユニット（ＡＳＣ）２０３、変換手段Ｔｒ１〜ＴｒＮ、打ち消しネットワーク（ＣＮ）２０４、及び遅延線２１２である。アンテナ素子／サブアレイの数は、少なくとも一つである。即ち、Ｎ≧１である。サブアレイは、少なくとも二つのアンテナ素子から成る。メインアンテナとＣＮとの間には遅延線が挿入されており、当該遅延線は、メインアンテナの遅延出力波形２１１を発生する。遅延は、補助アンテナとメインアンテナとの間の距離に応じて、ゼロ遅延から上方へ調整することができる。遅延は、当業者に良く知られた従来の手段により達成される。変換手段は、補助アンテナからの波形に作用する。補助アンテナにおける各アンテナ素子は、図２の実施形態では変換手段に接続されている。図２を詳細に説明する前に、変換手段について更に説明する。以下の説明においては、波形という語を、任意の形状、即ち、連続的な又はパルス状の信号を指すのに使用する。
図２の実施形態における変換手段は、当該変換手段からの出力波形Ｓ１ ’〜ＳＮ ’の各々がメインアンテナの遅延出力波形２１１から減算されたときに、当該出力波形Ｓ１ ’〜ＳＮ ’が、せいぜい波形Ｓ１ ’〜ＳＮ ’ごとに一つの打ち消し方向を発生するだけであるように、当該変換手段に入る入力波形Ｓ１〜ＳＮに作用する。或いは、波形Ｓ１ ’〜ＳＮ ’は、最初に、第１の加算ネットワーク２０６において加算され、その加算された信号が、メインアンテナの遅延出力波形２１１から減算される。変換手段内では、波形は、以下に述べるようにＡＳＣ２０３により連続的に更新される幾つかの制御パラメータにより影響を受ける。図３ａは、第１制御要素と称する変換手段の実際の実現化の例を概略的に示している。この例では、周波数依存の時間遅延が制御パラメータとして使用される。この実現化は、周波数依存の減衰／増幅である別の制御パラメータも含む。即ち、波形の振幅が、減衰又は増幅される。従って、この実施形態では、二つの周波数依存の制御パラメータ、即ち時間遅延、及び減衰／増幅が使用される。補助アンテナのアンテナ素子ｎからの入力波形Ｓ１〜ＳＮの一つを表す入力波形Ｓｉｎ(ｔ)３０１は、例えば、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用するフーリエ変換（ＦＴ）ユニット３０２へ供給される。しかしながら、スペクトルを計算する他の方法を使用することもできる。ＦＴユニットは、入力波形Ｓｉｎ(ｔ)３０１を、Ｑ個のスペクトルコンポーネント０〜Ｑ−１、この実施例では、８個のスペクトルコンポーネント３１０〜３１７へと変換する。各スペクトルコンポーネントは、中心周波数ｆｑを有する。しかしながら、より多数の又はより少数のスペクトルコンポーネントへの変換がなされてもよい。これは、レーダーシステムによりカバーされる全帯域幅ＢがＱ個のスペクトルコンポーネントに分割されることを意味する。時間遅延τｎ，ｑ（３２０〜３２７）及びオプションの周波数依存の減衰／増幅αｎ，ｑ（３３０〜３３７）は、当業者に良く知られた適当な時間遅延及び／又は減衰／増幅手段を通じて補助アンテナ素子ｎからの各スペクトルコンポーネントｑに影響を及ぼす。従って、スペクトルコンポーネント３１０は、時間遅延τｎ，０３２０及び減衰／増幅αｎ，０３３０を有し、スペクトルコンポーネント３１１は、時間遅延τｎ，１３２１及び減衰／増幅αｎ，１３３１を有する等々となり、スペクトルコンポーネント３１７は、補助アンテナ素子ｎにおいて時間遅延τｎ，７３２７及び減衰／増幅αｎ，７３３７を有する。全てのスペクトルコンポーネントは逆フーリエ変換（ＩＦＴ）ユニット３０３へ供給され、当該ユニット３０３は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）又は他の適当な変換方法、例えば、ＩＤＦＴを使用して、周波数ドメインから時間ドメインへ変換し、従って、全てのスペクトルコンポーネントを時間ドメインへ戻すように変換し、そして出力波形Ｓ１ ’〜ＳＮ ’の一つを表す出力波形Ｓｏｕｔ(ｔ)３０４を発生する。
時間遅延τｎ，ｑ及び減衰／増幅αｎ，ｑは、補助アンテナ素子ｎ用の各スペクトルコンポーネントｑに影響を及ぼす制御パラメータの一例である。ここで、ｎは１〜Ｎ、ｑは０〜Ｑ−１の範囲である。
ＦＴユニット、時間遅延及び減衰／増幅手段、並びにＩＦＴユニットは、第１制御要素３００の一部分である。
図３ａに基づき周波数依存の時間遅延及び減衰／増幅の双方で実施される機能について以下に説明する。
上述した制御パラメータは、周波数依存の重み付け関数Ｗ(ω)＝Ａ(ω)・ｅ−ｊ・ω・τ(ω)から計算され、波形Ｓ１〜ＳＮに影響を及ぼす。ここで、Ａ(ω)は、減衰／増幅の周波数依存性を考慮しており、τ(ω)は、時間遅延の周波数依存性を考慮している。或いは、重み付け関数は、Ｗ(ω)＝Ａ(ω)・ｅ−ｊ・φ(ω)として定義することもでき、この場合も、Ａ(ω)は、減衰／増幅の周波数依存性を考慮しており、φ(ω)は、位相シフトの周波数依存性を考慮している。各補助アンテナ素子は、一つの第１制御要素３００に接続されている。第１制御要素に入力する入力波形Ｓｉｎ(ｔ)３０１の関数として各第１制御要素３００から放出される出力波形Ｓｏｕｔ(ｔ)３０４は、次の式（１）を用いて計算することができる。波形Ｓｉｎ(ｔ)は、ビデオ、中間周波（ＩＦ）又は高周波（ＲＦ）レベルにある。
Figure 2009186465
式（１）において、シンボル
Figure 2009186465

は、コンボリューションの記号である。コンボリューションの原理は、当業者に周知のものであり、例えば、1965年にRonald N. Bracewellによって記載されたMcGraw-Hill Higher Education "The Fourier Transform and itsApplications"から更に理解し得る。
上述した記号及び以下の説明で使用する記号は、次の意味を有する。
ω：角周波数（２・π・ｆ）
ωｑ：周波数ｆｑにおける離散の角周波数
ｗ(ｔ)：時間ドメイン重み付け関数
Figure 2009186465

ｗ(ｔ−τ)：時間遅延された時間ドメイン重み付け関数
Ｗ(ω)：ｗ(ｔ)のフーリエ変換である周波数ドメイン重み付け関数
Ｗｎ，ｑ：補助アンテナ素子ｎのスペクトルコンポーネントｑに対応するω＝ωｑにおけるＷ(ω)
Figure 2009186465

Ａ(ω)：Ｗ(ω)の絶対値
αｎ，ｑ：Ｗｎ，ｑの絶対値に等しい補助アンテナ素子ｎのスペクトルコンポーネントｑの絶対値に対応するω＝ωｑにおけるＡ(ω)
τ：時間遅延及び積分変数
τ(ω)：ωの関数としての時間遅延
τｎ，ｑ：補助アンテナ素子ｎのスペクトルコンポーネントｑに対応するω＝ωｑにおけるτ(ω)の時間遅延
φ(ω)：ωの関数としての位相シフト
φｎ，ｑ：補助アンテナ素子ｎのスペクトルコンポーネントｑに対応するω＝ωｑにおけるφ(ω)の位相シフト
ＳＭｑ：メインアンテナからのスペクトルコンポーネントｑ
Figure 2009186465

Ｓｎ，ｑ：補助アンテナｎからのスペクトルコンポーネントｑ
Figure 2009186465

Ｐｑ：出力波形ｚのスペクトルコンポーネントｑにおける残留電力
Figure 2009186465

Ｚｑ：出力波形ｚのスペクトルコンポーネントｑ
Figure 2009186465

ｚ：時間ドメインにおける出力波形
上述した重み付け要素及び重み付け係数は、制御パラメータの一例である。
ベクトル及びマトリクスは、太字で示してある。
上述したように、τｎ，ｑ及びαｎ、ｑは、各スペクトルコンポーネントｑに影響を及ぼす補助アンテナ素子ｎに対する周波数依存の制御パラメータの一例である。位相シフトφｎ，ｑは、各スペクトルコンポーネントｑに影響を及ぼす補助アンテナ素子ｎに対する周波数依存パラメータの別の例である。
この実施形態は、本発明の解決策と従来技術との間の重要な相違を明確にするものである。従来の解決策では、補助アンテナの各アンテナ素子からの全出力波形が、位相及び振幅に影響を及ぼすことにより取り扱われる。この取り扱いは、全周波数範囲にわたって同じであり、即ち周波数無依存である。本発明の解決策を含む本実施形態では、補助アンテナ素子からの各波形が多数のスペクトルコンポーネントに分割され、各スペクトルコンポーネントが、周波数に依存する一以上の制御パラメータによって影響を受ける。これは、各スペクトルコンポーネントの利得及び遅延又は位相を正確に制御し、従って、全帯域幅Ｂにわたって利得及び遅延又は位相を正確に制御できるようにする。
図３ａは、変換手段のデジタルでの実現化を示している。図３ｂは、それに対応するアナログでの実現化を示すものであり、入力波形Ｓｉｎ(ｔ)３０１が第３制御要素３５０に入る。補助アンテナ素子ｎから到来する入力波形３０１は、中心周波数ｆｑを有するＱ個のバンドパスフィルタＦｑに供給される。ここで、ｑは、０からＱ−１までの整数値をとる。従って、入力波形３０１は、Ｑ個のスペクトルコンポーネントに分割され、時間遅延τｎ，ｑ、或いは位相シフトφｎ，ｑ及び周波数依存の減衰／増幅αｎ，ｑが、当業者に良く知られた適当な時間遅延又は位相シフト及び減衰／増幅手段を通して、各スペクトルコンポーネントに影響を及ぼす。全てのスペクトルコンポーネントは、第２の加算ネットワーク３５１に接続されて出力波形Ｓｏｕｔ(ｔ)３０４を発生する。各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑは、等距離スペクトルコンポーネント分割の場合には、次の式に基づいて計算することができる。
Figure 2009186465

ここで、ｆｃは、全周波数帯域の中心周波数であり、Ｂは、全帯域幅である。第３制御要素３５０は、Ｑ個のバンドパスフィルタＦｑと、時間遅延及び減衰／増幅のための手段と、第２の加算ネットワーク３５１と、を備えている。
以下、図４ａ及び４ｂを参照して変換手段の更に別のデジタルでの実現化を説明する。多くの状況において、時間的に離散のステップＴを用いた時間離散の実現化が好ましい。第２制御要素（４００）から放出される出力波形Ｓ１ ’〜ＳＮ ’の一つを表す出力波形Ｓｏｕｔ(ｍ・Ｔ)は、第２制御要素に入る入力波形Ｓ１〜ＳＮの一つを表す入力波形Ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)の関数として、式（２）を用いて計算することができる。インデックスｍは、時間の関数として直線的に増加する整数値である。Ｗ(ωｑ)は、スペクトルコンポーネントｑの中心周波数における時間遅延及び減衰／増幅を表す。図３を参照されたい。図３を参照して述べたＦＦＴ及びＩＦＦＴは、双方ともにＱ・ｌｏｇ２（Ｑ）回の演算を要求するものであるが、これらは、双方ともにＱ２回の演算を要求するＤＦＴ（離散的フーリエ変換）及びＩＤＦＴ（離散的逆フーリエ変換）を計算するための計算効率の良い方法である。Ｑは、上述したように、スペクトルコンポーネントの全数である。出力波形は、次のように計算される。
Figure 2009186465

ｍｏｄ［ｘ、ｙ］：ｘをｙで除算した後の余り
ωｑ＝２・π・ｆｑ：離散的角周波数
Ｑ：スペクトルコンポーネントの数
ｋ：ＤＦＴ及びＩＤＦＴに使用される整数増加変数
ｍ：離散の時間ステップ用の整数増加変数
ｑ：スペクトルコンポーネントに対する整数増加変数及びＤＦＴに使用される整数増加変数
Ｗ(ωｑ)：補助アンテナ素子ｎに対するｗｎ，ｑのフーリエ変換である周波数ｆｑに対する周波数ドメイン重み付け関数
式（２）において明らかなように、時間離散の実現化における所望の機能は、Ｑ回の演算で達成することができる。
ＦＦＴ及びＤＦＴは、フーリエ変換（ＦＴ）のための異なる方法である。ＩＦＦＴ及びＩＤＦＴは、逆フーリエ変換（ＩＦＴ）のための対応の方法である。上述したように、これらの方法は、異なる効果を有し、用途に最も適した方法が選択される。しかしながら、本発明の異なる実施形態においてＦＴ及び／又はＩＦＴが要求されるときには、いずれかの方法を使用することができる。
図４ａは、補助アンテナのアンテナ素子から到来する入力波形Ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)４０１を示している。この入力波形４０１は、１からＱ−１まで番号付けされたＱ−１個の時間ステップＴ４０３で次々に時間遅延され、入力波形Ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)の時間遅延されたコピーとなる。従って、この入力波形は、図４ａの上部４０４に示されたように、時間ステップＴで次々に時間遅延される。Ｑ個の制御パラメータは、補助アンテナ素子ｎに対する重み付け係数ｗｎ，０からｗｎ，Ｑ−１を含んでおり、二つのインデックスで特定される。第１のインデックスは、補助アンテナの素子番号を表し、第２のインデックスは、スペクトルコンポーネントを表す連続番号ｑで、０からＱ−１の範囲である。重み付け係数は、アンテナ素子ｎごとに、ｑ個のコンポーネントに帯域幅Ｂを分割することで得られるＱ個のスペクトルコンポーネントｑに対して、Ｗ(ωｑ)のＩＤＦＴとして、或いはＷ(ωｑ)のＩＦＦＴとして計算される。従って、時間ドメインｗｎ，０からｗｎ，Ｑ−１における重み付け係数が補助アンテナのアンテナ素子ｎの重み付け係数となる。周波数ドメインにおける対応の係数は、Ｗｎ，ｑで指定される。矢印４１１は、入力波形Ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)が第１の重み付け係数ｗｎ，０と乗算され、入力波形の各時間遅延されたコピーが、図４ａの中間部４０５に示すように、入力波形の各時間遅延されたコピーに含まれる時間ステップ遅延Ｔの数と同じ第２のインデックスを有する重み付け係数で次々に乗算されることを示している。各乗算の結果は、矢印４１２で示すように、図４ａの下部４０６へ移動されるように概略的に示されており、そこで、各乗算結果は、出力波形４０７、Ｓｏｕｔ(ｍ・Ｔ)へと加算される。
メインアンテナと補助アンテナとの間に物理的な距離があるときにしばしばそうであるが、時間遅延の主要部分が周波数依存でない場合には、補助アンテナのアンテナ素子ごとに、一連の重み付け係数ｗｎ，０からｗｎ，Ｑ−１の始めと終わりに、ゼロに略等しい多数の非常に小さな連続的な重み付け係数が生じる。一連の重み付け係数ｗｎ，０〜ｗｎ，Ｑ−１における最初のｘ重み付け係数及び最後のｙ重み付け係数がゼロに略等しいと仮定する。ハードウェアの実現化においては、最初のｘ重み付け係数及び最後のｙ重み付け係数をゼロにセットし、最初のｘ時間遅延Ｔを、図４ｂに示すｘ・Ｔに等しい時間遅延Ｄ４０２へ統合し、最後のｙ乗算を除外して、必要な演算の数をＱ個の演算未満へと減少させることが適当である。図４ｂは、他の点では、図４ａに対応している。時間遅延Ｄ４０２は、補助アンテナの各アンテナ素子に対する周波数無依存の時間遅延に対応する。残りの周波数依存の時間遅延を、以後、「デルタ時間遅延」と称する。図４ｂは、メインアンテナと補助アンテナとの間の物理的距離を補償するために主として使用される周波数無依存の時間遅延Ｄ４０２が先行する「デルタ時間遅延」を計算するための計算効率の良いコンボリューションの一例である。この物理的な距離の補償は、周波数無依存の遅延線２１２に対して行われる。周波数無依存の遅延線２１２の遅延時間は、メインアンテナと補助アンテナとの間の物理的な距離によりメインアンテナ及び補助アンテナに生じるジャミング信号の最大時間差又は遅延に対応しなければならない。
周波数無依存の時間遅延Ｄを実現する手段、並びに周波数依存の時間遅延及び減衰／増幅のための手段は、第２制御要素４００の一部分である。
第１制御要素３００、第２制御要素４００及び第３制御要素３５０は、変換手段の一例である。以下に述べる共通のＩＦＴをもつ別の実施形態では、ＩＦＴ部分をデジタル変換手段に含ませる必要がなく、又、第２の加算ネットワーク３５１を第３制御要素に含ませる必要もない。
図４ｃは、垂直軸４１５における時間遅延τ(ω)及び減衰Ａ(ω)の角周波数依存性を、水平軸４１６における角周波数ω（即ち、２・π・ｆ）の関数として示している。最適な重み付け関数は、各補助アンテナ素子ｎ及び複数のωの値、例えば、ω０、ω１、ω２、・・ωＱ−１に対して、スペクトルコンポーネントｑごとに打ち消しネットワーク（ＣＮ）からの出力残留電力を最小にすることにより、推定される。出力波形ｚ（２０７）は、時間ドメインで減算が行われるときには、メインアンテナからの遅延された出力波形（２１１）と波形Ｓ１ ’〜ＳＮ ’（２０９）の和との間の差である。全てのジャマー信号及び有用な信号は、メインアンテナからの波形と、補助アンテナの素子からの波形Ｓ１〜ＳＮとの双方において、時間遅延及び強度が変化する状態で存在することになる。各スペクトルコンポーネントｑに対して打ち消しネットワーク（ＣＮ）からの出力残留電力を最小にすることにより出力波形ｚ（２０７）に対するジャマーの影響が最小にされる。従って、各スペクトルコンポーネントに対する残留電力の測定を簡単にするために、Ｑ個の単一スペクトル第１加算ネットワーク及びＱ個の単一スペクトル打ち消しネットワークを使用してスペクトルコンポーネントごとに第１加算ネットワーク及び打ち消しネットワークを複製することができる。これは、ＡＳＣへ供給されるスペクトルコンポーネントごとに一つのフィードバック波形を生じさせる。従って、単一スペクトル打ち消しネットワークの後に全スペクトルコンポーネントのＩＦＴとして出力波形ｚ２０７が形成される。
説明した計算は、スペクトルコンポーネントｑごとに実行される。これは、補助アンテナ素子ｎごとに複数の値Ｗｎ，０、Ｗｎ，１、Ｗｎ，２、・・Ｗｎ，Ｑ−１を生じさせる。次いで、ωの関数としての時間遅延が曲線４１７を形成し、又、減衰／増幅が曲線４１８を形成する。重み付け係数ｗｎ，０、ｗｎ，１、ｗｎ，２、・・ｗｎ，Ｑ−１は、補助アンテナ素子ｎごとにＷｎ，０、Ｗｎ，１、Ｗｎ，２、・・Ｗｎ，Ｑ−１のＩＤＦＴ又はＩＦＦＴとして計算される。
従って、図４ａ及び４ｂは、時間ドメインにおける周波数依存の時間遅延及び減衰／増幅の実現化を示しており、図３ａ及び３ｂは、周波数ドメインにおける対応の実現化を示している。時間ドメインにおける実現化に伴う効果は、Ｑ個の演算しか要求されないことであり、一方、周波数ドメインにおける実現化では、上述したように、Ｑ・ｌｏｇ２(Ｑ)の演算が要求される。
三つの制御要素は、全て、先に述べたように、ビデオレベル、中間周波（ＩＦ）レベル、又は直接的に高周波（ＲＦ）レベルで挿入することができる。制御要素を低い周波数で実現するのは容易であるが、制御要素と補助アンテナのアンテナ素子／サブアレイとの間に必要な全てのハードウェアは、補助アンテナのアンテナ素子／サブアレイの個数につれて増やされる必要がある。また、打ち消しネットワーク（ＣＮ）及びＳＬＣの全ハードウェアは、受信した波形のジャマー作用を取り扱うに充分な広さのダイナミックレンジをもたねばならないことにも注意されたい。この説明では、本発明を、ＲＦレベルで実現されるものとして説明する。
三つの制御要素は、入力波形を出力波形に変換する変換手段の一例である。変換手段は、全て、入力波形を受け取る入力端と、出力波形を発生する出力端との、二つの端部を有している。
ここで、図２に戻り、サイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）２００を詳細に説明する。補助アンテナの各アンテナ素子Ａ１−ＡＮは、主として、以下に述べるように、ある方向のサイドローブ干渉を打ち消すのに使用される。補助アンテナは、メインアンテナの一部分であってもよいし、メインアンテナから分離されていてもよい。メインアンテナは、複数のアンテナ素子を伴うアレイアンテナであってもよいし、他の形式のアンテナであってもよい。ジャマー信号は、ジャマーソースＪ１及びＪ２から放射され、メインアンテナ及び補助アンテナによってピックアップされる。メインアンテナからの波形２０５は、適応サイドローブ打ち消し器（ＡＳＣ）制御ユニット２０３に供給され、遅延線２１２を経て打ち消しネットワーク２０４に供給される。補助アンテナの各アンテナ素子１〜Ｎからの波形Ｓ１〜ＳＮは、適応サイドローブ打ち消し器（ＡＳＣ）制御ユニット２０３に供給される。また、波形Ｓ１は、変換手段ユニット１、Ｔｒ１にも供給され、波形Ｓ２は、変換手段ユニット２、Ｔｒ２にも供給され、又、波形Ｓｎは、変換手段ユニットｎ、Ｔｒｎにも供給され、即ち各Ｓ１〜ＳＮ波形は、それに対応する変換手段ユニットＴｒ１〜ＴｒＮに供給される。最適な制御パラメータ
Figure 2009186465

は、メインアンテナからの遅延された波形ＳＭｑの各スペクトルコンポーネントと、各出力波形Ｓ１ ’〜ＳＮ ’からのスペクトルコンポーネントｑの和との間の差の各スペクトルコンポーネントｑにおける残留電力を最小にすることにより、推定することができる。出力残留電力
Figure 2009186465

は、次のように計算することができる。
Figure 2009186465

但し、
Ｅ［ｘ］：ベクトルｘの各要素の予想値を含むベクトル
｜ｘ｜：ベクトルｘの各要素の絶対値を含むベクトル
Figure 2009186465
第２の等式
Figure 2009186465

においては、重み付け要素
Figure 2009186465

だけが未知である。従って、この関係は、全てのスペクトルコンポーネントｑに対する
Figure 2009186465

の最小化と共に、
Figure 2009186465

の計算に使用できる。出力波形ｚの全てのスペクトルコンポーネントに対する合計残留電力
Figure 2009186465

が最小になると、打ち消しが必要となる全ての実際的な状況において、ジャマー信号（１つ又は複数）の影響も最小になる。出力波形ｚの信号対雑音比は、これらの環境の間に、上述した動作により最大となる。
上述したように、変換手段の選択された実現化に基づいてＷの行１から行Ｎ又はｗの行１から行ｎに等しい制御パラメータは、制御信号ｃ１〜ｃＮを経て対応する変換手段Ｔｒ１〜ＴｒＮへ送信される。変換手段では、制御パラメータが受け取られる。変換手段は、本発明が周波数ドメインで実施されるときには周波数依存の時間遅延又は周波数依存の位相シフト及び周波数依存の増幅／減衰を達成するための手段において行われ、或いは本発明が時間ドメインで実施されるときには重み付け係数ｗｎ，０〜ｗｎ，Ｑ−１での乗算を達成するための手段において行われる。ｗｎ，ｑは、本発明が時間ドメインで実施されるときに使用される遅延ｑに対するアンテナ素子ｎの重み付け関数であり、Ｗｎ，ｑは、上述したように本発明が周波数ドメインで実施されるときに使用されるｗにおける行ｎのＦＴのコンポーネントｑに等しい。一以上の全変換手段からの出力Ｓ１ ’〜ＳＮ ’は、第１の加算ネットワーク２０６において加算され、加算出力波形２０９が生成される。第１の加算ネットワーク２０６からの出力波形２０９は、打ち消しネットワーク２０４へ供給され、当該打ち消しネットワーク２０４において、メインアンテナからの遅延された出力波形２１１から減算される。得られる差は、打ち消しネットワークからの出力波形２０７であり、当該出力波形２０７は、説明した用途の場合と同様に、ＡＳＣへフィードバックされると共に、レーダーシステムへも送信される。
本発明が周波数ドメインで実施されるときには、上述した加算及び減算が各個々のスペクトルコンポーネントｑに対して代わりに行われ、その後、一つの最終的な逆フーリエ変換（ＩＦＴ）が行われて、出力波形ｚが形成される。要求されるダイナミックレンジが小さいという効果が与えられる。というのは、一つ又は少数のスペクトルコンポーネントを過剰に励起しても、全帯域幅にわたり厳しい性能低下を生じる時間ドメインでの過剰励起に比して、性能の低下が穏やかだからである。この別の解決策では、一つの第１加算ネットワークではなく、補助アンテナのアンテナ素子からの各スペクトルコンポーネントに対して一つづつ、Ｑ個の単一スペクトル第１加算ネットワークと、Ｑ個の単一スペクトル打ち消しネットワークとがあり、この打ち消しネットワークでは、メインアンテナの遅延された出力波形の各スペクトルコンポーネントが、各単一スペクトル第１加算ネットワークで加算された補助アンテナからの対応するスペクトルコンポーネントとで差し引かれる。次いで、得られるスペクトルコンポーネントの波形に対してＩＦＴが行われて、出力波形ｚ２０７が生成される。この解決策に伴う効果は、変換手段においてＩＦＴが要求されないことであるが、メインアンテナからの遅延された出力波形２１１についてＦＴを行って、スペクトルコンポーネントを生成し、単一スペクトル打ち消しネットワークへ供給しなければならない。従って、遅延された出力波形２１１及び変換手段からの出力波形は、時間ドメイン又は周波数ドメインのいずれにおいても、Ｑ個のスペクトルコンポーネントに分割することができる。
ＡＳＣは、打ち消しネットワーク２０４からの出力波形２０７の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を最大にするために、マトリクスＷ又はｗに含まれる制御パラメータを連続的に更新する。これは、上述した全ての制御パラメータの連続的な再計算によって行われる。本発明の利用に伴う効果は、第１加算ネットワーク２０６からの出力波形２０９を全帯域幅Ｂにわたって有効にすることができ、これにより、メインアンテナの全動作帯域幅Ｂにわたりメインアンテナのサイドローブからピックアップされた望ましからぬ障害を打ち消しできることである。
角度θ及びψは、図５に示すように定義される。Ｘ軸５０１、Ｙ軸５０２及びＺ軸５０３を伴うカルテシアン座標系では、空間内のポイント５０４に対する方向が角度θ５０５及び角度ψ５０６により定義される。角度ψは、原点５０８からポイント５０４への線５０７とＺ軸との間の角度である。角度θは、線５０７のＸ−Ｙ平面への垂直投影５０９とＸ軸との間の角度である。
図６は、メインアンテナのアンテナパターン６０１及び補助アンテナのアンテナ素子のアンテナパターン６０２を水平軸６０３における角度θの関数として示している。垂直軸６０４は、利得をｄＢで表わしている。明らかなように、メインアンテナのアンテナパターンは、メインローブ６０５及びサイドローブ６０６〜６１３から成る。アンテナ素子のアンテナパターンは、極めて全方向性であり、メインアンテナのメインローブより非常に低いレベルにある。ここで、入射角６１６を有するジャマーソース６１５からのジャマー波形を仮定する。ＡＳＣは、ここで、上述した原理に基づいて波形Ｗ(ω)＝Ａ(ω)・ｅ−ｊ・ω・τ(ω)又はＷ(ω)＝Ａ(ω)・ｅ−ｊ・φ(ω)から、補助アンテナのアンテナ素子のアンテナパターンの振幅が、ジャマー入射角６１６におけるポイント６１７を表す振幅レベルまで減少されるように、制御パラメータを計算する。この振幅レベルは、角度６１６におけるサイドローブ６０７の振幅レベルに対応する。更に、制御パラメータは、出力波形ｚの各スペクトルコンポーネントｑにおける残留電力を最小にすることにより、メインアンテナ及びアンテナ素子の位相がポイント６１７において等しくなるように、計算される。アンテナ素子のこのように変更されたアンテナパターンが破線の曲線６１８で示されている。ここで、補助アンテナのアンテナ素子における利得及び位相の双方が、希望の打ち消し方向にメインアンテナに等しくなるように調整される。アンテナ素子からの出力波形Ｓ１ ’〜ＳＮ ’は、第１加算ネットワーク２０６に供給され、そこで加算されて合計補助アンテナ出力波形２０９となり、これが打ち消しネットワークに供給されて、メインアンテナの遅延された出力波形２１１とで差し引きされ、得られるメインアンテナパターン６１９に対応する出力波形２０７の方向６１６に波形打ち消しを生じさせる。図６の実施形態では、補助アンテナの一つのアンテナ素子、ひいては、一つの出力波形Ｓ１ ’だけが打ち消しネットワークに直接供給される。というのは、この実施形態では、第１加算ネットワークが必要とされないからである。本発明の別の実施形態では、先に述べたように、加算及び打ち消し計算の後に最終的なＩＦＴが行われるときに、第１加算ネットワーク及び打ち消しネットワークをＱ個の単一スペクトル加算ネットワーク及びＱ個の単一スペクトル打ち消しネットワークに置き換えることができる。
また、第１加算ネットワークの機能をＣＮに一体化することもできる。この実施形態では、変換手段からの各出力波形Ｓ１ ’〜ＳＮ ’がＣＮに直接供給される。
図６において明らかなように、メインアンテナのメインローブは、補助アンテナのアンテナ素子の利得レベルがメインローブのレベルより遥かに低いので、僅かに影響を受けるだけである。それにより生じるサイドローブレベルは、当該角度におけるアンテナ素子とメインアンテナとの間の位相差に基づいて増加又は減少し得る。先に述べたように、本発明の効果は、上述した制御パラメータを使用することにより、全広帯域Ｂにわたって打ち消しを達成できることである。
本発明の方法ステップを図７に示す。図７の実施形態における全ての計算は、ＡＳＣで実行される。開始後のステップ７０１において、メインアンテナの出力波形のＦＴである要素ＳＭｑ（ｑ∈［０．．Ｑ−１］）から成る行ベクトル
Figure 2009186465

が計算される。次のステップ７０２において、各スペクトルコンポーネントの位相を調整することにより、この行ベクトル
Figure 2009186465

に遅延補償が適用される。ステップ７０３では、ｎが１にセットされ、ステップ７０４では、
Figure 2009186465

が計算される。
Figure 2009186465

は、要素Ｓｎ，ｑ（ｎ∈［１．．Ｎ］、ｑ∈［０．．Ｑ−１］）から成り、ここで、Ｓｎ，ｑは、補助アンテナｎのスペクトルコンポーネントｑである。ステップ７０５において、ｎ＝Ｎであるかどうかのチェックが行われ、ｎ＝Ｎでなければ、ステップ７０３へ復帰して、ｎが１だけ増加され、
Figure 2009186465

が７０４において計算される。このループ７０３〜７０５は、７０５におけるチェックがｎ＝Ｎとなるまで続けられる。このようになったときには、
Figure 2009186465

が計算され、計算は、ステップ７０６へ進み、ここで、
Figure 2009186465

を最小にしながら、要素Ｗｎ，ｑ（ｎ∈［１．．Ｎ］、ｑ∈［０．．Ｑ−１］）より成る
Figure 2009186465

が計算される。この
Figure 2009186465

が計算されると、７０７においてｎ＝１にセットして新たなｎループが開始される。時間ドメインでの実現化が選択された場合には、７０８において判断がなされて７０９へ進み、ここで、
Figure 2009186465

が行われて、制御信号ｃｎである出力が７０９から生じる。７０８において時間ドメインでの実現化が選択されず、即ち周波数ドメインでの解決策が選択された場合には、
Figure 2009186465

が７１０において制御信号ｃｎとして使用される。７０９又は７１０のいずれかでｃｎ信号が発生されたときには、７１１においてｎ＝Ｎであるかどうかのチェックがなされ、ｎ＝Ｎでなければ、ｎの値を増加することにより７０７にループが続き、ループ７０７、７０８、７０９／７１０及び７１１を進み、やがて、７１１でのチェックがｎ＝Ｎとなる。ｎ＝Ｎのときには、全ての制御信号ｃ１−ｃＮが計算され、ステップ７０１で
Figure 2009186465

の新たな計算を行うことにより計算が再び全面的に開始される。上述したように、変換手段の選択された実現化に基づいて、
Figure 2009186465

に等しい制御パラメータが、制御信号ｃ１−ｃＮを経て対応する変換手段Ｔｒ１〜ＴｒＮへ送信される。
本発明は、上述した実施形態に限定されず、特許請求の範囲内で自由に変更することができる。
１０１…メインアンテナ、１０２…補助アンテナ、１０３…制御ユニット、１０４…打ち消し回路、１０４…メインローブ、１０５〜１０８…サイドローブ、１１１…出力端子、Ｊ１〜Ｊ３…ジャマーソース、２００…サイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）、２０１…メインアンテナ、２０２…補助アンテナ、２０３…適応サイドローブ打ち消し器制御ユニット（ＡＳＣ）、２０４…打ち消しネットワーク（ＣＮ）、２０６…第１加算ネットワーク、２１１…遅延された出力波形、２１２…遅延線、３００…第１制御要素、３０１…入力波形、３０２…フーリエ変換（ＦＴ）ユニット、３１０〜３１７…スペクトルコンポーネント、３５０…第３制御要素、４００…第２制御要素。

Claims (20)

  1. 補助アンテナ(202)と適応サイドローブ打ち消し器制御ユニット（ＡＳＣ）(203)とを有するサイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）(200)と、該ＳＬＣの出力端子(210)から前記ＡＳＣへのフィードバックループと、を使用して、打ち消し方向を生成することによってメインアンテナ(201)のサイドローブを抑制する方法であって、
    前記補助アンテナは、Ｎ個（Ｎ≧１）のアンテナ素子／サブアレイ１〜Ｎを有しており、それらの出力波形Ｓ１〜ＳＮを前記ＡＳＣへ供給し、
    前記サイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）は、更に、Ｎ個の変換手段Ｔｒ１〜ＴｒＮを備え、
    前記ＡＳＣは、前記メインアンテナから出力波形(205)を受け取り、
    前記補助アンテナのアンテナ素子からの各出力波形Ｓ１〜ＳＮは、前記変換手段Ｔｒ１〜ＴｒＮにも供給され、
    遅延線(212)を介して前記出力波形(211)に遅延が導入され、
    アンテナ素子又はサブアレイ（Ａ１〜ＡＮ）ごとに、出力波形ｚ(207)に対するジャマーの影響を最小にすることにより、ｑ個（ｑは０からＱ−１の範囲の整数インデックス）のコンポーネントにおいて帯域幅Ｂを分割することで得られるＱ個のスペクトルコンポーネントｑに対して重み付け関数Ｗ（ω）が計算され、
    前記変換手段(300,350,400, Ｔｒ１〜ＴｒＮ)は、離散の角周波数ωｑにおいて前記重み付け関数Ｗ（ω）から計算された一以上の制御パラメータを使用することにより、各アンテナ素子／サブアレイからの波形に影響を及ぼし、
    前記制御パラメータは、前記ＡＳＣにおいて連続的に計算されて、制御信号ｃ１〜ｃＮを通して前記変換手段へ供給され、
    これにより、前記変換手段からの出力波形が時間ドメイン又は周波数ドメインにおいて前記メインアンテナの遅延された出力波形(211)から減算されたときに全帯域幅Ｂにわたるジャマー干渉の打ち消しを達成する、ことを特徴とする方法。
  2. 前記重み付け関数は、Ｗ(ω)＝Ａ(ω)・ｅ−ｊ・ω・τ(ω)又はＷ(ω)＝Ａ(ω)・ｅ−ｊ・φ(ω)である、請求項１に記載の方法。
  3. 前記ジャマーの影響を最小にすることは、前記出力波形ｚ(207)の出力残留電力を最小にすることにより達成される、請求項１又は２に記載の方法。
  4. Figure 2009186465

    の計算を連続して行い、
    該計算が、時間ドメインでの実現化が使用されるときには、
    Figure 2009186465

    として、
    又は、周波数ドメインでの実現化が使用されるときには、
    Figure 2009186465

    として、前記制御信号ｃ１−ｃＮを連続的に計算するのに使用される、
    請求項１〜３の何れか一項に記載の方法。
  5. 前記波形Ｓ１ ’〜ＳＮ ’は、第１加算ネットワーク(206)を経て打ち消しネットワーク（ＣＮ）へ供給される、請求項１〜４の何れか一項に記載の方法。
  6. 前記変換手段(300, Ｔｒ１〜ＴｒＮ)は、フーリエ変換（ＦＴ）ユニット(302)を備え、
    該ＦＴユニットは、各変換手段への入力波形Ｓｉｎ(ｔ)(301)をＱ個のスペクトルコンポーネント０〜（Ｑ−１）(310〜317)へ分割し、
    各スペクトルコンポーネントは、中心周波数ｆｑを有し、
    周波数依存パラメータ、時間遅延τｎ，ｑ又は位相シフトφｎ，ｑ及び減衰／増幅αｎ，ｑが、時間遅延又は位相シフト及び減衰／増幅手段を介して各スペクトルコンポーネントに影響を及ぼし、
    全てのスペクトルコンポーネントが、逆フーリエ変換（ＩＦＴ）ユニット(303)へ供給され、
    該逆フーリエ変換ユニットが、全てのスペクトルコンポーネントを時間ドメインへと戻すように変換し、各変換手段からの出力波形Ｓｏｕｒ(ｔ)(304)を発生する、
    請求項１〜５の何れか一項に記載の方法。
  7. 前記変換手段(400)は、入力波形Ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)(401)を受け取り、
    前記入力波形は、１からＱ−１まで番号付けされたＱ−１個の時間ステップＴ(403)で次々に時間遅延され、入力波形Ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)の時間遅延されたコピーとなり、
    アンテナ素子ｎに対して重み付け係数ｗｎ，０〜ｗｎ，Ｑ−１を含むＱ個のパラメータであって、アンテナ素子番号を表す第１のインデックスと、スペクトルコンポーネントを表す０からＱ−１の範囲の連続数ｑである第２のインデックスとの二つのインデックスで特定されるＱ個のパラメータが、ｑ個のコンポーネントに帯域幅Ｂを分割することで得られるＱ個のスペクトルコンポーネントｑに対してＷ(ω)＝Ａ(ω)・ｅ−ｊ・ω・τ(ω)の逆フーリエ変換として計算され、該計算は、各アンテナ素子又はサブアレイ（Ａ１〜ＡＮ）に対して、各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑにおいて出力波形ｚ(207)に対するジャマーの影響を最小にすることにより実行され、
    前記入力波形Ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)は、第１の重み付け係数ｗｎ，０と乗算され、前記入力波形の各時間遅延されたコピーは、入力波形の時間遅延されたコピーに含まれた時間ステップ遅延Ｔの数と同じ第２のインデックスを有する重み付け係数で次々に乗算され、各乗算の結果は、出力波形(407)、Ｓｏｕｔ(ｍ・Ｔ)へと加算される、
    請求項１〜５の何れか一項に記載の方法。
  8. 一連の重み付け係数ｗｎ，０からｗｎ，Ｑ−１における最初のｘ重み付け係数及び最後のｙ重み付け係数がゼロにセットされ、最初のｘ時間遅延Ｔが、ｘ・Ｔに等しい時間遅延Ｄ４０２へ統合されると共に、最後のｙ乗算が除外されて、必要な演算の数をＱ個未満の演算へと減少させる、請求項７に記載の方法。
  9. 前記変換手段は、第３制御要素(350)を使用してアナログ解決策として実現化される、請求項１〜５の何れか一項に記載の方法。
  10. 前記補助アンテナのアンテナ素子からの各スペクトルコンポーネントに対して一つづつのＱ個の単一スペクトル第１加算ネットワークと、Ｑ個の単一スペクトル打ち消しネットワークとを使用し、該打ち消しネットワークでは、前記メインアンテナの遅延された出力波形の各スペクトルコンポーネントが、各単一スペクトル第１加算ネットワークで加算された前記補助アンテナからの対応するスペクトルコンポーネントとで差し引かれ、それにより生じるスペクトルコンポーネントの波形が最終的なＩＦＴを受けて、出力波形ｚ(207)が生成される、請求項１〜４の何れか一項に記載の方法。
  11. 打ち消し方向を生成することによってメインアンテナ(201)のサイドローブを抑制するのに使用されるサイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）(200)であって、該ＳＬＣは、補助アンテナ(202)と、適応サイドローブ打ち消し器制御ユニット（ＡＳＣ）(203)とを備え、前記補助アンテナは、Ｎ個（Ｎ≧１）のアンテナ素子／サブアレイ１〜Ｎを有しており、それらの出力波形Ｓ１〜ＳＮを前記ＡＳＣへ供給し、更に、該ＳＬＣは、その出力端子(210)から前記ＡＳＣへのフィードバックループも備えており、
    該ＳＬＣは、更に、Ｎ個の変換手段Ｔｒ１〜ＴｒＮを備えており、
    前記ＡＳＣは、前記メインアンテナから出力波形(205)を受け取り、
    前記補助アンテナのアンテナ素子からの各出力波形Ｓ１〜ＳＮは、前記変換手段Ｔｒ１〜ＴｒＮにも供給され、
    前記出力波形(211)に遅延を与える手段が遅延線(212)で構成され、
    アンテナ素子又はサブアレイ（Ａ１〜ＡＮ）ごとに、各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑでの出力波形ｚ(207)に対するジャマーの影響を最小にすることにより、ｑ個（ｑは０からＱ−１の範囲の整数インデックス）のコンポーネントに帯域幅Ｂを分割することで得られるＱ個のスペクトルコンポーネントｑに対して重み付け関数Ｗ（ω）が計算されるように構成され、
    前記変換手段(300,350,400, Ｔｒ１〜ＴｒＮ)は、離散の角周波数ωｑにおいて前記重み付け関数Ｗ（ω）から計算された一以上の制御パラメータを使用することにより各アンテナ素子／サブアレイからの波形に影響を及ぼすように構成され、
    前記制御パラメータは、前記ＡＳＣにおいて連続的に計算されて、制御信号ｃ１〜ｃＮを通して前記変換手段へ供給されるように構成され、
    これにより、前記変換手段からの出力波形が時間ドメイン又は周波数ドメインにおいて前記メインアンテナの遅延された出力波形(211)から減算されるように構成されたときに全帯域幅Ｂにわたるジャマー干渉の打ち消しを達成する、ことを特徴とするサイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）。
  12. 重み付け関数Ｗ(ω)＝Ａ(ω)・ｅ−ｊ・ω・τ(ω)又はＷ(ω)＝Ａ(ω)・ｅ−ｊ・φ(ω)を使用するようになっている、請求項１１に記載のサイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）。
  13. 前記ＳＬＣは、前記出力波形ｚ(207)の出力残留電力を最小にすることによりジャマーの影響を最小にするように構成される、請求項１１又は１２に記載のサイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）。
  14. Figure 2009186465

    の計算を連続して行うように構成され、
    該計算は、時間ドメインでの実現化が使用されるときには、
    Figure 2009186465

    として、
    又は周波数ドメインでの実現化が使用されるときには、
    Figure 2009186465

    として、
    前記制御信号ｃ１−ｃＮを連続的に計算するのに使用される、請求項１１〜１３の何れか一項に記載のサイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）。
  15. 前記波形Ｓ１ ’〜ＳＮ ’は、第１加算ネットワーク(206)を介して打ち消しネットワーク（ＣＮ）へ供給される、請求項１１〜１４の何れか一項に記載のサイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）。
  16. 前記変換手段(300, Ｔｒ１〜ＴｒＮ)は、フーリエ変換（ＦＴ）ユニット(302)を備え、
    前記ＦＴユニットは、各変換手段への入力波形Ｓｉｎ(ｔ)(301)をＱ個のスペクトルコンポーネント０〜（Ｑ−１）(310〜317)へ分割し、
    各スペクトルコンポーネントは、中心周波数ｆｑを有し、
    周波数依存パラメータ、時間遅延τｎ，ｑ又は位相シフトφｎ，ｑ及び減衰／増幅αｎ，ｑが、時間遅延又は位相シフト及び減衰／増幅手段を介して各スペクトルコンポーネントに影響を及ぼすように構成され、
    全てのスペクトルコンポーネントは、逆フーリエ変換（ＩＦＴ）ユニット(303)に接続され、
    該逆フーリエ変換ユニットは、全てのスペクトルコンポーネントを時間ドメインへと戻すように変換すると共に、各変換手段から出力波形Ｓｏｕｒ(ｔ)(304)を発生するように構成される、
    請求項１１〜１５の何れか一項に記載のサイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）。
  17. 前記変換手段(400)は、入力波形Ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)(401)を受け取るように構成され、
    前記入力波形は、１からＱ−１まで番号付けされたＱ−１個の時間ステップＴ(403)で次々に時間遅延され、そして入力波形Ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)の時間遅延されたコピーとなるように構成され、
    アンテナ素子ｎに対して重み付け係数ｗｎ，０からｗｎ，Ｑ−１を含むＱ個のパラメータであって、アンテナ素子番号を表す第１のインデックスと、スペクトルコンポーネントを表す０〜Ｑ−１の範囲の連続数ｑである第２のインデックスとの二つのインデックスで特定されるＱ個のパラメータが、ｑ個のコンポーネントに帯域幅Ｂを分割することで得られるＱ個のスペクトルコンポーネントｑに対してＷ(ω)＝Ａ(ω)・ｅ−ｊ・ω・τ(ω)の逆フーリエ変換として計算されるように構成され、該計算は、各アンテナ素子又はサブアレイ（Ａ１〜ＡＮ）に対して、各スペクトルコンポーネントの中心周波数ｆｑにおいて出力波形ｚ(207)に対するジャマーの影響を最小にすることで実行されるように構成され、
    前記入力波形Ｓｉｎ(ｍ・Ｔ)が第１の重み付け係数ｗｎ，０と乗算されるように構成され、前記入力波形の各時間遅延されたコピーは、入力波形の時間遅延されたコピーに含まれた時間ステップ遅延Ｔの数と同じ第２のインデックスを有する重み付け係数で次々に乗算されるように構成され、各乗算の結果は、出力波形(407)、Ｓｏｕｔ(ｍ・Ｔ)へと加算されるように構成される、
    請求項１１〜１５の何れか一項に記載のサイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）。
  18. 一連の重み付け係数ｗｎ，０からｗｎ，Ｑ−１における最初のｘ重み付け係数及び最後のｙ重み付け係数がゼロにセットされるように構成され、最初のｘ時間遅延Ｔが、ｘ・Ｔに等しい時間遅延Ｄ４０２へ統合されるように構成されると共に、最後のｙ乗算が除外されて、必要な演算の数をＱ未満個の演算へと減少させる、請求項１７に記載のサイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）。
  19. 前記変換手段は、第３制御要素(350)を含む、請求項１〜５の何れか一項に記載のサイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）。
  20. 前記補助アンテナのアンテナ素子からの各スペクトルコンポーネントに対して一つづつのＱ個の単一スペクトル第１加算ネットワークと、Ｑ個の単一スペクトル打ち消しネットワークとを備え、該打ち消しネットワークでは、前記メインアンテナの遅延された出力波形の各スペクトルコンポーネントが、各単一スペクトル第１加算ネットワークで加算された前記補助アンテナからの対応するスペクトルコンポーネントとで差し引かれるように構成され、それにより生じるスペクトルコンポーネントの波形が最終的なＩＦＴを受けて、出力波形ｚ(207)が発生される、請求項１１〜１４の何れか一項に記載のサイドローブ打ち消し器（ＳＬＣ）。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013170843A (ja) * 2012-02-17 2013-09-02 Mitsubishi Electric Corp 干渉信号抑圧装置および干渉信号抑圧方法

Families Citing this family (50)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2088640B1 (en) 2008-02-07 2012-12-26 Saab Ab Wideband array antenna
EP2088449B1 (en) 2008-02-07 2012-06-06 Saab Ab Side lobe suppression
US8571508B2 (en) 2009-07-16 2013-10-29 Saab Ab Method and wideband antenna system to minimise the influence of interference sources
CN102176027B (zh) * 2011-01-25 2013-02-27 西安电子科技大学 高动态干扰自跟踪稳健抑制方法
US8837650B2 (en) 2012-05-29 2014-09-16 Magnolia Broadband Inc. System and method for discrete gain control in hybrid MIMO RF beamforming for multi layer MIMO base station
US8644413B2 (en) 2012-05-29 2014-02-04 Magnolia Broadband Inc. Implementing blind tuning in hybrid MIMO RF beamforming systems
US8842765B2 (en) 2012-05-29 2014-09-23 Magnolia Broadband Inc. Beamformer configurable for connecting a variable number of antennas and radio circuits
US8811522B2 (en) 2012-05-29 2014-08-19 Magnolia Broadband Inc. Mitigating interferences for a multi-layer MIMO system augmented by radio distribution network
US8767862B2 (en) 2012-05-29 2014-07-01 Magnolia Broadband Inc. Beamformer phase optimization for a multi-layer MIMO system augmented by radio distribution network
US8861635B2 (en) 2012-05-29 2014-10-14 Magnolia Broadband Inc. Setting radio frequency (RF) beamformer antenna weights per data-stream in a multiple-input-multiple-output (MIMO) system
US8619927B2 (en) 2012-05-29 2013-12-31 Magnolia Broadband Inc. System and method for discrete gain control in hybrid MIMO/RF beamforming
US8971452B2 (en) 2012-05-29 2015-03-03 Magnolia Broadband Inc. Using 3G/4G baseband signals for tuning beamformers in hybrid MIMO RDN systems
RU2503971C1 (ru) * 2012-06-05 2014-01-10 Открытое акционерное общество "Государственный Рязанский приборный завод" Способ подавления боковых лепестков автокорреляционной функции широкополосного сигнала
US9154204B2 (en) 2012-06-11 2015-10-06 Magnolia Broadband Inc. Implementing transmit RDN architectures in uplink MIMO systems
US9343808B2 (en) 2013-02-08 2016-05-17 Magnotod Llc Multi-beam MIMO time division duplex base station using subset of radios
US8797969B1 (en) 2013-02-08 2014-08-05 Magnolia Broadband Inc. Implementing multi user multiple input multiple output (MU MIMO) base station using single-user (SU) MIMO co-located base stations
US8989103B2 (en) 2013-02-13 2015-03-24 Magnolia Broadband Inc. Method and system for selective attenuation of preamble reception in co-located WI FI access points
US8774150B1 (en) 2013-02-13 2014-07-08 Magnolia Broadband Inc. System and method for reducing side-lobe contamination effects in Wi-Fi access points
US9155110B2 (en) 2013-03-27 2015-10-06 Magnolia Broadband Inc. System and method for co-located and co-channel Wi-Fi access points
US20140226740A1 (en) 2013-02-13 2014-08-14 Magnolia Broadband Inc. Multi-beam co-channel wi-fi access point
US10062972B1 (en) 2013-04-23 2018-08-28 National Technology & Engineering Solutions Of Sandia, Llc Antenna array with low Rx and Tx sidelobe levels
US9100968B2 (en) 2013-05-09 2015-08-04 Magnolia Broadband Inc. Method and system for digital cancellation scheme with multi-beam
US9425882B2 (en) 2013-06-28 2016-08-23 Magnolia Broadband Inc. Wi-Fi radio distribution network stations and method of operating Wi-Fi RDN stations
US8995416B2 (en) 2013-07-10 2015-03-31 Magnolia Broadband Inc. System and method for simultaneous co-channel access of neighboring access points
US8824596B1 (en) 2013-07-31 2014-09-02 Magnolia Broadband Inc. System and method for uplink transmissions in time division MIMO RDN architecture
US9219508B1 (en) 2013-08-06 2015-12-22 The Boeing Company Interference mitigation for a communications system
US9497781B2 (en) 2013-08-13 2016-11-15 Magnolia Broadband Inc. System and method for co-located and co-channel Wi-Fi access points
US9088898B2 (en) 2013-09-12 2015-07-21 Magnolia Broadband Inc. System and method for cooperative scheduling for co-located access points
US9060362B2 (en) 2013-09-12 2015-06-16 Magnolia Broadband Inc. Method and system for accessing an occupied Wi-Fi channel by a client using a nulling scheme
RU2536169C1 (ru) * 2013-09-17 2014-12-20 Открытое акционерное общество "Государственный Рязанский приборный завод" Способ двухтактной спектральной обработки дополнительных сигналов
US9490893B2 (en) 2013-09-26 2016-11-08 The Boeing Company Interference suppression in a satellite communication system using onboard beamforming and ground-based processing
US9172454B2 (en) 2013-11-01 2015-10-27 Magnolia Broadband Inc. Method and system for calibrating a transceiver array
US8891598B1 (en) 2013-11-19 2014-11-18 Magnolia Broadband Inc. Transmitter and receiver calibration for obtaining the channel reciprocity for time division duplex MIMO systems
US8929322B1 (en) * 2013-11-20 2015-01-06 Magnolia Broadband Inc. System and method for side lobe suppression using controlled signal cancellation
US8942134B1 (en) 2013-11-20 2015-01-27 Magnolia Broadband Inc. System and method for selective registration in a multi-beam system
US9294177B2 (en) 2013-11-26 2016-03-22 Magnolia Broadband Inc. System and method for transmit and receive antenna patterns calibration for time division duplex (TDD) systems
US9014066B1 (en) 2013-11-26 2015-04-21 Magnolia Broadband Inc. System and method for transmit and receive antenna patterns calibration for time division duplex (TDD) systems
US9042276B1 (en) 2013-12-05 2015-05-26 Magnolia Broadband Inc. Multiple co-located multi-user-MIMO access points
US9379439B2 (en) 2014-02-14 2016-06-28 The Boeing Company Adaptive interference suppression via subband power measurements of a phased-array antenna
US9172446B2 (en) 2014-03-19 2015-10-27 Magnolia Broadband Inc. Method and system for supporting sparse explicit sounding by implicit data
US9100154B1 (en) 2014-03-19 2015-08-04 Magnolia Broadband Inc. Method and system for explicit AP-to-AP sounding in an 802.11 network
US9271176B2 (en) 2014-03-28 2016-02-23 Magnolia Broadband Inc. System and method for backhaul based sounding feedback
US10705176B2 (en) * 2015-10-13 2020-07-07 Northrop Grumman Systems Corporation Signal direction processing for an antenna array
CN105139825B (zh) * 2015-10-20 2017-08-25 京东方科技集团股份有限公司 移位寄存器单元、栅极驱动装置、显示装置、控制方法
CN108363042B (zh) * 2017-12-14 2021-05-25 西北工业大学 自适应频谱模板约束的波形实现方法
US11662428B2 (en) 2018-10-25 2023-05-30 Saab Ab Radar system for jammed environments
KR20220069881A (ko) * 2019-05-02 2022-05-27 사브 에이비 레이더 시스템의 능동 수신기 왜곡 억제
CN112162245B (zh) * 2020-09-29 2021-06-15 中国船舶重工集团公司第七二四研究所 一种基于时频功率谱投影的雷达宽带干扰识别方法
CN113314843B (zh) * 2021-05-11 2022-06-10 西安电子科技大学 适用于共形天线阵的抑制副瓣方法
CN117706490B (zh) * 2024-02-06 2024-05-17 南京理工大学 一种基于单站雷达的金属目标间的耦合散射中心建模方法

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4044359A (en) 1962-01-09 1977-08-23 General Electric Company Multiple intermediate frequency side-lobe canceller
US4246585A (en) * 1979-09-07 1981-01-20 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force Subarray pattern control and null steering for subarray antenna systems
US4766435A (en) 1986-05-27 1988-08-23 Hughes Aircraft Company Adaptive radar for reducing background clutter
JPH065273B2 (ja) 1987-09-17 1994-01-19 沖電気工業株式会社 海面反射信号抑圧レーダ
US5343211A (en) * 1991-01-22 1994-08-30 General Electric Co. Phased array antenna with wide null
US7129888B1 (en) * 1992-07-31 2006-10-31 Lockheed Martin Corporation High speed weighting signal generator for sidelobe canceller
US5389939A (en) 1993-03-31 1995-02-14 Hughes Aircraft Company Ultra wideband phased array antenna
US5592178A (en) * 1994-06-01 1997-01-07 Raytheon Company Wideband interference suppressor in a phased array radar
US5805106A (en) * 1997-01-03 1998-09-08 Trw Inc. Dual polarization wave clutter reduction
US6359923B1 (en) * 1997-12-18 2002-03-19 At&T Wireless Services, Inc. Highly bandwidth efficient communications
US6121915A (en) * 1997-12-03 2000-09-19 Raytheon Company Random noise automotive radar system
US6115409A (en) * 1999-06-21 2000-09-05 Envoy Networks, Inc. Integrated adaptive spatial-temporal system for controlling narrowband and wideband sources of interferences in spread spectrum CDMA receivers
US6624783B1 (en) * 2001-02-28 2003-09-23 Massachusetts Institute Of Technology Digital array stretch processor employing two delays
US6603427B2 (en) * 2001-06-27 2003-08-05 Raytheon Company System and method for forming a beam and creating nulls with an adaptive array antenna using antenna excision and orthogonal Eigen-weighting
JP2003098251A (ja) * 2001-09-26 2003-04-03 Toshiba Corp レーダ装置
US6690326B2 (en) * 2002-03-21 2004-02-10 Itt Manufacturing Enterprises, Inc. Wide bandwidth phased array antenna system
US7221239B2 (en) * 2002-11-08 2007-05-22 Andrew Corporation Variable power divider
DE602004026225D1 (de) 2004-10-13 2010-05-06 Ericsson Telefon Ab L M Verbesserter breitband-radar
WO2007078282A2 (en) * 2004-12-23 2007-07-12 Radix Technologies Wideband interference cancellation using dsp algorithms
US20060208945A1 (en) * 2005-02-28 2006-09-21 James Kolanek Space / time / polarization adaptive antenna for ESM / ELINT receivers
US7236124B2 (en) 2005-06-02 2007-06-26 Raytheon Company Radar system and method for reducing clutter in a high-clutter environment
EP2088640B1 (en) * 2008-02-07 2012-12-26 Saab Ab Wideband array antenna
EP2088449B1 (en) 2008-02-07 2012-06-06 Saab Ab Side lobe suppression
US8571508B2 (en) 2009-07-16 2013-10-29 Saab Ab Method and wideband antenna system to minimise the influence of interference sources

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013170843A (ja) * 2012-02-17 2013-09-02 Mitsubishi Electric Corp 干渉信号抑圧装置および干渉信号抑圧方法

Also Published As

Publication number Publication date
US8115679B2 (en) 2012-02-14
AU2009200254B2 (en) 2013-06-13
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EP2088449A1 (en) 2009-08-12
ZA200900616B (en) 2012-09-26
EP2088449B1 (en) 2012-06-06
US20090256749A1 (en) 2009-10-15

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