JPS6349105Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は高電圧をうける負荷の電源装置に係
り、特に温度によつて特性変化を伴う負荷に供給
する高電圧電源装置に関するものである。

高電圧をうける負荷としては例えば電子複写機
があげられる。これは表面に光導電層を形成した
ドラムの表面を放電によつて帯電させ、この上に
レンズによつて複写像を露光させて静電潜像を形
成し、これに負に帯電させた着色粉末いわゆるト
ナーをかけてトナー像として可視化し、この上に
転写紙を重ねて紙背から放電により正の電荷を与
えて転写紙にトナー像を転写し、これを加熱して
トナーを溶融定着させる複写プロセスを上記ドラ
ムの回動角度に応じて行うように配設し、ドラム
の一回転により複写が完了するように形成されて
おる。このような複写機の帯電用電源には鮮明な
画像を得るために安定化した高電圧電源が要求さ
れ、その構成としては、コンバータ方式によるも
の、インバータ方式によるもの等種々提案されて
おるが、基本的には、直流電源に接続された出力
トランスの入力巻線回路をスイツチングトランジ
スタで開閉制御することにより出力トランスの出
力巻線から高電圧を出力するようにした発振回路
と、この発振回路の出力を検出する検出回路と、
この検出回路の検出信号と基準電圧を送出する基
準電圧設定回路の出力信号との誤差検出によりパ
ルス幅を可変して出力するパルス幅変調回路とを
備え、このパルス幅変調回路のパルス信号により
上記スイツチングトランジスタのオン期間を制御
して安定化した高電圧を出力するようになつてお
る。

しかし乍ら、近時複写機は複写速度の高速化、
機器の小形コンパクト化が図られ、帯電用の電源
装置も必然的に狭隘なスペースに収納配置される
ことになり、上記複写プロセスにおいて発生する
熱により特に連続して多数複写が行なわれる場合
には機器函体内の温度上昇はさけられず、このた
め電源装置自体の出力が安定化を図つたものであ
つても、帯電の均一化が損なわれ、鮮明な画像が
得られなくなるという問題を有している。

本考案は上述した点にかんがみてなされたもの
で、その目的とするところは、負荷が温度の変化
に影響されるものであつても安定した動作を行な
わしめることができるようにした電源装置を提供
することにある。

以下、本考案の実施例を図によつて説明する。
１は安定化した直流電源、２は上記直流電源１に
接続されて温度変化に応じた基準電圧を送出する
ようにした基準電圧設定回路で、温度検出回路３
と、第１、第２の分圧回路４，５と、これらの回
路の出力をうけて温度変化に応じた出力を送出す
るようにした差動増幅回路６と、これの出力が所
定のレベルに達するとクランプするようにしたク
ランプ回路７と、レベル設定用の出力を送出する
ようにしたレベル設定回路８と、この回路８の出
力と差動増幅回路６の出力とを加算して出力する
ようにした加算回路９とから形成されておる。そ
して、上記温度検出回路３は直流電源１に抵抗
R₁，R₂と電源装置の周囲温度検出に適当な位置
に配設したサーミスタTHを直列に挿入して上記
抵抗R₁とR₂の接続点から出力するように形成し、
第１、第２の分圧回路４，５は直流電源１に抵抗
R₃とR₄並びにR₅とR₆をそれぞれ直列に接続して
抵抗R₃とR₄との接続点、抵抗R₅とR₆との接続点
からそれぞれ分圧した出力を送出するように形成
し、差動増幅回路６は、演算増幅器A₁の反転入
力端子を温度検出回路３の出力端に抵抗R₇を介
して接続すると共に、抵抗R₈を介して分圧回路
４の出力端に接続し、演算増幅器A₁の非反転入
力端子を分圧回路５の出力端に接続すると共に、
ノイズ吸収用のコンデンサC₁を介して接地し、、
演算増幅器A₁の反転入力端子と出力端子間には
ノイズ吸収用のコンデンサC₂と抵抗R₉とを並列
に挿入して、演算増幅器A₁の出力端子から温度
によつて変化するサーミスタTHの抵抗値により
温度検出する温度検出回路３の出力を反転増幅し
て出力するようになつている。この差動増幅回路
６の出力V₆は、温度検出回路３の出力をV₃、第
１、第２の分圧回路４，５の出力をそれぞれV₄，
V₅とすると、 V₆＝V₅＋〔−R₉／R₇（V₃−V₅）〕 ＋〔−R₉／R₈（V₄−V₅）〕 …(1) で示されるので、負荷１３の種類に応じて動作開
始の温度（初期設定温度、第２図t₁）を例えば０
℃あるいは25℃に選定した場合でも出力V₅を任
意に固定して上記出力V₄を調整することによつ
てゲインを変動せしめることなく動作開始時の所
定の出力V₆（例えば0V）にシフトせしめること
ができるようになつている。また、クランプ回路
７は上記差動増幅回路６の演算増幅器A₁の出力
端子と接地間に抵抗R₁₀とR₁₁を直列に挿入し、
抵抗R₁₀とR₁₁との接続点にアノードを接続した
ダイオードD₁のカソードを演算増幅器A₁の反転
入力端子に接続して、温度上昇によつて上昇する
差動増幅回路６の出力V₆が所定のレベルに達し
たとき、ダイオードD₁を導通させて差動増幅回
路６の出力V₆がそれ以上上昇せしめないように
なつている。このクランプ回路７の上記所定のレ
ベルは負荷１３の最大定格電圧又は電流に対応す
る加算回路９の出力（基準電圧）から設定される
ようになつている。レベル設定回路８は、基準電
圧の出力レベルを設定するもので、直流電源１に
抵抗R₁₂と可変抵抗VR₁と抵抗R₁₃を直列に挿入
し、可変抵抗VR₁の摺動子から分圧した出力V₈
を送出するようになつている。また、加算回路９
は、演算増幅器A₂の非反転入力端子に抵抗R₁₄を
介して上記差動増幅回路６の演算増幅器A₁の出
力端子を接続すると共に、抵抗R₁₅を介して上記
レベル設定回路８の可変抵抗VR₁の摺動子を接続
し、かつ非反転入力端子と接地間にノイズ吸収用
のコンデンサC₃を挿入し、演算増幅器A₂の反転
入力端子と出力端子間にノイズ吸収用のコンデン
サC₄と抵抗R₁₆とを並列に挿入し、上記反転入力
端子を抵抗R₁₇を介して接地して、演算増幅器A₂
の出力端子から差動増幅回路６の出力V₆とレベ
ル設定回路８の出力V₈とを加算した出力（V₆＋
V₈）を基準電圧設定回路２の出力（基準電圧
V_ref）として送出するようになつており、この基
準電圧V_refは負荷１３の最大定格電圧又は電流に
対応した値に達するまでは温度上昇に応じて増加
するようになつている（第２図９の出力）。１０
は上記基準電圧設定回路２の出力V_refと後述の検
出回路１４の出力V_det1，V_det2との誤差増幅信号
によりパルス幅を可変して出力するようにしたパ
ルス幅変調回路である。これは比較器CP₁からな
る比較部と、上記加算回路９の出力端に演算増幅
器A₃とA₄の反転入力端子をそれぞれ抵抗R₂₂と
R₂₃を介して接続し、演算増幅器A₃，A₄の反転入
力端子と出力端子間にそれぞれ抵抗R₂₄，R₂₅を
挿入し、演算増幅器A₃はその非反転入力端子を
接地すると共に、反転入力端子を抵抗R₂₆を介し
て後述の検出回路１４の出力電流の検出信号
V_det1を送出する出力端に接続し、演算増幅器A₄
の非反転入力端子を検出回路１４の出力電圧の検
出信号V_det2を送出する出力端に接続し、上記演
算増幅器A₃とA₄の出力端子をそれぞれダイオー
ドD₂とD₃を介して比較器CP₁の非反転入力端子
に接続して、演算増幅器A₃の出力V_a3は基準電圧
V_refと検出信号V_det1から V_a3＝（V_det1／R₂₆−V_ref／R₂₂）・R₂₄ …(2) の関係式で示される出力を送出し、演算増幅器
A₄の出力V_a4は基準電圧V_refと検出信号V_det2から V_a4＝（１＋R₂₅／R₂₃）V_det2−R₂₅／R₂₃V_ref …(3) の関係式で示される出力を送出して、ダイオード
D₂，D₃を介していずれか高い方の出力を比較器
CP₁に送出するようにした誤差増幅部と、直流電
源１に定電流源I_cとコンデンサC₅を直列に挿入
し、定電流源I_cとコンデンサC₅との接続点にヒス
テリシスを有して出力する比較器CP₂の入力端を
接続し、この比較器CP₂の出力端にエミツタ接地
のトランジスタQ₃のベースを接続し、このトラ
ンジスタQ₃のコレクタを上記接続点に接続する
と共に、上記比較器CP₁の反転入力端子に接続し
て、上記コンデンサC₅の充電電圧が所定のレベ
ルに達したとき、“Ｈ”レベルの出力信号を送出
する比較器CP₂によつてトランジスタQ₃を導通さ
せてコンデンサC₅を瞬時に放電させこの放電に
よつてコンデンサC₅の端子間電圧が0V近傍（例
えば0.1V）まで低下したとき、“Ｈ”から“Ｌ”
レベルに反転する比較器CP₂の出力信号によりト
ランジスタQ₃を不導通にしてコンデンサC₅が再
び充電するという動作を繰返えすことによるいわ
ゆるノコギリ波状の出力信号を送出するようにし
たノコギリ波発生部とから形成され、比較器CP₁
は上記ノコギリ波発生部の出力信号と誤差増幅部
の出力信号とをレベル比較し、ノコギリ波発生部
からの入力が誤差増幅部の入力より大きい期間だ
け“Ｌ”レベルとなるパルス信号をその出力端子
から送出するようになつている。１１は自励型コ
ンバータに形成されて高電圧を出力するようにし
た発振回路である。これは、鉄心に入力巻線N₁、
ベース巻線N₂、出力巻線N₃を巻装した出力トラ
ンスＴの上記入力巻線N₁を直流電源１にエミツ
タ接地のスイツチングトランジスタQ₁のコレク
タ・エミツタ間を介して接続し、直流電源１の出
力端とスイツチングトランジスタQ₁のベースと
の間に起動用抵抗R₁₈を挿入し、上記トランジス
タQ₁のベースにエミツタ接地の制御用トランジ
スタQ₂のコレクタを接続し、このトランジスタ
Q₂のコレクタ・エミツタ間に出力トランスＴの
ベース巻線N₂を抵抗R₁₉を介して接続し、トラン
ジスタQ₂のベースに上記パルス幅変調回路１０
の比較器CP₁の出力端子を接続して、トランジス
タQ₁のオン期間中に蓄積された磁気エネルギー
をトランジスタQ₁のオフ時に出力巻線N₃から放
出することにより高電圧を発生させるようになつ
ている。１２は整流平滑回路で、上記発振回路１
１の出力トランスＴの出力巻線N₃の端子間にダ
イオードD₄とコンデンサC₆を直列に挿入して、
コンデンサC₆の端子間から整流平滑した直流高
電圧出力を一端接地の負荷１３に送出するように
なつている。１４は上記整流平滑回路１２を介し
て送出する発振回路１１の出力電圧、電流を検出
してその検出信号を送出するようにした検出回路
で、整流平滑回路１２のコンデンサC₆の端子間
に抵抗R₂₀、可変抵抗VR₂、抵抗R₂₁を直列に挿入
し、可変抵抗VR₂の摺動子を上記パルス幅変調回
路１０の演算増幅器A₄の非反転入力端子に接続
して、出力電圧の検出信号V_det2を送出し、コン
デンサC₆と抵抗R₂₁との接続点と、負荷１３の接
地側との間に分流器Shを挿入し、この分流器Sh
の出力端を上記パルス幅変調回路１０の演算増幅
器A₃の反転入力端子に抵抗R₂₆を介して接続し
て、出力電流を電圧に変換した検出信号V_det1を
（接地側からみて極性を反転させて）送出するよ
うになつている。そして上記分流器Shの抵抗値
は出力電圧を検出する分圧回路の抵抗値に比して
極めて小さくなるように設定されておる。

次に、その動作について説明する。直流電源１
が印加されると、発振回路１１のスイツチングト
ランジスタQ₁は起動用抵抗R₁₈を介してベース電
流が流れ、該トランジスタQ₁が導通を開始し、
入力巻線N₁に電圧が発生する。この電圧により、
ベース巻線N₂にはトランジスタQ₁を順バイアス
する極性で電圧が発生し、ベース電流をさらに増
加させてトランジスタQ₁は急速に完全導通する。
このとき、出力トランスＴの入力巻線N₁に流れ
る電流は直線的に増加する。やがて出力トランス
Ｔの磁束が飽和点に達し磁束φの時間微分値
dφ／dtが零に近くなると、ベース巻線N₂の誘起
電圧が減少し始め、この結果、トランジスタQ₁
のベース電流が減少するとそのコレクタ電流は減
少し始め上記dφ／dtが負になることによりベー
ス巻線N₂にはトランジスタQ₁を逆バイアスする
極性の電圧が発生し、トランジスタQ₁は急速に
不導通となる。この不導通により入力巻線N₁に
逆起電力が発生する。出力トランスＴの電圧はそ
のインダクタンスＬと巻線間分布容量Ｃによる並
列共振により振動電圧となり、この振動電圧の1/
２周期後にトランジスタQ₁のベース電位が順バイ
アス方向となると、再び起動抵抗R₁₈を介してト
ランジスタQ₁のベースにベース電流が流れるた
め、トランジスタQ₁が再び導通する。以上の動
作をくり返えすことにより自励発振し、この発振
により、トランジスタQ₁のオン期間中に励磁イ
ンダクタンスに蓄積された磁気エネルギーがトラ
ンジスタQ₁のオフ期間に出力巻線N₃を介して放
出されることになるので、このパルス電圧を整流
平滑した直流高電圧が整流平滑回路１２のコンデ
ンサC₆の端子間から負荷１３に供給される。

そして、負荷１３に供給された直流高電圧出力
は、検出回路１４の可変抵抗VR₂の摺動子から出
力電圧を分圧した検出信号V_det2が、また分流器
Shの出力端から出力電流を電圧に変換した検出
信号V_det1がパルス幅変調回路１０の演算増幅器
A₃，A₄にそれぞれ送出される。

一方、基準電圧設定回路２は直流電源１の印加
により、温度検出回路３、第１、第２の分圧回路
４，５から出力V₃，V₄，V₅が差動増幅回路６に
送出される。今、温度が負荷１３の温度特性に支
障のない温度（例えば第２図で示す初期設定温度
t₁℃より低い温度）であつたとすると、差動増幅
回路６の出力V₆は例えば0Vレベルにあれば、加
算回路９の出力（V₆＋V₈）はV₈となつて、これ
が基準電圧設定回路２の出力（基準電圧）V_refと
して（第２図９の出力）、パルス幅変調回路１０
の演算増幅器A₃，A₄に送出される。これをうけ
た演算増幅器A₃，A₄はそれぞれ他方の入力
V_det1，V_det2との誤差増幅した出力V_a3，V_a4を送
出する。このとき、演算増幅器A₃の出力V_a3は、
上述した(2)式からも理解されるように、入力
V_det1がV_refより低くなると低下し、反対に高くな
ると上昇する出力となり、演算増幅器A₄の出力
V_a4は、上述した(3)式で示すように、入力V_det2が
V_refより低くなると低下し、高くなると上昇する
出力となる。そしてこれら出力V_a3，V_a4はそれ
ぞれダイオードD₂，D₃を介していずれか高い方
の出力（例えばV_a3）が誤差増幅部の出力信号と
して比較器CP₁に送出される。これをうけた比較
器CP₁は他方に入力するノコギリ波発生部の出力
信号とレベル比較し、ノコギリ波発生部からの入
力信号が誤差増幅部からの入力信号より大きい期
間“Ｌ”レベルとなつたパルス信号を発振回路１
１のトランジスタQ₂のベースに送出する。従つ
て、比較器CP₁のパルス信号は誤差増幅部の出力
が低下すればこれにつれて“Ｌ”レベルの期間が
長くなる即ち“Ｈ”レベルのパルス幅が短かくな
り、発振回路１１のトランジスタQ₂のオン期間
を増加させ、出力トランスＴに蓄積されるエネル
ギーも増加することとなつて高電圧出力を増加さ
せる。これとは反対に、誤差増幅部からの出力が
上昇すれば、比較器CP₁のパルス信号の“Ｌ”レ
ベル期間は短かくなり、トランジスタQ₂のオン
期間が増加しトランジスタQ₁のオン期間が減少
して、高電圧出力は減少するように動作して高電
圧出力が安定化が図られる。

そして、上記負荷１３の温度がその動作あるい
は外気温等によつて第２図に示す初期設定温度t₁
℃より上昇すると、これをサーミスタTHが抵抗
値の低下として検出することにより温度検出回路
３の出力V₃が低下する。これをうけた差動増幅
回路６の出力V₆は、上述した(1)式からも明らか
なように、入力V₃の低下により上昇し、これを
加算回路９に送出する。加算回路９はレベル設定
回路８の出力V₈と上記出力V₆とを加算した出力
を基準電圧V_refとしてパルス幅変調回路１０に送
出することになる。この上昇した基準電圧V_refを
うけたパルス幅変調回路１０の演算増幅器A₃，
A₄は上述の(2)、(3)式からも明らかなように、そ
のV_a3，V_a4は低下し、ダイオードD₂，D₃を介し
ていずれ高い方の出力（例えばV_a3）が比較器
CP₁に入力される。この入力レベルは温度が上記
初期設定温度t₁℃より低いときの基準電圧時に比
して低くなるので、比較器CP₁の“Ｌ”レベル期
間は長くなり、トランジスタQ₂のオン期間が減
少しトランジスタQ₁のオン期間を増加させ、発
振回路１１から送出する高電圧出力を増加させて
負荷１３に供給する。

更に、温度が上昇するとこれにつれて差動増幅
回路６の出力V₆も上昇し、温度が第２図に示すt₂
℃に達すると、クランプ回路７の抵抗R₁₀とR₁₁
の分圧した出力も上昇してダイオードD₁が導通
し、差動増幅回路６の出力V₆をそれ以上上昇せ
しめないようにクランプする（第２図６の出力）。
これにより加算回路９の出力（基準電圧V_ref）は
所定のレベルに保持され（第２図９の出力）、発
振回路１１から送出される高電圧出力はそれ以上
増加しない。このため、負荷１３が例えば複写機
における帯電用として使用される場合にはアーク
放電を防止して放電による帯電が行なわれ温度が
上昇しても帯電の均一化が図られる。このように
基準電圧設定回路２は、負荷１３の種類に応じて
設定した初期設定温度と負荷１３の最大定格から
設定された基準電圧V_refによつて定まる終期設定
温度の温度範囲（第２図t₁〜t₂）においては温度
上昇によつて基準電圧V_refを上昇せしめて、発振
回路１１の高電圧出力を増加させて負荷１３に供
給する。

尚、上記実施例にあつてはいわゆるリンキング
コンバータ方式に適用したものについて説明した
が、要旨を変更しない範囲で、その他のコンバー
タ方式あるいはインバータ方式のものに対しても
適用できることは勿論である。

本考案は上述したように、発振回路のスイツチ
ングトランジスタのオン期間を制御するパルス幅
変調回路に入力せしめる基準電圧を温度変化に対
応して昇降せしめるようにしてあるから、温度変
化によつて発振回路の高電圧出力を制御すること
ができ、このことは温度によつて特性変化を伴う
負荷、例えば複写機の放電による帯電を安定して
行なわせることができ、連続して多数複写する場
合であつても鮮明な画像を得ることができるとい
う大きな効果を有する。又、温度検出は直流電源
にサーミスタと抵抗を直列に接続した温度検出回
路と、抵抗を分圧して出力する第１、第２の分圧
回路とを並列に接続し、温度検出回路と第１の分
圧回路との出力端を差動増幅回路の入力端の一方
に、また入力端の他方に第２の分圧回路の出力端
をそれぞれ接続して差動増幅により検出するよう
にしてあるから、単にブリツジ形として差動増幅
により検出するものに比して、差動増幅回路の出
力シフトの設定が、ゲインやクランプ電圧に影響
せしめることなく簡単に調整することができ、回
路定数の選定も容易となり、調整の手間を大巾に
軽減することができ、このことは負荷の種類に応
じた設定が容易となり、設計の自由度を拡大して
電源装置の適用範囲を拡大することができるとい
う実用上大きな利点となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の実施例を示すブロツク図、第
２図は第１図の基準電圧設定回路の温度と出力の
関係を示す説明図である。 １：直流電源、２：基準電圧設定回路、３：温
度検出回路、４：第１の分圧回路、５：第２の分
圧回路、６：差動続幅回路、７：クランプ回路、
９：加算回路、１０：パルス幅変調回路、１１：
発振回路、１３：負荷、Q₁：スイツチングトラ
ンジスタ、Q₂：制御用トランジスタ、Ｔ：出力
トランス、TH：サーミスタ。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 出力トランスとスイツチングトランジスタ等よ
   りなる発振回路と、この発振回路の出力を検出す
   る検出回路と、基準電圧を出力する基準電圧設定
   回路と、この基準電圧設定回路と検出回路の両出
   力の誤差によつてパルス幅を可変して出力するよ
   うにしたパルス幅変調回路とを備え、このパルス
   幅変調回路の出力によつて上記スイツチングトラ
   ンジスタのオン期間を制御することにより安定化
   した高電圧を送出するようにしたものにおいて、
   上記基準電圧設定回路を、直流電源にサーミスタ
   と抵抗を直列に接続してなる温度検出回路と、抵
   抗分圧によつて出力する第１、第２の分圧回路と
   を並列に接続し、上記温度検出回路と第１の分圧
   回路との出力端を差動増幅回路の入力端の一方
   に、また入力端の他方に上記第２の分圧回路の出
   力端をそれぞれ接続し、差動増幅回路と直流電源
   に接続されて抵抗分圧によりレベル設定の出力を
   送出するようにしたレベル設定回路との両出力端
   を加算回路に接続し、この加算回路から基準電圧
   を出力するように構成したことを特徴とする高電
   圧電源装置。