JP2003018826A - バッテリ充電用ｄｃ−ｄｃコンバータ装置 - Google Patents
バッテリ充電用ｄｃ−ｄｃコンバータ装置Info
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- JP2003018826A JP2003018826A JP2001194203A JP2001194203A JP2003018826A JP 2003018826 A JP2003018826 A JP 2003018826A JP 2001194203 A JP2001194203 A JP 2001194203A JP 2001194203 A JP2001194203 A JP 2001194203A JP 2003018826 A JP2003018826 A JP 2003018826A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】信頼性、検出精度の低下を抑止しつつ簡素な構
成で製造コスト低減が可能なバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣ
コンバータ装置を提供すること。 【解決手段】バッテリへ出力する出力電圧Ｖoを目標電
圧Ｖpを含む許容出力電圧範囲内に制御するＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力電圧Ｖoが、上記許容出力電圧範囲の
下限値ＶＬより所定小値だけ小さい所定の過負荷判定し
きい値電圧Ｖthより低下する場合にＤＣ−ＤＣコンバー
タが過負荷状態であると判定する。
成で製造コスト低減が可能なバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣ
コンバータ装置を提供すること。 【解決手段】バッテリへ出力する出力電圧Ｖoを目標電
圧Ｖpを含む許容出力電圧範囲内に制御するＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力電圧Ｖoが、上記許容出力電圧範囲の
下限値ＶＬより所定小値だけ小さい所定の過負荷判定し
きい値電圧Ｖthより低下する場合にＤＣ−ＤＣコンバー
タが過負荷状態であると判定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、バッテリ充電用Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ装置に関する。
Ｃ−ＤＣコンバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】たとえ
ばハイブリッド自動車などにおいて、それぞれバッテリ
を有する高低２つの電源系が設けられ、高圧側のバッテ
リから低圧側のバッテリへ電力を給電するためにＤＣ−
ＤＣコンバータ装置が配置される。
ばハイブリッド自動車などにおいて、それぞれバッテリ
を有する高低２つの電源系が設けられ、高圧側のバッテ
リから低圧側のバッテリへ電力を給電するためにＤＣ−
ＤＣコンバータ装置が配置される。
【０００３】この種の二電源型車両用電源装置では、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ装置の過負荷による障害を防止する
ために、図３、図４に示す過負荷検出回路３００、４０
０を装備していた。なお、図３、図４において１００は
ＤＣ−ＤＣコンバータ、２００は低圧バッテリである。
Ｖiは約３００Ｖの直流入力電圧であり、不図示の車載
の高圧発電機の発電電圧を整流して形成される。Ｖoは
約１４Ｖの直流出力電圧であり、低圧バッテリ２００や
不図示の低圧車載電気負荷に給電されている。高圧電源
系を大地電圧からフローティングするために、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ１００は降圧トランスを内蔵し、この降圧
トランスの入力側にインバータを、この降圧トランスの
出力側に整流回路を有している。
Ｃ−ＤＣコンバータ装置の過負荷による障害を防止する
ために、図３、図４に示す過負荷検出回路３００、４０
０を装備していた。なお、図３、図４において１００は
ＤＣ−ＤＣコンバータ、２００は低圧バッテリである。
Ｖiは約３００Ｖの直流入力電圧であり、不図示の車載
の高圧発電機の発電電圧を整流して形成される。Ｖoは
約１４Ｖの直流出力電圧であり、低圧バッテリ２００や
不図示の低圧車載電気負荷に給電されている。高圧電源
系を大地電圧からフローティングするために、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ１００は降圧トランスを内蔵し、この降圧
トランスの入力側にインバータを、この降圧トランスの
出力側に整流回路を有している。
【０００４】図３に示す過負荷検出部３００は、ＤＣ−
ＤＣコンバータ１００の直流入力電圧Ｖiに比例する入
力信号電圧をフォトカプラ３０１を通じて入力される電
圧比較回路３０２を有し、電圧比較回路３０２は入力信
号電圧と所定の基準電圧と比較し、入力信号電圧が基準
電圧より低下すれば過負荷であると判定し、比較結果を
大地電圧を基準とする出力信号電圧として出力する。
ＤＣコンバータ１００の直流入力電圧Ｖiに比例する入
力信号電圧をフォトカプラ３０１を通じて入力される電
圧比較回路３０２を有し、電圧比較回路３０２は入力信
号電圧と所定の基準電圧と比較し、入力信号電圧が基準
電圧より低下すれば過負荷であると判定し、比較結果を
大地電圧を基準とする出力信号電圧として出力する。
【０００５】図４に示す過負荷検出部４００は、ＤＣ−
ＤＣコンバータ１００の出力電流を非接触に検出する磁
気式電流センサ４０１と、その出力信号電圧を所定の基
準電圧と比較する電圧比較回路４０２とを有し、電圧比
較回路４０２は、センサ４０１の出力信号電圧が基準電
圧より大きければ過負荷であると判定する。
ＤＣコンバータ１００の出力電流を非接触に検出する磁
気式電流センサ４０１と、その出力信号電圧を所定の基
準電圧と比較する電圧比較回路４０２とを有し、電圧比
較回路４０２は、センサ４０１の出力信号電圧が基準電
圧より大きければ過負荷であると判定する。
【０００６】しかしながら、上記説明した図３に示すＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの入力電圧の低下により過負荷を検
出する過負荷検出方式では、回路構成が複雑化し、高価
なフォトカプラのため製造コスト低減に限界があった。
Ｃ−ＤＣコンバータの入力電圧の低下により過負荷を検
出する過負荷検出方式では、回路構成が複雑化し、高価
なフォトカプラのため製造コスト低減に限界があった。
【０００７】本発明は、上記問題点に鑑みなされたもの
であり、簡素な構成で製造コスト低減が可能なバッテリ
充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を提供することをその
目的としている。
であり、簡素な構成で製造コスト低減が可能なバッテリ
充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を提供することをその
目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】請求項１記載のバッテリ
充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、入力直流電力を電
圧変換してバッテリに給電するＤＣ−ＤＣコンバータ
と、所定の目標電圧Ｖpに所定ゲインＧ１を掛けた値に
相当する第一参照電圧Ｖs１＝Ｇ１・Ｖpを発生する定電
圧回路部と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖo
に前記所定ゲインＧ１を掛けた値に相当する第一電圧Ｖ
１＝Ｇ１・Ｖoと前記第一参照電圧Ｖs＝Ｇ１・Ｖpとの
比較結果に基づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内蔵のス
イッチング素子を断続制御して前記出力電圧Ｖoを前記
目標電圧Ｖpに収束させる制御部と、前記ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの過負荷状態を検出する過負荷判定部とを備え
るバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記過負荷検出部は、前記目標電圧Ｖpを含む許容出力
電圧範囲の下限値より所定小値だけ小さい所定の過負荷
判定しきい値電圧Ｖthに連動する第二参照電圧Ｖs2と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖoに連動する第
二電圧Ｖ２との比較結果に基づいて、前記出力電圧Ｖo
が前記過負荷判定しきい値電圧Ｖthよりも低下した場合
に前記ＤＣ−ＤＣコンバータが過負荷状態であると判定
することを特徴としている。
充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、入力直流電力を電
圧変換してバッテリに給電するＤＣ−ＤＣコンバータ
と、所定の目標電圧Ｖpに所定ゲインＧ１を掛けた値に
相当する第一参照電圧Ｖs１＝Ｇ１・Ｖpを発生する定電
圧回路部と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖo
に前記所定ゲインＧ１を掛けた値に相当する第一電圧Ｖ
１＝Ｇ１・Ｖoと前記第一参照電圧Ｖs＝Ｇ１・Ｖpとの
比較結果に基づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内蔵のス
イッチング素子を断続制御して前記出力電圧Ｖoを前記
目標電圧Ｖpに収束させる制御部と、前記ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの過負荷状態を検出する過負荷判定部とを備え
るバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記過負荷検出部は、前記目標電圧Ｖpを含む許容出力
電圧範囲の下限値より所定小値だけ小さい所定の過負荷
判定しきい値電圧Ｖthに連動する第二参照電圧Ｖs2と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖoに連動する第
二電圧Ｖ２との比較結果に基づいて、前記出力電圧Ｖo
が前記過負荷判定しきい値電圧Ｖthよりも低下した場合
に前記ＤＣ−ＤＣコンバータが過負荷状態であると判定
することを特徴としている。
【０００９】なお、各ゲインは好適には１未満、更に好
適には０．５とされるが、ゲインを１又はそれ以上に設
定することは禁止されているわけではない。
適には０．５とされるが、ゲインを１又はそれ以上に設
定することは禁止されているわけではない。
【００１０】すなわち、上記構成のＤＣ−ＤＣコンバー
タ装置では、出力電圧Ｖoを目標電圧Ｖpに収束させるた
めのフィードバック制御を行っているため、所定の入力
電圧があるかあるいは過負荷でなければ出力電圧Ｖoは
目標電圧Ｖpを含む許容出力電圧範囲内側にあり、所定
の入力電圧以下になるかあるいは過負荷になると、過電
流制限回路及び入力電圧不足により出力電圧Ｖoが急激
に低下する。
タ装置では、出力電圧Ｖoを目標電圧Ｖpに収束させるた
めのフィードバック制御を行っているため、所定の入力
電圧があるかあるいは過負荷でなければ出力電圧Ｖoは
目標電圧Ｖpを含む許容出力電圧範囲内側にあり、所定
の入力電圧以下になるかあるいは過負荷になると、過電
流制限回路及び入力電圧不足により出力電圧Ｖoが急激
に低下する。
【００１１】本発明は上記現象に着目してなされたもの
であり、出力電圧Ｖo又はその連動電圧である第二電圧
Ｖ２が、上記許容出力電圧範囲の下限値より小さい所定
の過負荷判定しきい値電圧Ｖth又はそれに連動する第二
参照電圧Ｖs2とを比較し、小さくなれば過負荷と判定す
る。
であり、出力電圧Ｖo又はその連動電圧である第二電圧
Ｖ２が、上記許容出力電圧範囲の下限値より小さい所定
の過負荷判定しきい値電圧Ｖth又はそれに連動する第二
参照電圧Ｖs2とを比較し、小さくなれば過負荷と判定す
る。
【００１２】これにより、上記した従来の過負荷検出方
式の各問題点をすべて解消して実用性に優れた過負荷検
出が可能となる。
式の各問題点をすべて解消して実用性に優れた過負荷検
出が可能となる。
【００１３】請求項２記載の構成によれば請求項１記載
のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において更
に、前記過負荷判定しきい値電圧Ｖthは、前記バッテリ
の開放電圧よりも高く設定されていることを特徴として
いる。
のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において更
に、前記過負荷判定しきい値電圧Ｖthは、前記バッテリ
の開放電圧よりも高く設定されていることを特徴として
いる。
【００１４】これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータが充電
を行わず、バッテリが放電動作している場合にＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータが過負荷と誤判定することを防止すること
ができる。
を行わず、バッテリが放電動作している場合にＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータが過負荷と誤判定することを防止すること
ができる。
【００１５】請求項３記載の構成は請求項２記載のバッ
テリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において更に、前
記過負荷判定しきい値電圧Ｖthは、前記下限値と前記開
放電圧とのほぼ中間値とされることを特徴としている。
なお、ほぼ中間値とは、下限値と開放電圧との間の電圧
差をΔＶxとすれば、開放電圧＋０．４・ΔＶ〜開放電
圧＋０．６・ΔＶの範囲を指定するものとする。
テリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において更に、前
記過負荷判定しきい値電圧Ｖthは、前記下限値と前記開
放電圧とのほぼ中間値とされることを特徴としている。
なお、ほぼ中間値とは、下限値と開放電圧との間の電圧
差をΔＶxとすれば、開放電圧＋０．４・ΔＶ〜開放電
圧＋０．６・ΔＶの範囲を指定するものとする。
【００１６】請求項４記載の構成は請求項１乃至３のい
ずれか記載のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置
において更に、前記過負荷検出部は、前記出力電圧Ｖo
に前記所定ゲインＧ１より大きい所定ゲインＧ２を掛け
て形成した前記第二電圧Ｖ２＝Ｇ２・Ｖoと、前記第一
参照電圧Ｖs１と等しく設定された前記第二参照電圧Ｖs
2との比較結果に基づいて、前記第二電圧Ｖ２＝Ｇ２・
Ｖoが前記第一参照電圧Ｖs１＝前記第二参照電圧Ｖs2よ
りも低くなる場合に過負荷状態であると判定することを
特徴としている。
ずれか記載のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置
において更に、前記過負荷検出部は、前記出力電圧Ｖo
に前記所定ゲインＧ１より大きい所定ゲインＧ２を掛け
て形成した前記第二電圧Ｖ２＝Ｇ２・Ｖoと、前記第一
参照電圧Ｖs１と等しく設定された前記第二参照電圧Ｖs
2との比較結果に基づいて、前記第二電圧Ｖ２＝Ｇ２・
Ｖoが前記第一参照電圧Ｖs１＝前記第二参照電圧Ｖs2よ
りも低くなる場合に過負荷状態であると判定することを
特徴としている。
【００１７】本構成によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの
出力電圧Ｖoを目標電圧Ｖpに収束させるための第一参照
電圧Ｖs１と、出力電圧Ｖoが所定値以上低下したかどう
かにより過負荷を判定するための第二参照電圧Ｖs2とを
同一の定電圧回路で作成でき、回路構成を簡素化するこ
とができる。
出力電圧Ｖoを目標電圧Ｖpに収束させるための第一参照
電圧Ｖs１と、出力電圧Ｖoが所定値以上低下したかどう
かにより過負荷を判定するための第二参照電圧Ｖs2とを
同一の定電圧回路で作成でき、回路構成を簡素化するこ
とができる。
【００１８】
【発明を実施するための態様】本発明のバッテリ充電用
ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の好適な実施態様を図１〜図
３を参照して以下に説明する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の好適な実施態様を図１〜図
３を参照して以下に説明する。
【００１９】二電源式ハイブリッド自動車用のバッテリ
充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路図を図１に示
す。
充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路図を図１に示
す。
【００２０】１は定格電圧約３００Ｖの高圧バッテリ、
２はＤＣ−ＤＣコンバータ、３は定格電圧約１２Ｖの低
圧バッテリ、４は制御回路であり、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ２と制御回路４は本発明でいうバッテリ充電用ＤＣ−
ＤＣコンバータ装置を構成している。
２はＤＣ−ＤＣコンバータ、３は定格電圧約１２Ｖの低
圧バッテリ、４は制御回路であり、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ２と制御回路４は本発明でいうバッテリ充電用ＤＣ−
ＤＣコンバータ装置を構成している。
【００２１】ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、平滑コンデン
サ２１、インバータ回路２２、降圧トランス２３、一対
の整流用ダイオード２４、２５、平滑用のチョークコイ
ル２６、平滑コンデンサ２７からなる。
サ２１、インバータ回路２２、降圧トランス２３、一対
の整流用ダイオード２４、２５、平滑用のチョークコイ
ル２６、平滑コンデンサ２７からなる。
【００２２】インバータ回路２２は、４つのＭＯＳトラ
ンジスタをブリッジ接続してなり、インバータ回路２２
の出力交流電圧は降圧トランス２３で降圧される。降圧
トランス２３の一対の二次コイルの接続端は中間タップ
を通じて接地され、両二次コイルの他端は単相全波整流
回路をなすダイオード２４、２５、更には平滑用のチョ
ークコイル２６を通じて低圧バッテリ３に給電される。
ンジスタをブリッジ接続してなり、インバータ回路２２
の出力交流電圧は降圧トランス２３で降圧される。降圧
トランス２３の一対の二次コイルの接続端は中間タップ
を通じて接地され、両二次コイルの他端は単相全波整流
回路をなすダイオード２４、２５、更には平滑用のチョ
ークコイル２６を通じて低圧バッテリ３に給電される。
【００２３】インバータ回路２２の各ＭＯＳトランジス
タはＰＷＭ制御され（上アーム側又は下アーム側のＭＯ
ＳトランジスタのみＰＷＭ制御し、残るＭＯＳトランジ
スタは所定タイミングで断続制御してもよい）、ＰＷＭ
制御されるＭＯＳトランジスタのデューティ比を、低圧
バッテリ３の電圧すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ２の出
力電圧Ｖoと一定の目標電圧Ｖpとの比較結果によりフィ
ードバック制御して、出力電圧Ｖoを目標電圧Ｖpに収束
させている。上記ＤＣ−ＤＣコンバータ２の回路構成や
動作はよく知られているので、更なる詳細説明は省略す
る。
タはＰＷＭ制御され（上アーム側又は下アーム側のＭＯ
ＳトランジスタのみＰＷＭ制御し、残るＭＯＳトランジ
スタは所定タイミングで断続制御してもよい）、ＰＷＭ
制御されるＭＯＳトランジスタのデューティ比を、低圧
バッテリ３の電圧すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ２の出
力電圧Ｖoと一定の目標電圧Ｖpとの比較結果によりフィ
ードバック制御して、出力電圧Ｖoを目標電圧Ｖpに収束
させている。上記ＤＣ−ＤＣコンバータ２の回路構成や
動作はよく知られているので、更なる詳細説明は省略す
る。
【００２４】制御回路４は、本発明で言う定電圧回路
部、制御部及び過負荷判定部を構成しており、実際には
ＤＣ−ＤＣコンバータ２と一体に構成されている。
部、制御部及び過負荷判定部を構成しており、実際には
ＤＣ−ＤＣコンバータ２と一体に構成されている。
【００２５】４１は電圧制御用抵抗分圧回路、４２は電
圧制御用コンパレータ、４３はゲート電圧発生回路、４
４は過負荷検出用抵抗分圧回路、４５は過負荷検出用コ
ンパレータ、４６は定電圧回路である。電圧制御用抵抗
分圧回路４１、電圧制御用コンパレータ４２及びゲート
電圧発生回路４３は本発明で言う制御部を構成し、過負
荷検出用抵抗分圧回路４４及び過負荷検出用コンパレー
タ４５は本発明で言う過負荷判定部を構成し、定電圧回
路４６は本発明で言う定電圧回路部を構成している。
圧制御用コンパレータ、４３はゲート電圧発生回路、４
４は過負荷検出用抵抗分圧回路、４５は過負荷検出用コ
ンパレータ、４６は定電圧回路である。電圧制御用抵抗
分圧回路４１、電圧制御用コンパレータ４２及びゲート
電圧発生回路４３は本発明で言う制御部を構成し、過負
荷検出用抵抗分圧回路４４及び過負荷検出用コンパレー
タ４５は本発明で言う過負荷判定部を構成し、定電圧回
路４６は本発明で言う定電圧回路部を構成している。
【００２６】電圧制御用抵抗分圧回路４１は、抵抗素子
r1、r2を直列接続してなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の
出力電圧Ｖoは電圧制御用抵抗分圧回路４１で分圧され
てコンパレータ４２のー入力端に入力される。
r1、r2を直列接続してなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の
出力電圧Ｖoは電圧制御用抵抗分圧回路４１で分圧され
てコンパレータ４２のー入力端に入力される。
【００２７】定電圧回路４６は、低圧バッテリ３の電圧
（実質的にＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖoに等
しいとする）をたとえば抵抗素子とツェナダイオードと
の直列回路に印加し、低位端が接地されたツェナダイオ
ードの高位端電位を参照電圧Ｖrefとしてコンパレータ
４２、４５の＋入力端に印加している。
（実質的にＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖoに等
しいとする）をたとえば抵抗素子とツェナダイオードと
の直列回路に印加し、低位端が接地されたツェナダイオ
ードの高位端電位を参照電圧Ｖrefとしてコンパレータ
４２、４５の＋入力端に印加している。
【００２８】コンパレータ４２は、電圧制御用抵抗分圧
回路４１から入力される出力電圧Ｖoの分圧Ｖ１と、参
照電圧Ｖrefとを比較して比較結果をゲート電圧発生回
路４３に出力する。
回路４１から入力される出力電圧Ｖoの分圧Ｖ１と、参
照電圧Ｖrefとを比較して比較結果をゲート電圧発生回
路４３に出力する。
【００２９】ゲート電圧発生回路４３は所定搬送周波数
のＰＷＭゲート電圧を作成し、インバータ回路２２の各
ＭＯＳトランジスタに印加する。ゲート制御回路４３は
入力される上記比較結果に基づいて上記ＰＷＭゲート電
圧のデューティ比を制御して上記ＭＯＳトランジスタの
オン時間を調整し、インバータ回路２２から出力される
出力電圧の平均振幅を制御して、出力電圧Ｖoを目標電
圧Ｖpに収束させる。上記したコンパレータ４２による
フィードバック制御においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ
２の出力電圧Ｖoは目標電圧Ｖpを中心としてその上下に
所定幅だけすなわち本発明で言う許容出力電圧範囲内で
変動することになる。
のＰＷＭゲート電圧を作成し、インバータ回路２２の各
ＭＯＳトランジスタに印加する。ゲート制御回路４３は
入力される上記比較結果に基づいて上記ＰＷＭゲート電
圧のデューティ比を制御して上記ＭＯＳトランジスタの
オン時間を調整し、インバータ回路２２から出力される
出力電圧の平均振幅を制御して、出力電圧Ｖoを目標電
圧Ｖpに収束させる。上記したコンパレータ４２による
フィードバック制御においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ
２の出力電圧Ｖoは目標電圧Ｖpを中心としてその上下に
所定幅だけすなわち本発明で言う許容出力電圧範囲内で
変動することになる。
【００３０】ここで、Ｖ１＝Ｇ１・Ｖo、Ｇ１＝r1／（r
1＋r2）、Ｖref＝Ｇ１・Ｖpに設定されている。
1＋r2）、Ｖref＝Ｇ１・Ｖpに設定されている。
【００３１】過負荷検出用抵抗分圧回路４４は、抵抗素
子r3、r4を直列接続してなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２
の出力電圧Ｖoは電圧制御用抵抗分圧回路４４で分圧さ
れてコンパレータ４５のー入力端に入力される。
子r3、r4を直列接続してなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２
の出力電圧Ｖoは電圧制御用抵抗分圧回路４４で分圧さ
れてコンパレータ４５のー入力端に入力される。
【００３２】コンパレータ４５は、過負荷検出用抵抗分
圧回路４４から入力される出力電圧Ｖoの分圧Ｖ２と、
参照電圧Ｖrefとを比較し、出力電圧Ｖoの分圧Ｖ２が参
照電圧Ｖrefより低い場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２
は過負荷状態であると判定して、ハイレベル電位信号を
過負荷警報信号として出力する。
圧回路４４から入力される出力電圧Ｖoの分圧Ｖ２と、
参照電圧Ｖrefとを比較し、出力電圧Ｖoの分圧Ｖ２が参
照電圧Ｖrefより低い場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２
は過負荷状態であると判定して、ハイレベル電位信号を
過負荷警報信号として出力する。
【００３３】ここで、Ｖ２＝Ｇ２・Ｖo、Ｇ２＝r3／（r
3＋r4）、Ｖref＝Ｇ１・Ｖpに設定され、特に、Ｇ２は
Ｇ１より所定値だけ大きく設定されている。したがっ
て、出力電圧Ｖoが目標電圧Ｖpが低下し、許容出力電圧
範囲の下限値に達するとまずコンパレータ４２が反転
し、出力電圧Ｖoを増大するデューティ比アップ制御を
開始する。この時点では、コンパレータ４５に入力され
る第二電圧Ｖ２はまだ参照電圧Ｖrefよりも大きく、コ
ンパレータ４５は反転せず、過負荷警報信号を出力しな
い。その後、更に出力電圧Ｖoが低下すると、コンパレ
ータ４５に入力される第二電圧Ｖ２は参照電圧Ｖrefよ
りも小さくなり、コンパレータ４５は反転し、過負荷警
報信号を出力する。
3＋r4）、Ｖref＝Ｇ１・Ｖpに設定され、特に、Ｇ２は
Ｇ１より所定値だけ大きく設定されている。したがっ
て、出力電圧Ｖoが目標電圧Ｖpが低下し、許容出力電圧
範囲の下限値に達するとまずコンパレータ４２が反転
し、出力電圧Ｖoを増大するデューティ比アップ制御を
開始する。この時点では、コンパレータ４５に入力され
る第二電圧Ｖ２はまだ参照電圧Ｖrefよりも大きく、コ
ンパレータ４５は反転せず、過負荷警報信号を出力しな
い。その後、更に出力電圧Ｖoが低下すると、コンパレ
ータ４５に入力される第二電圧Ｖ２は参照電圧Ｖrefよ
りも小さくなり、コンパレータ４５は反転し、過負荷警
報信号を出力する。
【００３４】図２にＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電流
と出力電圧Ｖoとの関係を示し、図３にＤＣ−ＤＣコン
バータ２の等価ブロック回路を示す。
と出力電圧Ｖoとの関係を示し、図３にＤＣ−ＤＣコン
バータ２の等価ブロック回路を示す。
【００３５】この実施例では、参照電圧Ｖrefは、本発
明で言う第一参照電圧Ｖs１及び第二参照電圧Ｖs2に相
当している。
明で言う第一参照電圧Ｖs１及び第二参照電圧Ｖs2に相
当している。
【００３６】ここで、Ｖ１＝Ｇ１・Ｖo、Ｇ１＝r1／（r
1＋r2）、Ｖref＝Ｇ１・Ｖpに設定されている。また、
Ｖ２＝Ｇ２・Ｖo、Ｇ２＝r3／（r3＋r4）、Ｖref＝Ｇ１
・Ｖpに設定され、特に、Ｇ２はＧ１より所定値だけ大
きく設定されている。
1＋r2）、Ｖref＝Ｇ１・Ｖpに設定されている。また、
Ｖ２＝Ｇ２・Ｖo、Ｇ２＝r3／（r3＋r4）、Ｖref＝Ｇ１
・Ｖpに設定され、特に、Ｇ２はＧ１より所定値だけ大
きく設定されている。
【００３７】また、この実施例では、コンパレータ４５
が上記反転する時点の出力電圧Ｖoの値に等しい過負荷
判定しきい値電圧Ｖthはバッテリの開放電圧よりも高く
設定されているので、誤判定を防止することができる。
が上記反転する時点の出力電圧Ｖoの値に等しい過負荷
判定しきい値電圧Ｖthはバッテリの開放電圧よりも高く
設定されているので、誤判定を防止することができる。
【００３８】また、この実施例では、目標電圧Ｖpは１
４．４Ｖに設定され、低圧バッテリ３の開放電圧は１
２．８Ｖとされ、過負荷判定しきい値電圧Ｖthは１３．
５Ｖとされている。
４．４Ｖに設定され、低圧バッテリ３の開放電圧は１
２．８Ｖとされ、過負荷判定しきい値電圧Ｖthは１３．
５Ｖとされている。
【図１】 本発明のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバー
タ装置の一実施例を示す回路図である。
タ装置の一実施例を示す回路図である。
【図２】 図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流
ー出力電圧関係を示す特性図である。
ー出力電圧関係を示す特性図である。
【図３】 従来のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ
装置を示すブロック回路図である。
装置を示すブロック回路図である。
【図４】従来のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装
置を示すブロック回路図である。
置を示すブロック回路図である。
１ 高圧バッテリ
２ ＤＣ−ＤＣコンバータ
３ 低圧バッテリ（バッテリ）
４ 制御回路（定電圧回路部、制御部及び過負荷判定
部）
部）
Claims (4)
- 【請求項１】入力直流電力を電圧変換してバッテリに給
電するＤＣ−ＤＣコンバータと、 所定の目標電圧Ｖpに所定ゲインＧ１を掛けた値に相当
する第一参照電圧Ｖs１＝Ｇ１・Ｖpを発生する定電圧回
路部と、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖoに前記所定ゲ
インＧ１を掛けた値に相当する第一電圧Ｖ１＝Ｇ１・Ｖ
oと前記第一参照電圧Ｖs＝Ｇ１・Ｖpとの比較結果に基
づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内蔵のスイッチング素
子を断続制御して前記出力電圧Ｖoを前記目標電圧Ｖpに
収束させる制御部と、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータの過負荷状態を検出する過負
荷判定部と、 を備えるバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置にお
いて、 前記過負荷検出部は、前記目標電圧Ｖpを含む許容出力
電圧範囲の下限値より所定小値だけ小さい所定の過負荷
判定しきい値電圧Ｖthに連動する第二参照電圧Ｖs2と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖoに連動する第
二電圧Ｖ２との比較結果に基づいて、前記出力電圧Ｖo
が前記過負荷判定しきい値電圧Ｖthよりも低下した場合
に前記ＤＣ−ＤＣコンバータが過負荷状態であると判定
することを特徴とするバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ装置。 - 【請求項２】請求項１記載のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣ
コンバータ装置において、 前記過負荷判定しきい値電圧Ｖthは、前記バッテリの開
放電圧よりも高く設定されていることを特徴とするバッ
テリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。 - 【請求項３】請求項２記載のバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣ
コンバータ装置において、 前記過負荷判定しきい値電圧Ｖthは、前記下限値と前記
開放電圧とのほぼ中間値とされることを特徴とするバッ
テリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。 - 【請求項４】請求項１乃至３のいずれか記載のバッテリ
充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、 前記過負荷検出部は、 前記出力電圧Ｖoに前記所定ゲインＧ１より大きい所定
ゲインＧ２を掛けて形成した前記第二電圧Ｖ２＝Ｇ２・
Ｖoと、前記第一参照電圧Ｖs１と等しく設定された前記
第二参照電圧Ｖs2との比較結果に基づいて、前記第二電
圧Ｖ２＝Ｇ２・Ｖoが前記第一参照電圧Ｖs１＝前記第二
参照電圧Ｖs2よりも低くなる場合に過負荷状態であると
判定することを特徴とするバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001194203A JP3622906B2 (ja) | 2001-06-27 | 2001-06-27 | バッテリ充電用ｄｃ−ｄｃコンバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001194203A JP3622906B2 (ja) | 2001-06-27 | 2001-06-27 | バッテリ充電用ｄｃ−ｄｃコンバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003018826A true JP2003018826A (ja) | 2003-01-17 |
| JP3622906B2 JP3622906B2 (ja) | 2005-02-23 |
Family
ID=19032376
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001194203A Expired - Lifetime JP3622906B2 (ja) | 2001-06-27 | 2001-06-27 | バッテリ充電用ｄｃ−ｄｃコンバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3622906B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007209072A (ja) * | 2006-01-31 | 2007-08-16 | Denso Corp | 車載用スイッチング電源 |
| JP2011166982A (ja) * | 2010-02-12 | 2011-08-25 | Nichicon Corp | コンバータ |
| WO2021100112A1 (ja) * | 2019-11-19 | 2021-05-27 | 株式会社堤水素研究所 | 直流電源システム |
-
2001
- 2001-06-27 JP JP2001194203A patent/JP3622906B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007209072A (ja) * | 2006-01-31 | 2007-08-16 | Denso Corp | 車載用スイッチング電源 |
| JP4600773B2 (ja) * | 2006-01-31 | 2010-12-15 | 株式会社デンソー | 車載用スイッチング電源 |
| JP2011166982A (ja) * | 2010-02-12 | 2011-08-25 | Nichicon Corp | コンバータ |
| WO2021100112A1 (ja) * | 2019-11-19 | 2021-05-27 | 株式会社堤水素研究所 | 直流電源システム |
| JPWO2021100112A1 (ja) * | 2019-11-19 | 2021-11-25 | 株式会社堤水素研究所 | 直流電力システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3622906B2 (ja) | 2005-02-23 |
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