JPS6347003B2 - - Google Patents
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- JPS6347003B2 JPS6347003B2 JP55070710A JP7071080A JPS6347003B2 JP S6347003 B2 JPS6347003 B2 JP S6347003B2 JP 55070710 A JP55070710 A JP 55070710A JP 7071080 A JP7071080 A JP 7071080A JP S6347003 B2 JPS6347003 B2 JP S6347003B2
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- JP
- Japan
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- terminal
- noise
- transistor
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 12
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 10
- 230000006798 recombination Effects 0.000 description 8
- 238000005215 recombination Methods 0.000 description 8
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/0002—Types of oscillators
- H03B2200/0008—Colpitts oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
- H03B2200/0088—Reduction of noise
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2202/00—Aspects of oscillators relating to reduction of undesired oscillations
- H03B2202/01—Reduction of undesired oscillations originated from distortion in one of the circuit elements of the oscillator
- H03B2202/012—Reduction of undesired oscillations originated from distortion in one of the circuit elements of the oscillator the circuit element being the active device
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2202/00—Aspects of oscillators relating to reduction of undesired oscillations
- H03B2202/02—Reduction of undesired oscillations originated from natural noise of the circuit elements of the oscillator
Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は低雑音発振器に関し、さらに詳しく言
えば、発振器によつて出された信号を低ノイズで
抽出する手段を持つ発振器に関する。
えば、発振器によつて出された信号を低ノイズで
抽出する手段を持つ発振器に関する。
発信器は基本的には発振ループを持ち、その発
振ループから増幅器を使用して電力が抽出され
る。従来技術では、信号抽出は発振ループ内の一
個の回路素子の両端の電圧をモニタし、その電圧
を増幅して行なわれていた。しかし水晶共振器を
使用した発振器においては、この技術では出力信
号内にかなり高いノイズ成分を発生させる。
振ループから増幅器を使用して電力が抽出され
る。従来技術では、信号抽出は発振ループ内の一
個の回路素子の両端の電圧をモニタし、その電圧
を増幅して行なわれていた。しかし水晶共振器を
使用した発振器においては、この技術では出力信
号内にかなり高いノイズ成分を発生させる。
このノイズは基本的には反転増幅器を含む発振
ループと、発振ループからの信号抽出に使う複数
個のバツフア増幅器との二つに起因して発生され
る。発振ループに起因する出力信号中のノイズを
最小にするために、共振器を通る電流に比例した
電圧を出力信号として使うことができる。この方
法においては、フイルタの役目をする共振器を通
つた最もきれいな信号が得られるので、発信ルー
プに起因するノイズ成分を減少させることができ
る。これは、具体的には、共振器と直列に一個の
小さいインピーダンス素子を置き、そのインピー
ダンス素子に生ずる電圧を出力信号として使用す
ることで達成される。
ループと、発振ループからの信号抽出に使う複数
個のバツフア増幅器との二つに起因して発生され
る。発振ループに起因する出力信号中のノイズを
最小にするために、共振器を通る電流に比例した
電圧を出力信号として使うことができる。この方
法においては、フイルタの役目をする共振器を通
つた最もきれいな信号が得られるので、発信ルー
プに起因するノイズ成分を減少させることができ
る。これは、具体的には、共振器と直列に一個の
小さいインピーダンス素子を置き、そのインピー
ダンス素子に生ずる電圧を出力信号として使用す
ることで達成される。
出力バツフア増幅器の固有のノイズの影響を最
小にして、高いＳ／Ｎ比を得るには大きな出力信
号電圧が要求される。しかし、これらの技術にお
いて出力信号発生用回路素子のインピーダンスを
大きくすると、発振ループのチユーニングあるい
はＱが大きく乱される。
小にして、高いＳ／Ｎ比を得るには大きな出力信
号電圧が要求される。しかし、これらの技術にお
いて出力信号発生用回路素子のインピーダンスを
大きくすると、発振ループのチユーニングあるい
はＱが大きく乱される。
したがつて、発振ループに対し低いインピーダ
ンスを示し、発振器のチユーニングあるいはＱを
乱さず、そして出力バツフア増幅器に高いインピ
ーダンスを示す回路が大いに要求される。これら
の特性を持つ回路は発振ループ及びバツフア増幅
器の両方からのノイズの影響を最小にする。本発
明はそういつた回路を提供せんとするものであ
る。
ンスを示し、発振器のチユーニングあるいはＱを
乱さず、そして出力バツフア増幅器に高いインピ
ーダンスを示す回路が大いに要求される。これら
の特性を持つ回路は発振ループ及びバツフア増幅
器の両方からのノイズの影響を最小にする。本発
明はそういつた回路を提供せんとするものであ
る。
本発明の実施例によれば、反転増幅器の入出力
端子間に直列接続された水晶共振器を有する。さ
らに、水晶共振器と直列接続された能動出力手段
が用いられる。この能動出力手段は水晶共振器を
流れる電流に応答し、発振ループに対して低イン
ピーダンスを示し、また高いＳ／Ｎ比の出力信号
を発生させる。
端子間に直列接続された水晶共振器を有する。さ
らに、水晶共振器と直列接続された能動出力手段
が用いられる。この能動出力手段は水晶共振器を
流れる電流に応答し、発振ループに対して低イン
ピーダンスを示し、また高いＳ／Ｎ比の出力信号
を発生させる。
本発明の二つの実施例において、能動出力手段
はトランジスタ及び高いＳ／Ｎ比の出力信号を出
すためにそのトランジスタに接続された出力イン
ピーダンス手段を含む。第１実施例において、１
個のトランジスタがベース接地構成で水晶共振器
に直列に接続される。このトランジスタはそのベ
ース・エミツタ間が水晶共振器と直列に接続され
る。次に、出力インピーダンス手段はこのトラン
ジスタのコレクタ・ベース間に接続される。この
構成は水晶共振器が本来持つろ過効果を使用す
る。そして発振ループに起因する出力信号中のノ
イズの影響を最小にするのは、このろ過特性であ
る。水晶共振器と直列にトランジスタを配置する
ことによつて、共振電流がトランジスタにより検
出され、ほぼ同量の電流が出力インピーダンス手
段に供給される。またトランジスタのベース接地
構成は、発振ループに対して低いインピーダンス
を示す。そのため出力インピーダンス素子のイン
ピーダンスを大きくすることができ、所望のＳ／
Ｎ比をもつ出力信号を発生できる。
はトランジスタ及び高いＳ／Ｎ比の出力信号を出
すためにそのトランジスタに接続された出力イン
ピーダンス手段を含む。第１実施例において、１
個のトランジスタがベース接地構成で水晶共振器
に直列に接続される。このトランジスタはそのベ
ース・エミツタ間が水晶共振器と直列に接続され
る。次に、出力インピーダンス手段はこのトラン
ジスタのコレクタ・ベース間に接続される。この
構成は水晶共振器が本来持つろ過効果を使用す
る。そして発振ループに起因する出力信号中のノ
イズの影響を最小にするのは、このろ過特性であ
る。水晶共振器と直列にトランジスタを配置する
ことによつて、共振電流がトランジスタにより検
出され、ほぼ同量の電流が出力インピーダンス手
段に供給される。またトランジスタのベース接地
構成は、発振ループに対して低いインピーダンス
を示す。そのため出力インピーダンス素子のイン
ピーダンスを大きくすることができ、所望のＳ／
Ｎ比をもつ出力信号を発生できる。
本発明の第２の実施例では、前述した水晶共振
器が使用され、そして単体トランジスタのかわり
にダーリントン構成のトランジスタが使用され
る。このダーリントン対はベース接地構成で接続
される。ダーリントン対構成を使用すると出力ノ
イズ電力は２個のトランジスタのそれぞれの直流
ベース・エミツタ間電流利得の積だけ減少する。
第１実施例では、ノイズ電力は単体トランジスタ
のベース・エミツタ間電流利得分だけ減少する。
以下図面を用いて本発明を説明する。
器が使用され、そして単体トランジスタのかわり
にダーリントン構成のトランジスタが使用され
る。このダーリントン対はベース接地構成で接続
される。ダーリントン対構成を使用すると出力ノ
イズ電力は２個のトランジスタのそれぞれの直流
ベース・エミツタ間電流利得の積だけ減少する。
第１実施例では、ノイズ電力は単体トランジスタ
のベース・エミツタ間電流利得分だけ減少する。
以下図面を用いて本発明を説明する。
第１図は本発明の一実施例による低雑音発振器
の原理的回路図である。なおこの発振器の原理的
動作は本出願人が以前に出願した特開昭55年
133107号「正弦波発振器」に詳述されている。第
１図に示した発振器は、二個のシヤントコンデン
サ１０，１２、１個の水晶共振器１４、一個の反
転増幅器１６、ベース接地トランジスタ２０、及
び一個の出力コンデンサ２２により構成される。
水晶共振器１４の一方の端子は反転増幅器１６の
入力端子、及びシヤントコンデンサ１２の一方の
端子に接続される。反転増幅器１６の出力端子は
帰還路２６を経てシヤントコンデンサ１０の一方
の端子に帰還される。シヤントコンデンサ１０及
び１２の他方の端子及び反転増幅器１６の基準線
は基準線絡２４に接続される。トランジスタ２０
は、水晶共振器１４の他方の端子に接続されたエ
ミツタと、出力コンデンサ２２の一方の端子に接
続されたコレクタ、及び帰還路２６に接続された
ベースを持つ。出力コンデンサ２２の他方の端子
は帰還路２６に接続される。発振器の出力電圧は
コンデンサ２２の両端に発生する。
の原理的回路図である。なおこの発振器の原理的
動作は本出願人が以前に出願した特開昭55年
133107号「正弦波発振器」に詳述されている。第
１図に示した発振器は、二個のシヤントコンデン
サ１０，１２、１個の水晶共振器１４、一個の反
転増幅器１６、ベース接地トランジスタ２０、及
び一個の出力コンデンサ２２により構成される。
水晶共振器１４の一方の端子は反転増幅器１６の
入力端子、及びシヤントコンデンサ１２の一方の
端子に接続される。反転増幅器１６の出力端子は
帰還路２６を経てシヤントコンデンサ１０の一方
の端子に帰還される。シヤントコンデンサ１０及
び１２の他方の端子及び反転増幅器１６の基準線
は基準線絡２４に接続される。トランジスタ２０
は、水晶共振器１４の他方の端子に接続されたエ
ミツタと、出力コンデンサ２２の一方の端子に接
続されたコレクタ、及び帰還路２６に接続された
ベースを持つ。出力コンデンサ２２の他方の端子
は帰還路２６に接続される。発振器の出力電圧は
コンデンサ２２の両端に発生する。
この構成において、出力コンデンサ２２は実質
的に水晶共振器１４と直列であり、コンデンサ２
２を流れる電流は共振器電流（すなわちαI）にほ
ぼ等しい。前述したように共振器１４はフイルタ
として働き、主に反転増幅器１６によつて発生さ
れる発振ループノイズを最小にするので、出力信
号中の発振ループノイズ成分は減少する。発振器
内のＡ−Ｂ点間からベース接地トランジスタ２０
の方を見ると、発振ループからはre＋rb／βにほぼ 等しい低インピーダンスが見える。ここでreはト
ランジスタ２０の内部エミツタ抵抗であり、rbは
トランジスタ２０の内部ベース拡がり抵抗であ
り、βはトランジスタ２０のベース・エミツタ間
直流電流利得である。re及びrbは本質的に小さ
く、βは本質的に大きいので、トランジスタ２０
が発振器の残りの部分に対して及ぼすインピーダ
ンスの影響は非常に小さい。故に、出力回路のイ
ンピーダンスは発振器自身の及びチユーニングに
ほとんど影響をおよぼさない。したがつて、出力
コンデンサ２２は発振器から分離されており、発
振器のチユーニングあるいはＱに影響を及ぼすこ
となく出力コンデンサ２２のインピーダンスを大
きくして、出力信号の振幅を大きくし、出力バツ
フア段（図示せず）のノイズ効果を最小にする
（すなわち、Ｓ／Ｎ比を最大にする）ことができ
る。出力バツフア増幅器としては、よく知られる
増幅器のどれでも良く、その中で最も簡単なもの
は単体エミツタ接地増幅器である。
的に水晶共振器１４と直列であり、コンデンサ２
２を流れる電流は共振器電流（すなわちαI）にほ
ぼ等しい。前述したように共振器１４はフイルタ
として働き、主に反転増幅器１６によつて発生さ
れる発振ループノイズを最小にするので、出力信
号中の発振ループノイズ成分は減少する。発振器
内のＡ−Ｂ点間からベース接地トランジスタ２０
の方を見ると、発振ループからはre＋rb／βにほぼ 等しい低インピーダンスが見える。ここでreはト
ランジスタ２０の内部エミツタ抵抗であり、rbは
トランジスタ２０の内部ベース拡がり抵抗であ
り、βはトランジスタ２０のベース・エミツタ間
直流電流利得である。re及びrbは本質的に小さ
く、βは本質的に大きいので、トランジスタ２０
が発振器の残りの部分に対して及ぼすインピーダ
ンスの影響は非常に小さい。故に、出力回路のイ
ンピーダンスは発振器自身の及びチユーニングに
ほとんど影響をおよぼさない。したがつて、出力
コンデンサ２２は発振器から分離されており、発
振器のチユーニングあるいはＱに影響を及ぼすこ
となく出力コンデンサ２２のインピーダンスを大
きくして、出力信号の振幅を大きくし、出力バツ
フア段（図示せず）のノイズ効果を最小にする
（すなわち、Ｓ／Ｎ比を最大にする）ことができ
る。出力バツフア増幅器としては、よく知られる
増幅器のどれでも良く、その中で最も簡単なもの
は単体エミツタ接地増幅器である。
水晶共振器１４は共振器電流内の発振ループノ
イズを最小にするので、第１図の回路はベース接
地トランジスタ２０が出すノイズ信号を調べるた
めのはるかに簡単な型に書き換えることができ
る。そのより簡単な型を第２図に示す。それはベ
ース接地トランジスタ２０、ベース抵抗RB、共
振器電流源１５、及び負荷インピーダンスZLを含
む。ベース抵抗RBは一方の端子をトランジスタ
２０のベースに、そしてもう一方の端子を負荷イ
ンピーダンスZLの一方の端子及び共振器電流源１
５の出力端子に接続される。トランジスタ２０の
コレクタは負荷インピーダンスZLのもう一方の端
子に、そして、そのエミツタは共振器電流源１５
の帰路端子に接続される。この図において、発振
ループ全体を一括して共振器電流源１５とし、出
力コンデンサ２２は負荷インピーダンスZLとし
て、より一般的な形で示した。
イズを最小にするので、第１図の回路はベース接
地トランジスタ２０が出すノイズ信号を調べるた
めのはるかに簡単な型に書き換えることができ
る。そのより簡単な型を第２図に示す。それはベ
ース接地トランジスタ２０、ベース抵抗RB、共
振器電流源１５、及び負荷インピーダンスZLを含
む。ベース抵抗RBは一方の端子をトランジスタ
２０のベースに、そしてもう一方の端子を負荷イ
ンピーダンスZLの一方の端子及び共振器電流源１
５の出力端子に接続される。トランジスタ２０の
コレクタは負荷インピーダンスZLのもう一方の端
子に、そして、そのエミツタは共振器電流源１５
の帰路端子に接続される。この図において、発振
ループ全体を一括して共振器電流源１５とし、出
力コンデンサ２２は負荷インピーダンスZLとし
て、より一般的な形で示した。
水晶共振器１４と直列のベース接地トランジス
タ２０は別の非常に重要な利点を提供する。回路
をもう一度第１図のＡ点及びＢ点で切つた場合、
水晶共振器１４を見た時のインピーダンスは共振
器１４が共振していない時には開路となつてい
る。したがつて、ベース接地トランジスタ２０の
ベース接地再結合ノイズだけが出力ノイズ比に関
与する。再結合ノイズの影響を評価するために第
２図の簡略回路を、すべてのノイズ源を付加した
ベース接地Ｔ字型モデルを使つて第３図に書き直
す。
タ２０は別の非常に重要な利点を提供する。回路
をもう一度第１図のＡ点及びＢ点で切つた場合、
水晶共振器１４を見た時のインピーダンスは共振
器１４が共振していない時には開路となつてい
る。したがつて、ベース接地トランジスタ２０の
ベース接地再結合ノイズだけが出力ノイズ比に関
与する。再結合ノイズの影響を評価するために第
２図の簡略回路を、すべてのノイズ源を付加した
ベース接地Ｔ字型モデルを使つて第３図に書き直
す。
インピーダンスZLの両端の出力電圧に関する第
３図に示した各ノイズ源の影響は重ね合わせの理
により評価できる。これは、他の独立電流源を開
路し、また他の独立電圧源を短絡してそれぞれの
ノイズ源の影響を調べればよい。第３図において
＊印で示したのがノイズ源である。第４図は第３
図の回路のノイズ源ieの影響を調べるために書き
直したものである。Ieはゼロ（すなわち、共振器
電流源１５は開路されている）だから、従属電流
源αieもまたゼロになる。故に、ノイズ源ieは出
力に影響しない。ノイズ源ebの影響を調べるため
に第３図の回路を第５図に書き直す。共振器電流
源１５はこの場合でも開路となつているので、Ie
はゼロであり、結果として従属電流源αIeもゼロ
になる。故に、ノイズ源電圧ebはZLの両端の出力
電圧に影響しない。この同じ解析によりノイズ源
電圧eBもまた出力電圧へ影響しない。第３図か
ら、同様の重ね合わせの理によつてノイズ電流ic
が負荷インピーダンスZLを流れ出力電圧になつて
現われることがたやすくわかる。したがつて、第
１図の回路に対してベース再結合ノイズ電流icが
出力信号に現われる唯一のノイズ成分である。
３図に示した各ノイズ源の影響は重ね合わせの理
により評価できる。これは、他の独立電流源を開
路し、また他の独立電圧源を短絡してそれぞれの
ノイズ源の影響を調べればよい。第３図において
＊印で示したのがノイズ源である。第４図は第３
図の回路のノイズ源ieの影響を調べるために書き
直したものである。Ieはゼロ（すなわち、共振器
電流源１５は開路されている）だから、従属電流
源αieもまたゼロになる。故に、ノイズ源ieは出
力に影響しない。ノイズ源ebの影響を調べるため
に第３図の回路を第５図に書き直す。共振器電流
源１５はこの場合でも開路となつているので、Ie
はゼロであり、結果として従属電流源αIeもゼロ
になる。故に、ノイズ源電圧ebはZLの両端の出力
電圧に影響しない。この同じ解析によりノイズ源
電圧eBもまた出力電圧へ影響しない。第３図か
ら、同様の重ね合わせの理によつてノイズ電流ic
が負荷インピーダンスZLを流れ出力電圧になつて
現われることがたやすくわかる。したがつて、第
１図の回路に対してベース再結合ノイズ電流icが
出力信号に現われる唯一のノイズ成分である。
第６図は本発明の他の実施例による低雑音発振
器の原理的回路図である。
器の原理的回路図である。
第６図は第１図の回路の単体ベース接地トラン
ジスタを２個のトランジスタ２０′，２０″に置き
換えたものである。この図ではトランジスタ２
０′，２０″はダーリントン接続され、このダーリ
ントン対は第１図の単体トランジスタと同じよう
にベース接地構成で接続されている。この回路は
ダーリントン対が発振器からの出力信号内のノイ
ズレベルを下げる効果を持つことを除いては第１
図と同じように動作する。
ジスタを２個のトランジスタ２０′，２０″に置き
換えたものである。この図ではトランジスタ２
０′，２０″はダーリントン接続され、このダーリ
ントン対は第１図の単体トランジスタと同じよう
にベース接地構成で接続されている。この回路は
ダーリントン対が発振器からの出力信号内のノイ
ズレベルを下げる効果を持つことを除いては第１
図と同じように動作する。
第１図の回路を第２図に書き換え得るのと同じ
理由で第６図も第７図の簡略化された形に直すこ
とができる。第８図は第２図を第３図に書き換え
たように、第７図の回路のトランジスタ２０′，
２０″のそれぞれにベース接地Ｔ字型モデルを用
いて書き直したものである。再び重ね合わせの理
を適用するとトランジスタ２０′のノイズ源ie1及
びeb1、トランジスタ２０″のノイズ源ie2及びeb2
そしてeBはインピーダンスZLからの出力電圧には
何の影響も与えないことが第４図及び第５図に関
して使用したのと同じ解析によつて明らかであ
る。出力電圧へのトランジスタ２０″のベース再
結合ノイズ電流（すなわちIc2の影響を示すため
に第８図の回路の各独立電流源を開路し、かつ各
独立電圧源を短絡して第９図に書き直す。この図
からIe1はゼロであり、したがつて従属電流源の
電流α1Ie1もまたゼロであるので電流Ie2もまたゼ
ロであることがわかる。電流Ie2がゼロ、したが
つて従属電流源の電流α2Ie2もまたゼロである。
ベース再結合ノイズ電流ic2は前文で述べた従属
電流源α2Ie2と並列になつているので、この電流
は負荷インピーダンスZLを流れ、したがつて出力
電圧信号内に現われる。同様に、第８図の回路を
トランジスタ２０′のベース再結合ノイズ電流
（ic1）の発振器出力信号への影響を調べるために
第１０図に書き直すことができる。この図から電
流Ie2はic1と等しく、したがつて従属電流源の電
流α2Ie2はα2Ic1に等しいことがわかる。
理由で第６図も第７図の簡略化された形に直すこ
とができる。第８図は第２図を第３図に書き換え
たように、第７図の回路のトランジスタ２０′，
２０″のそれぞれにベース接地Ｔ字型モデルを用
いて書き直したものである。再び重ね合わせの理
を適用するとトランジスタ２０′のノイズ源ie1及
びeb1、トランジスタ２０″のノイズ源ie2及びeb2
そしてeBはインピーダンスZLからの出力電圧には
何の影響も与えないことが第４図及び第５図に関
して使用したのと同じ解析によつて明らかであ
る。出力電圧へのトランジスタ２０″のベース再
結合ノイズ電流（すなわちIc2の影響を示すため
に第８図の回路の各独立電流源を開路し、かつ各
独立電圧源を短絡して第９図に書き直す。この図
からIe1はゼロであり、したがつて従属電流源の
電流α1Ie1もまたゼロであるので電流Ie2もまたゼ
ロであることがわかる。電流Ie2がゼロ、したが
つて従属電流源の電流α2Ie2もまたゼロである。
ベース再結合ノイズ電流ic2は前文で述べた従属
電流源α2Ie2と並列になつているので、この電流
は負荷インピーダンスZLを流れ、したがつて出力
電圧信号内に現われる。同様に、第８図の回路を
トランジスタ２０′のベース再結合ノイズ電流
（ic1）の発振器出力信号への影響を調べるために
第１０図に書き直すことができる。この図から電
流Ie2はic1と等しく、したがつて従属電流源の電
流α2Ie2はα2Ic1に等しいことがわかる。
したがつて、ベース再結合ノイズ電流ic1に起
因し負荷インピーダンスZLを流れる電流は（α2−
１）ic1に等しくなる。
因し負荷インピーダンスZLを流れる電流は（α2−
１）ic1に等しくなる。
ダーリントン構成によるより良いノイズ減少効
果を示すために次の式を与える。
果を示すために次の式を与える。
前述の解析からZL内の全ノイズ電力は
i2 T＝i2 c2＋（α2−１）22 ic1 (1)
となり、ベース再結合ノイズ電流icの平方はよく
知られた関係から i2 c＝2qIB (2) となる。ここでｑは電子の電荷であり、IBはベー
ス電流の直流成分である。
知られた関係から i2 c＝2qIB (2) となる。ここでｑは電子の電荷であり、IBはベー
ス電流の直流成分である。
よく知られた別の関係は、
（α2−１）2≒１／β2 2 (3)
であり、ここでα2及びβ2はトランジスタ２０″の
交流電流利得を示す。
交流電流利得を示す。
(2)式と(3)式を(1)式に代入すると次の式が得られ
る。
る。
i2 T＝2q（IB2＋IB1／β2 2） (4)
さらに、よく知られた関係により次の式が得ら
れる。
れる。
IB1＝Ic1／βp1 (5)
ここでIB1及びIc1はそれぞれトランジスタ２０′の
ベース電流及びコレクタ電流の直流成分であり、
Bp1はトランジスタ２０′の直流ベースエミツタ間
電流利得である。
ベース電流及びコレクタ電流の直流成分であり、
Bp1はトランジスタ２０′の直流ベースエミツタ間
電流利得である。
また、第７図から次の式が導かれる。
IB1Ic2＝βp2IB2 (6)
ここでIB2及びIc2はそれぞれトランジスタ２０″の
ベース電流及びコレクタ電流の直流成分であり、
βp2はトランジスタ２０″の直流ベースエミツタ間
電流利得である。
ベース電流及びコレクタ電流の直流成分であり、
βp2はトランジスタ２０″の直流ベースエミツタ間
電流利得である。
(5)式及び(6)式から次式が得られる。
IB2IB1／βp2＝Ic1／βp1βp2 (7)
そして、(5)式及び(7)式を(4)式に代入すると
i2 T＝2q（Ic1／βp1βp2＋Ic1／β2 2βp1）(8)
となり次のように整理できる。
i2 T＝2qIc1／βp1（１／βp2＋１／β2 2） (9)
一般にβ2 2≫βp2であるので(9)式は次のように変
形できる。
形できる。
i2 T＝2qIc1／βp1βp2 (10)
これに対し、第１図のダーリントン構成を用い
ないものは i2 T＝i2 c1＝2qIB1＝2qIc1／βp1 (11) となる。
ないものは i2 T＝i2 c1＝2qIB1＝2qIc1／βp1 (11) となる。
故に、第６図の回路から出されるノイズ電力出
力はトランジスタ２０″の直流電流利得βp2だけ第
１図の回路よりも一層減少する。
力はトランジスタ２０″の直流電流利得βp2だけ第
１図の回路よりも一層減少する。
第１図は本発明の一実施例による低雑音発振器
の原理的回路図、第２図は第１図の回路をさらに
簡単化した回路図、第３図は第２図の回路に種々
のノイズ源を付加した第２図の等価回路図、第４
図および第５図は第３図の回路に重ね合わせの理
を適用して示した回路図、第６図は本発明の他の
実施例による低雑音発振器の原理的回路図、第７
図は第６図の回路をさらに簡単化した回路図、第
８図は第７図の回路に種々のノイズ源を付加した
第７図の等価回路図、第９図および第１０図は第
８図の回路に重ね合わせの理を適用して示した回
路図である。 １４：水晶共振器、１５，１７：共振器電流
源。
の原理的回路図、第２図は第１図の回路をさらに
簡単化した回路図、第３図は第２図の回路に種々
のノイズ源を付加した第２図の等価回路図、第４
図および第５図は第３図の回路に重ね合わせの理
を適用して示した回路図、第６図は本発明の他の
実施例による低雑音発振器の原理的回路図、第７
図は第６図の回路をさらに簡単化した回路図、第
８図は第７図の回路に種々のノイズ源を付加した
第７図の等価回路図、第９図および第１０図は第
８図の回路に重ね合わせの理を適用して示した回
路図である。 １４：水晶共振器、１５，１７：共振器電流
源。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 水晶共振器の一方の端子を反転増幅器の入力
端子に接続して成る直列回路と、 一方の端子が前記反転増幅器の入力端子に他方
の端子が共通線路に接続された第１リアクタンス
素子と、 一方の端子が前記反転増幅器の出力端子に他方
の端子が前記共通線路に接続された第２リアクタ
ンス素子と、 前記水晶共振器の他方の端子に接続されたエミ
ツタ、前記反転増幅器の出力端子と前記第２リア
クタンス素子の一方の端子との結合点に接続され
たベースと、コレクタとを有し、前記水晶共振器
を流れた電流が前記エミツタ・コレクタ間を流れ
るように接続されたベース接地型トランジスタ手
段と、 前記トランジスタ手段のコレクタ・ベース間に
接続された出力手段とを含む低雑音発振器。 ２ 前記トランジスタ手段はベース接地型にダー
リントン接続されている特許請求の範囲第１項記
載の低雑音発振器。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/043,591 US4283691A (en) | 1979-05-29 | 1979-05-29 | Crystal oscillator having low noise signal extraction circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55158705A JPS55158705A (en) | 1980-12-10 |
| JPS6347003B2 true JPS6347003B2 (ja) | 1988-09-20 |
Family
ID=21927946
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7071080A Granted JPS55158705A (en) | 1979-05-29 | 1980-05-27 | Low-noise oscillator |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4283691A (ja) |
| JP (1) | JPS55158705A (ja) |
| CA (1) | CA1132208A (ja) |
| DE (1) | DE3010009C2 (ja) |
| GB (1) | GB2052200B (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4825178A (en) * | 1987-08-26 | 1989-04-25 | International Business Machines Corporation | Oscillator with noise rejection and square wave output |
| JP3178212B2 (ja) * | 1993-12-28 | 2001-06-18 | 株式会社村田製作所 | 発振回路 |
| US5708394A (en) * | 1996-07-01 | 1998-01-13 | Hewlett-Packard Company | Bridge-stabilized oscillator circuit and method |
| US5801591A (en) * | 1997-05-13 | 1998-09-01 | Verticom, Inc. | Microwave linear oscillator/amplifier utilizing a multicoupled ferrite resonator |
| US5959513A (en) * | 1997-05-13 | 1999-09-28 | Verticom, Inc. | Microwave ferrite resonator mounting structure having reduced mechanical vibration sensitivity |
| US6255918B1 (en) | 1999-04-01 | 2001-07-03 | Verticom, Inc. | Microwave ferrite resonator mounting structure having reduced mechanical vibration sensitivity |
| JP2002026650A (ja) * | 2000-06-30 | 2002-01-25 | Alps Electric Co Ltd | 発振器 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS548447A (en) * | 1977-06-22 | 1979-01-22 | Seiko Instr & Electronics Ltd | Tuning fork oscillator |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2745010A (en) * | 1951-09-12 | 1956-05-08 | Bell Telephone Labor Inc | Transistor oscillators |
| US3743968A (en) * | 1971-07-15 | 1973-07-03 | Kinsekisha Kenkyuyo Kk | Collector-base coupled double transistor crystal oscillator |
| US3803828A (en) * | 1972-10-12 | 1974-04-16 | Timex Corp | Resistor trim for quartz oscillator |
| US3916344A (en) * | 1974-09-16 | 1975-10-28 | Motorola Inc | Direct FM modulated high frequency oscillator having selectively controllable frequency deviation sensitivity |
| JPS52124151U (ja) * | 1976-03-17 | 1977-09-21 | ||
| JPS53111264A (en) * | 1977-03-10 | 1978-09-28 | Sony Corp | Oscillator |
-
1979
- 1979-05-29 US US06/043,591 patent/US4283691A/en not_active Expired - Lifetime
-
1980
- 1980-03-15 DE DE3010009A patent/DE3010009C2/de not_active Expired
- 1980-03-21 CA CA348,162A patent/CA1132208A/en not_active Expired
- 1980-04-17 GB GB8012652A patent/GB2052200B/en not_active Expired
- 1980-05-27 JP JP7071080A patent/JPS55158705A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS548447A (en) * | 1977-06-22 | 1979-01-22 | Seiko Instr & Electronics Ltd | Tuning fork oscillator |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1132208A (en) | 1982-09-21 |
| JPS55158705A (en) | 1980-12-10 |
| GB2052200B (en) | 1983-07-27 |
| DE3010009C2 (de) | 1984-10-18 |
| US4283691A (en) | 1981-08-11 |
| DE3010009A1 (de) | 1980-12-11 |
| GB2052200A (en) | 1981-01-21 |
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