JPS6346700A - Peak holding circuit - Google Patents
Peak holding circuitInfo
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- JPS6346700A JPS6346700A JP61190812A JP19081286A JPS6346700A JP S6346700 A JPS6346700 A JP S6346700A JP 61190812 A JP61190812 A JP 61190812A JP 19081286 A JP19081286 A JP 19081286A JP S6346700 A JPS6346700 A JP S6346700A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はピークホールド回路、特に半導体集積回路によ
り実現するピークホールド回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a peak hold circuit, and particularly to a peak hold circuit realized by a semiconductor integrated circuit.
従来、この種のピークホールド回路は、第4図に示すよ
うに、オペアンプOP1の(ホ)入力を入力端とし、出
力にダイオードDIのアノード側を接続し、カンード側
はコンデンtC1の一方の端子とオペアンプOP、の(
引入力に接続される。またコンデンfC,の他の端子は
接地される。さらにオペアンプOP2の←)入力はこの
オペアンプOP2の出力と接続され、いわゆるゲルテー
ジフォロワを構成し、この出力は出力端となυ、さらに
オペ77102里の←)入力に接続された構成になって
いる。Conventionally, this type of peak hold circuit, as shown in Fig. 4, has the (E) input of the operational amplifier OP1 as the input terminal, the anode side of the diode DI is connected to the output, and the cand side is connected to one terminal of the capacitor tC1. and operational amplifier OP, (
Connected to the pull input. Further, the other terminal of the capacitor fC is grounded. Furthermore, the ←) input of the operational amplifier OP2 is connected to the output of this operational amplifier OP2, forming a so-called geltage follower, and this output is connected to the output terminal υ, which is further connected to the ←) input of the operational amplifier OP2. There is.
この回路に入力された入力信号Minは、オペアンプO
P、に入るがこれは基本的にボルテージフォロワ接続さ
れておシゲインは1で、正相の出力が得られる。但しこ
の場合、帰還ループ内にダイオードD1やコンデンサC
1で構成される半波整流回路とオペアンプOP2で構成
されるボルテージフォロワが入っている。そこで“、V
dをオペアンプOP!の出力電圧、VpをコンデンサC
1の両端の電圧、 VOUTをオペアンプOP2の出力
電圧とfル(!: 、 Vin=Vp=Voty〒テ、
Vd=Vp+ (ダイオードD、の順方向ドロダブ電圧
)となる。この回路の場合ではVinがVOUTを越え
て(+1方向に変化する場合は、上記の各端子電圧は上
記の関係を維持しているが、Vinが途中からH方向へ
変化するとVdは下がるが、vprtダイオードD1が
あるためそのまま変わらず、従ってVOUTも変わらな
い。The input signal Min input to this circuit is the operational amplifier O
P, which is basically connected as a voltage follower with a gain of 1 and a positive phase output. However, in this case, diode D1 and capacitor C are included in the feedback loop.
It contains a half-wave rectifier circuit consisting of OP 1 and a voltage follower consisting of an operational amplifier OP2. So “,V
d is operational amplifier OP! The output voltage of capacitor C, Vp, is
The voltage across 1, VOUT is the output voltage of operational amplifier OP2 (!:, Vin=Vp=Voty,
Vd=Vp+ (forward droop voltage of diode D). In the case of this circuit, when Vin exceeds VOUT (changes in the +1 direction), the above-mentioned terminal voltages maintain the above relationship, but when Vin changes midway in the H direction, Vd decreases, Since there is a vprt diode D1, it remains unchanged, so VOUT also remains unchanged.
このようにして入力信号Vinが(−1−1方向から←
)方向に変化した時Vpの電圧をコンデンサC!に維持
し出力電圧VOUTを得る。また、コンデンtCtで維
持しているVpよりも高い入力信号Vinが入らないか
ぎシVprtその値を保持しvOUTを出力する。In this way, the input signal Vin (from -1-1 direction←
) direction, the voltage of Vp is transferred to capacitor C! to obtain the output voltage VOUT. Further, if the input signal Vin higher than Vp maintained by the capacitor tCt does not enter, Vprt is held at its value and vOUT is output.
しかしながら上述した従来のピークホールド回路はダイ
オードを使用していて、MOS集積回路上にこのダイオ
ードを実現しようとすると1通常の製造工程ではこのよ
うにアノード、カンード共固定電位に接続しないダイオ
ードができないため一括して9%積化できないという欠
点がある。However, the conventional peak hold circuit described above uses a diode, and when trying to implement this diode on a MOS integrated circuit, 1. Because it is impossible to create a diode that does not connect both the anode and cand to a fixed potential in the normal manufacturing process. There is a drawback that 9% cannot be accumulated all at once.
本発明の目的は上述の欠点を除去し、ダイナミック型の
コンパレータとMOSトランジスタとを用いることによ
#)、上述のダイオードを使用しなくても済むピークホ
ールド回路を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to eliminate the above-mentioned drawbacks and to provide a peak hold circuit which does not require the use of the above-mentioned diodes by using a dynamic comparator and a MOS transistor.
本発明は、バイアス期間と比較期間とが交互に与えられ
て、比較期間に前のバイアス期間に入力された入力レベ
ルより高いレベルの入力が入力てれているときは第1の
レベルを出力し、前のバイアス期間に入力されたレベル
より低いレベルの入力が入力されたとき第2のレベルを
保持して出力するダイナミック型のコンパレータと、こ
のコンパレータの入力端子に一方の端子を接続し他方の
端子を出力端子に接続したMOS トランジスタと。In the present invention, bias periods and comparison periods are given alternately, and when an input level higher than the input level input in the previous bias period is input in the comparison period, a first level is output. , a dynamic comparator that holds and outputs a second level when an input level lower than the level input in the previous bias period is input; one terminal is connected to the input terminal of this comparator, and the other terminal is connected to the input terminal of this comparator. MOS transistor whose terminal is connected to the output terminal.
前記出力端子と地気との間に設けられたコンデンサト、
前記MOSトランジスタのゲート端子に前記コンパレー
タが第1のレベルを出力している間の少なくとも比較期
間中はON信号を与え、前記コンパレータが第2のレベ
ルを出力しているときはOFF信号を与える論理回路と
を有して構成される。a capacitor provided between the output terminal and the earth;
Logic that applies an ON signal to the gate terminal of the MOS transistor at least during a comparison period while the comparator is outputting a first level, and applies an OFF signal when the comparator is outputting a second level; and a circuit.
以上の構成により、ダイナミック型のコンパレータは入
力信号が最大値より小さくなりた時点で第2のレベルの
出力を出し、この時点までコンデンサに入力信号を接続
していたMOSトランジスタの導通を切断するので、コ
ンデンサには入力信号の最大値の電圧が保持されること
になる。With the above configuration, the dynamic comparator outputs the second level output when the input signal becomes smaller than the maximum value, cutting off the conduction of the MOS transistor that had connected the input signal to the capacitor up until this point. , the voltage of the maximum value of the input signal is held in the capacitor.
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
第1図は本発明の第一の実施例のブロック図で、入力端
子からMOS トランジスタM1を介してコンデンサC
,が接続され、このコンデンサC鵞の他の端子rt地気
に接続されている。またMOSトランジスタM、とコン
デンサC!との接続点が出力端子に接続されている。さ
らに入力端子はグイナばヴク型のコンパレータCOM、
に接続され、コンパレータC0M1にクロックが接続さ
れると共に、コンパレータC0M1の出力とクロックと
がそれぞれNOR回路NO凡の入力に接続されている。FIG. 1 is a block diagram of the first embodiment of the present invention.
, and the other terminal of this capacitor C is connected to ground. Also MOS transistor M and capacitor C! The connection point with is connected to the output terminal. Furthermore, the input terminal is a Guinabavuku type comparator COM,
A clock is connected to the comparator C0M1, and the output of the comparator C0M1 and the clock are respectively connected to the input of the NOR circuit NO.
ま九f’JOB回路NOR,の出力はMOSトランジス
タM1のゲート端子に接続された構成になっている。The output of the f'JOB circuit NOR is connected to the gate terminal of the MOS transistor M1.
なお、ダイナミック型のコンパレータCOM、3力端子
から出力端子との間に直列に接続されたコンデンサCI
とインバータI!とラッチ回路L!と、このインバータ
Ilの入力と出力とにそれぞれの端子を接続し、ケ゛−
ト端子にクロックを接続するバイアス用のMOS トラ
ンジスタM2とから構成されている。In addition, a dynamic type comparator COM, a capacitor CI connected in series between the 3-power terminal and the output terminal.
and inverter I! and latch circuit L! and connect the respective terminals to the input and output of this inverter Il, and
It is composed of a bias MOS transistor M2 to which a clock is connected to the gate terminal.
第2図は第1図の主要点における波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram at the main points in FIG. 1.
以下、第2図を参照して第1図の動作の説明を進めると
、コンパレータCOM 1に入力されるクロ、り信号φ
の10°期間が比較期間で、“1“の期間がバイアス期
間となっていて、先ず最初のクロック信号φが101の
比較期間ではラッチ回路L1の出力V。は、インバータ
エ!の出力がH電圧であるので10sとなっている。従
ってNOR回路NORの出力φ/、t−tlとなってい
る。そこでMOSトランジスタM、がON状態になって
いて。Hereinafter, the operation of FIG. 1 will be explained with reference to FIG. 2.
The 10° period is the comparison period, and the “1” period is the bias period. First, in the comparison period when the first clock signal φ is 101, the output V of the latch circuit L1. Ha, inverter! Since the output is H voltage, the time is 10 seconds. Therefore, the output of the NOR circuit NOR is φ/, t-tl. Therefore, MOS transistor M is in the ON state.
入力端子に与えられた入力信号Vinによりコン、デン
?Ctが充電される。次−でクロック信号φが111の
バイアス期間ではMOSトランジスタM!がOFF状態
となシ、コンパレータC0M1はMOSトランジスタM
、がON状態になることから。The input signal Vin applied to the input terminal causes Ct is charged. In the next bias period when the clock signal φ is 111, the MOS transistor M! is in the OFF state, comparator C0M1 is MOS transistor M
, is in the ON state.
イノ(−タ11の入力と出力とが共に地気電位となシ、
コンデンサC1にバイアスが掛った揃断)(イアス状態
となる。このときラッチ回路Lte’i前の状態101
を維持している。次に再びクロック信号φがI □ I
の比較期間になると、コンデンサC1に与えられている
入力信号Vinが前の比較期間に寿見られた入力信号V
inのレベルより大きい場合にはインバータ11から←
)[圧が出力され、小さい場合にはインバータエ1から
(利電圧が出力される。そこでインバータエ!からt−
e を圧が出力されたときラッチ回路[,1は111を
出力し、この状態をラヴチする。この11“出力はNO
R回路NORを介してMOS)ランジスメM1をOFF
状態1c(/、入力信号VinによるコンデンサC3へ
の充電が断たれて、コンデンサC8の状態が維持される
。なお比較期間に与えられた入力信号Vinのレベルが
前の比較期間に与えられた入力信号Vinのレベルによ
り低い間は、上記の比較期間とバイアス期間の繰返しが
行なはれ最大の入力信号VinがコンデンサC2に苔積
されることになる。If the input and output of the ino(-ta) 11 are both at the earth's potential,
A bias is applied to the capacitor C1, resulting in a bias state. At this time, the state 101 before the latch circuit Lte'i
is maintained. Next, the clock signal φ is again I □ I
In the comparison period, the input signal Vin applied to the capacitor C1 becomes the input signal V which was observed in the previous comparison period
If it is larger than the level of in, from inverter 11←
) [pressure is output, and if it is small, the inverter E1 outputs the (interest voltage). Then, from the inverter E!
When the pressure e is output, the latch circuit [, 1 outputs 111 and latches this state. This 11" output is NO
Turn off the MOS) run jisume M1 via the R circuit NOR.
State 1c (/, charging of the capacitor C3 by the input signal Vin is cut off, and the state of the capacitor C8 is maintained. Note that the level of the input signal Vin applied during the comparison period is the same as the level of the input signal applied during the previous comparison period. While the level of the signal Vin is low, the comparison period and bias period described above are repeated, and the maximum input signal Vin is accumulated on the capacitor C2.
第3図は本発明の第2の実施例のブロック図で。FIG. 3 is a block diagram of a second embodiment of the invention.
ダイナミ、2り型のコンパレータCOM、が、第1図の
コンパレータCOMBではインバータ11を使用してい
たのに対し、オペアンプOP3を使用している点を除い
て第1図と同じである。第3図は第1図のインバータを
使った場仕にはバイアス点が一定の値に定まらないのに
対し、オペアンプOP。The dynamic, two-way type comparator COM is the same as in FIG. 1 except that it uses an operational amplifier OP3, whereas the comparator COMB in FIG. 1 uses an inverter 11. In Fig. 3, the bias point is not set to a constant value in the case of using the inverter shown in Fig. 1, whereas the operational amplifier OP is used.
1−使った場合にコモンレベルがバイアス点として一定
値を確保できる利点を生かしたものである。This takes advantage of the advantage that when using 1-, the common level can maintain a constant value as a bias point.
即ちMOSトランジスタM、にアナログ型のCチャネル
MOSトランジスタを使用するとコンデンfC1とMO
SトランジスタM、の端子との接続点は、必ず電源と地
気との間のレベルにならなければならないが、インバー
タを使った場合には上記の接続点は電源または地気寄シ
にバイアス電位が決まることがあシ、この時1次の比較
期間に過大な振幅の入力が印加されると、バイアス点の
電位が電源または地気から飛出すことがある。このよう
なときにはPチャネルMOSトランジスタあるいはNチ
ャネルMOSトランジスタのドレイン拡散層が順方向に
バイアスされて、コンデンサC1の電荷が放出されて誤
動作を起すことKなる。このようなことを防ぐためには
、インバータを使用した場合には入力の振幅を制限する
より方法がないが、差動型のオペアンプを使用すれば、
バイアス点をどこにでも定めることができるので、バイ
アス点を電源と地気との中央のレベルに設定することで
入力信号の振幅の上限を最大に設定することができる。That is, if an analog C-channel MOS transistor is used as the MOS transistor M, the capacitor fC1 and MO
The connection point with the terminal of the S transistor M must always be at a level between the power supply and the ground, but if an inverter is used, the above connection point must be at a bias potential between the power supply or the ground. However, if an input with an excessive amplitude is applied during the first comparison period, the potential at the bias point may jump out from the power supply or the ground. In such a case, the drain diffusion layer of the P-channel MOS transistor or the N-channel MOS transistor is biased in the forward direction, and the charge in the capacitor C1 is discharged, causing malfunction. To prevent this, there is no other way than to limit the input amplitude when using an inverter, but when using a differential operational amplifier,
Since the bias point can be set anywhere, the upper limit of the amplitude of the input signal can be set to the maximum by setting the bias point to a level midway between the power supply and the earth.
なお、第1図および第2図は共に入力信号の正のピーク
値をホールドするものとしたが、コンパレータの極性を
変えることにより負のピーク値ヲホールドすることがで
きることは明らかである。Although both FIGS. 1 and 2 assume that the positive peak value of the input signal is held, it is clear that the negative peak value can also be held by changing the polarity of the comparator.
なおまた、第1図および第2図ともラッチ回路り、の出
力とクロックφとをNO几回路を介して、MOSトラン
ジスタM1に与へるものとしたが、う、チ回路L1の出
力を反転してMOSトランジスタM1に与えてもよい。Furthermore, in both Figures 1 and 2, the output of the latch circuit L1 and the clock φ are applied to the MOS transistor M1 via the NO circuit, but the output of the latch circuit L1 is inverted. It may also be applied to the MOS transistor M1.
さらにまた、正確なピーク値をホールドするためにはク
ロ、りの周期を速くすればよいが、現実的には雑音等と
の兼合いからクロック周波数が定められる。Furthermore, in order to hold an accurate peak value, the clock cycle may be made faster, but in reality, the clock frequency is determined in consideration of noise and the like.
以上説明したように本発明は、ダイオードを用いること
なくピークホールド回路を構成できるため、MO8集積
回路上に容易に作シ込むことができ、製造の容易と信頼
性を高めることができる効来がある。As explained above, since the present invention can configure a peak hold circuit without using a diode, it can be easily implemented on an MO8 integrated circuit, and has the advantage of facilitating manufacturing and improving reliability. be.
第1図は本発明の第1の実施例のプロ5.Iり図。
第2図は第1図の主要点における波形図、第3図は本発
明の第2の実施例のプロ、り図、第4図は従来の一例の
プロ、り図である。
J、M、−−−−−−MOSト5ンジスl、COM、、
COM。
・・・・・・ダイナミック型のコンパレータ、工1・・
・・・・インバーp、C,,C,・・・・・・コンデン
サ、Ll・・・・・・う、子回路、OP、、OP、、O
F、・・・・・・オペアンプ。
D! ・・・・・・ダイオード。
某 / 図
χ 2 菌FIG. 1 shows the first embodiment of the present invention. I diagram. 2 is a waveform diagram at the main points in FIG. 1, FIG. 3 is a diagram of a second embodiment of the present invention, and FIG. 4 is a diagram of a conventional example. J,M,----MOST5,COM,,
COM. ...Dynamic comparator, work 1...
...Inverter p, C,,C,...Capacitor, Ll...U,Sub circuit, OP,,OP,,O
F, ... operational amplifier. D! ······diode. Certain / Figure χ 2 Bacteria
Claims (1)
期間に前のバイアス期間に入力された入力レベルより高
いレベルの入力が入力されているときは第1のレベルを
出力し、前のバイアス期間に入力されたレベルより低い
レベルの入力が入力されたとき第2のレベルを保持して
出力するダイナミック型のコンパレータと、このコンパ
レータの入力端子に一方の端子を接続し他方の端子を出
力端子に接続したMOSトランジスタと、前記出力端子
と地気との間に設けられたコンデンサと、前記MOSト
ランジスタのゲート端子に前記コンパレータが第1のレ
ベルを出力している間の少なくとも比較期間中はON信
号を与え、前記コンパレータが第2のレベルを出力して
いるときはOFF信号を与える論理回路とを有すること
を特徴とするピークホールド回路。Bias periods and comparison periods are given alternately, and when an input level higher than the input level input in the previous bias period is input in the comparison period, the first level is output, and the input level is input in the previous bias period. A dynamic comparator that holds and outputs a second level when an input level lower than the input level is input, and one terminal is connected to the input terminal of this comparator and the other terminal is connected to the output terminal. ON signal at least during the comparison period during which the comparator outputs the first level to the connected MOS transistor, the capacitor provided between the output terminal and the earth, and the gate terminal of the MOS transistor. and a logic circuit that provides an OFF signal when the comparator is outputting a second level.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61190812A JPS6346700A (en) | 1986-08-13 | 1986-08-13 | Peak holding circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61190812A JPS6346700A (en) | 1986-08-13 | 1986-08-13 | Peak holding circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6346700A true JPS6346700A (en) | 1988-02-27 |
Family
ID=16264158
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61190812A Pending JPS6346700A (en) | 1986-08-13 | 1986-08-13 | Peak holding circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6346700A (en) |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS57154699A (en) * | 1981-03-03 | 1982-09-24 | Tektronix Inc | Sample-holding circuit |
JPS596334B2 (en) * | 1976-01-16 | 1984-02-10 | 三井液化ガス 株式会社 | Method and device for co-firing oil and gas |
-
1986
- 1986-08-13 JP JP61190812A patent/JPS6346700A/en active Pending
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS596334B2 (en) * | 1976-01-16 | 1984-02-10 | 三井液化ガス 株式会社 | Method and device for co-firing oil and gas |
JPS57154699A (en) * | 1981-03-03 | 1982-09-24 | Tektronix Inc | Sample-holding circuit |
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