JPS6342967B2

JPS6342967B2 -

Info

Publication number: JPS6342967B2
Application number: JP56139108A
Authority: JP
Inventors: Akira Kanemasa
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1981-09-02
Filing date: 1981-09-02
Publication date: 1988-08-26
Also published as: JPS5840914A

Abstract

PURPOSE:To obtain an original signal which is free from the folded noise, by using the noncyclic filters of an odd number of taps to both low and high band- pass filters within the band dividing and synthesizing filter blocks respectively. CONSTITUTION:An input signal X(Z) of frequency fS is supplied to noncyclic filters 201 and 301 having odd number of taps with transmission functions H(Z) and H(-Z) within a band dividing filter block 100 via an input terminal 10. The outputs of the filters 201 and 301 are thinned to fS/2kHz respectively through sampling frequency thinning switches 401 and 402 and then fed to a band synthesizing filter block 200 via a signal processing circuit 300. Then 0 is inserted into each input with every second sample through sampling frequency interpolation switches 501 and 502 and then added by an adder 60 via noncyclic filters 202 and 302 having the same structure as the filters 201 and 301.

Description

[Detailed description of the invention]

この発明は例えば信号を複数個の帯域に分割し
た後、符号化伝送、復号化等の信号処理回路を介
して再び各帯域の信号を合成することにより原信
号を得るために用いられる帯域分割・合成フイル
タに関する。高能率音声符号化の一方式として帯域分割符号
化方式（サブバンド符号化方式）が知られてい
る。この方式の原理は、音声信号を複数個のフイ
ルタにより帯域分割し、各フイルタ出力の信号パ
ワーに応じてそれぞれ最適な符号化ビツト数の割
当てを行なつて各帯域信号の符号化を行なう。従
つて低伝送レートで高品質な音声の符号化が実現
可能となる。このサブバンド符号化方式を実現する際に特に
重要な点は、各フイルタの通過帯域端において生
じる折返し雑音を小さくする又は消去するための
方法である。そこで直交ミラーフイルタ（以下
QMFと記す）と呼ばれるフイルタを用いること
により折返し雑音を除去できることが1977年５月
米国のハートホード（Hartford）で開催された
国際学会（IEEE International Conference on
Acoustics，Speech，and Signal Processing）
にてD.EstebanとC.Galandが発表した論文
“Application of Quadrature Mirror Filters to
Split Band Voice Coding Schemes”に詳細に
述べられている。しかしながら、前記参考文献にも述べられてい
るように従来QMFとしては偶数タツプのトラン
スバーサル型フイルタしか用いることができなか
つた。つまり、奇数タツプのトランスバーサル型
フイルタでは折返し雑音を消去できないと考えら
れていた。そこでこの発明の目的は従来実現不可能であつ
た寄数タツプのフイルタを用いて折返し雑音を消
去するための帯域分割・合成フイルタを提供する
ことにある。この発明の他の目的は時分割多重処理によりハ
ードウエアの簡単化を図ることができる帯域分
割・合成フイルタを提供することにある。次に図面を参照してこの発明を詳細に説明す
る。第１図は本発明の原理を説明するためのブロ
ツク図である。第１図に示すフイルタはサンプル
値系であるから、Ｚ関数による表現が可能であ
る。入力端子１０より入力信号Ｘ（Ｚ）が帯域分
割フイルタブロツク１００内の低域通過フイルタ
２０₁及び高域通過フイルタ３０₁に入力される。
この時の入力信号Ｘ（Ｚ）のサンプリング周波数
を_sHzとする。但しＺ＝e^j2〓^/ ^sである。これらフ
イルタ２０₁及び３０₁の出力はスイツチ４０₁及
び４０₂にて１サンプルおきにデータが捨て去ら
れ、それぞれサンプリング周波数が_s／２Hzの信
号としてフイルタブロツク１００から出力され、
これらは帯域合成フイルタブロツク２００内のス
イツチ５０₁及び５０₂に入力され、それぞれ１サ
ンプルおきに値“０”のデータが挿入され、再び
サンプリング周波数_sの信号に戻される。これら
信号は低域通過フイルタ２０₂及び高域通過フイ
ルタ３０₂を介して加算器６０にて加算又は減算
され、フイルタブロツク２００の出力端子７０に
信号Ｙ（Ｚ）として出力される。低域通過フイル
タ２０₁，２０₂及び高域通過フイルタ３０₁，３
０₂はそれぞれ伝達関数Ｈ（Ｚ）及びＫ（Ｚ）であ
り、通過帯域幅は_s／４Hzである。第２図は第１図の回路の動作を説明するための
図である。第２図は入力信号Ｘ（Ｚ）のスペク
トルを、同図はフイルタ２０₁，２０₂の振幅周
波数特性を、同図びはそれぞれフイルタ２０
_１及びスイツチ４０₁の各出力スペクトルを、同図
はフイルタ３０₁，３０₂の振幅周波数特性を、
同図及びはそれぞれフイルタ３０₁及びスイ
ツチ４０₂の各出力スペクトルを、同図及び
はそれぞれフイルタ２０₂及び３０₂の各出力スペ
クトルを、同図及びはそれぞれ折返し雑音を
含んだ場合及び含まない場合の出力信号Ｙ（Ｚ）
のスペクトルをそれぞれ示す。第２図，〜
において斜線部分は折返し雑音を表わす。次に第１図の各部の数式表現を示す。まず入力
信号Ｘ（Ｚ）のサンプリング周波数は_sHzである
からＸ（Ｚ）をサンプリング周波数_s／２Hzの二
つの系列X₀（Z²）及びX₁（Z²）に分解して次式の
ように表わすことができる。Ｘ（Ｚ）＝X₀（Z²）＋Z^-1・X₁（Z²） (1) また、サンプリング周波数_sHzのＨ（Ｚ）のフ
イルタ及びＫ（Ｚ）のフイルタも同様にそれぞれ
サンプリング周波数_s／２Hzの伝達特性H₀（Z²）
とH₁（Z²）の二つのフイルタ及び伝達特性K₀（Z²）
とK₁（Z²）の二つのフイルタに分解することがで
きる。従つてＨ（Ｚ）及びＫ（Ｚ）は次式のように
表わされる。Ｈ（Ｚ）＝H₀（Z²）＋Z^-1H₁（Z²） (2) Ｋ（Ｚ）＝K₀（Z²）＋Z^-1K₁（Z²） (3) こゝでＫ（Ｚ）はＨ（Ｚ）を_s／４Hzだけ周波数
シフトしたものを用いると仮定すれば、Ｋ（Ｚ）＝Ｈ（−Ｚ）＝H₀（Z²）−Z^-1H₁（Z²） (4) が成立する。従つて式(3)，(4)より、 K₀（Z²）＝H₀（Z²） (5) K₁（Z²）＝−H₁（Z²） (6) が得られる。式(1)，(2)よりＨ（Ｚ）のフイルタの出力は次式
のように表わされる。Ｘ（Ｚ）・Ｈ（Ｚ）＝X₀（Ｚ）＋Z^-1X₁（Ｚ）｝｛H₀（
Ｚ）＋Z^-1H₁（Ｚ）｝Ｘ（Ｚ）・Ｈ（Ｚ）＝X₀（Ｚ）＋Z^-1X₁（Ｚ）｝｛H₀（
Ｚ）＋Z^-1H₁（Ｚ）｝＝｛X₀（Ｚ）H₀（Ｚ）＋Z^-2X₁（Ｚ）H₁（Ｚ）｝
＋Z^-1｛X₀（Ｚ）H₁（Ｚ）＋X₁（Ｚ）H₀（Ｚ）｝Ｘ（Ｚ）・Ｈ（Ｚ）＝X₀（Ｚ）＋Z^-1X₁（Ｚ）｝｛H₀（
Ｚ）＋Z^-1H₁（Ｚ）｝＝｛X₀（Ｚ）H₀（Ｚ）＋Z^-2X₁（Ｚ）H₁（Ｚ）｝
＋Z^-1｛X₀（Ｚ）H₁（Ｚ）＋X₁（Ｚ）H₀（Ｚ）｝＝｛Ｘ（Ｚ）Ｈ（Ｚ）＋Ｘ（−Ｚ）Ｈ（−Ｚ）｝
/2＋｛Ｘ（Ｚ）Ｈ（Ｚ）−Ｘ（−Ｚ）Ｈ（−Ｚ）｝/2
(7) 但し、式(7)において次式が成立する。 X₀（Ｚ）H₀（Ｚ）＋Z^-2X₁（Ｚ）H₁（Ｚ）＝｛Ｘ（Ｚ）
Ｈ（Ｚ）＋Ｘ（−Ｚ）Ｈ（−Ｚ）｝/2 X₀（Ｚ）H₀（Ｚ）＋Z^-2X₁（Ｚ）H₁（Ｚ）＝｛Ｘ（Ｚ）
Ｈ（Ｚ）＋Ｘ（−Ｚ）Ｈ（−Ｚ）｝/2 Z^-1｛X₀（Ｚ）H₁（Ｚ）＋X₁（Ｚ）H₀（Ｚ）｝＝｛Ｘ（
Ｚ）Ｈ（Ｚ）−Ｘ（−Ｚ）Ｈ（−Ｚ）｝/2(8) (9) また、式(1)，(4)よりＫ（Ｚ）のフイルタ出力は
次式のように表わされる。Ｘ（Ｚ）Ｋ（Ｚ）＝｛X₀（Ｚ）＋Z^-1X₁（Ｚ）｝｛H₀（
Ｚ）−Z^-1H₁（Ｚ）｝Ｘ（Ｚ）Ｋ（Ｚ）＝｛X₀（Ｚ）＋Z^-1X₁（Ｚ）｝｛H₀（
Ｚ）−Z^-1H₁（Ｚ）｝＝｛X₀（Ｚ）H₀（Ｚ）−Z^-2X₁（Ｚ）H₁（Ｚ）｝
＋Z^-1｛−X₀（Ｚ）H₁（Ｚ）＋X₁（Ｚ）H₀（Ｚ）｝Ｘ（Ｚ）Ｋ（Ｚ）＝｛X₀（Ｚ）＋Z^-1X₁（Ｚ）｝｛H₀（
Ｚ）−Z^-1H₁（Ｚ）｝＝｛X₀（Ｚ）H₀（Ｚ）−Z^-2X₁（Ｚ）H₁（Ｚ）｝
＋Z^-1｛−X₀（Ｚ）H₁（Ｚ）＋X₁（Ｚ）H₀（Ｚ）｝＝｛Ｘ（Ｚ）Ｈ（−Ｚ）＋Ｘ（−Ｚ）Ｈ（Ｚ）｝
/2＋｛Ｘ（Ｚ）Ｈ（−Ｚ）−Ｘ（−Ｚ）Ｈ（Ｚ）｝/2
(10) 但し、式(10)において次式が成立する。 X₀（Ｚ）H₀（Ｚ）−Z^-2X₁（Ｚ）H₁（Ｚ）＝｛Ｘ（Ｚ）
Ｈ（−Ｚ）＋Ｘ（−Ｚ）Ｈ（Ｚ）｝/2 X₀（Ｚ）H₀（Ｚ）−Z^-2X₁（Ｚ）H₁（Ｚ）＝｛Ｘ（Ｚ）
Ｈ（−Ｚ）＋Ｘ（−Ｚ）Ｈ（Ｚ）｝/2 Z^-1｛−X₀（Ｚ）H₁（Ｚ）＋X₁（Ｚ）H₀（Ｚ）｝＝｛Ｘ
（Ｚ）Ｈ（−Ｚ）−Ｘ（−Ｚ）Ｈ（Ｚ）｝/2(11) (12) こゝで第１図中のサンプリング周波数間引き用
スイツチ４０₁及び４０₂により各フイルタ出力の
うち、即ち式(7)，(10)のうち第１項目を取り出す
か、第２項目を取り出すかにより次の４つの場合
に分けられる。更にＨ（Ｚ）及びＫ（Ｚ）のフイル
タの出力を加算するか減算するかによりそれぞれ
次に示すように異なる結果を得る。（）Ｈ（Ｚ）のフイルタ出力の第１項（式
(8)）、Ｋ（Ｚ）のフイルタ出力の第１項（式(11)）
を取り出す場合、Ｙ（Ｚ）＝｛Ｘ（Ｚ）Ｈ（Ｚ）＋Ｘ（−Ｚ）Ｈ（
−Ｚ）｝/2・Ｈ（Ｚ）Ｙ（Ｚ）＝｛Ｘ（Ｚ）Ｈ（Ｚ）＋Ｘ（−Ｚ）Ｈ（
−Ｚ）｝/2・Ｈ（Ｚ） ±｛Ｘ（Ｚ）Ｈ（Ｚ）＋Ｘ（−Ｚ）Ｈ（Ｚ
）｝/2・Ｈ（−Ｚ）故に、Ｙ（Ｚ）＝Ｘ（Ｚ）｛H²（Ｚ）＋H²（−Ｚ）｝/2＋Ｘ
（−Ｚ）Ｈ（Ｚ）Ｈ（−Ｚ）（加算の時）Ｘ（Ｚ）｛H²（Ｚ）−H²（−Ｚ）｝/2（減算の時）（13）（）Ｈ（Ｚ）のフイルタ出力の第１項（式
(8)）、Ｋ（Ｚ）のフイルタ出力の第２項（式(12)）
を取り出す場合、Ｙ（Ｚ）＝｛Ｘ（Ｚ）Ｈ（Ｚ）＋Ｘ（−Ｚ）Ｈ（
−Ｚ）｝/2・Ｈ（Ｚ）Ｙ（Ｚ）＝｛Ｘ（Ｚ）Ｈ（Ｚ）＋Ｘ（−Ｚ）Ｈ（
−Ｚ）｝/2・Ｈ（Ｚ） ±｛Ｘ（Ｚ）Ｈ（−Ｚ）−Ｘ（−Ｚ）Ｈ（
Ｚ）｝/2・Ｈ（−Ｚ）故に、Ｙ（Ｚ）＝Ｘ（Ｚ）｛H²（Ｚ）＋H²（−Ｚ）｝/2（加
算の時）Ｙ（Ｚ）＝Ｘ（Ｚ）｛H²（Ｚ）＋H²（−Ｚ）｝/2（加
算の時）Ｘ（Ｚ）｛H²（Ｚ）−H²（−Ｚ）｝/2＋Ｘ（−Ｚ）Ｈ（
Ｚ）Ｈ（−Ｚ）（減算の時）（14）（）Ｈ（Ｚ）のフイルタ出力の第２項（式
(9)）、Ｋ（Ｚ）のフイルタ出力の第１項（式(11)）
を取り出す場合、Ｙ（Ｚ）＝｛Ｘ（Ｚ）Ｈ（Ｚ）＋Ｘ（−Ｚ）Ｈ（
−Ｚ）｝/2・Ｈ（Ｚ）Ｙ（Ｚ）＝｛Ｘ（Ｚ）Ｈ（Ｚ）＋Ｘ（−Ｚ）Ｈ（
−Ｚ）｝/2・Ｈ（Ｚ） ±｛Ｘ（Ｚ）Ｈ（−Ｚ）＋Ｘ（−Ｚ）Ｈ（
Ｚ）｝/2・Ｈ（−Ｚ）故に、Ｙ（Ｚ）＝Ｘ（Ｚ）｛H²（Ｚ）＋H²（−Ｚ）｝/2（加
算の時）Ｙ（Ｚ）＝Ｘ（Ｚ）｛H²（Ｚ）＋H²（−Ｚ）｝/2（加
算の時）Ｘ（Ｚ）｛H²（Ｚ）−H²（−Ｚ）｝/2−Ｘ（−Ｚ）Ｈ（
Ｚ）Ｈ（−Ｚ）（減算の時）（15）（）Ｈ（Ｚ）のフイルタ出力の第２項（式
(9)）、Ｋ（Ｚ）のフイルタ出力の第２項（式(12)）
を取り出す場合、Ｙ（Ｚ）＝｛Ｘ（Ｚ）Ｈ（Ｚ）−Ｘ（−Ｚ）Ｈ（
−Ｚ）｝/2・Ｈ（Ｚ）Ｙ（Ｚ）＝｛Ｘ（Ｚ）Ｈ（Ｚ）−Ｘ（−Ｚ）Ｈ（
−Ｚ）｝/2・Ｈ（Ｚ） ±｛Ｘ（Ｚ）Ｈ（−Ｚ）−Ｘ（−Ｚ）Ｈ（
Ｚ）｝/2・Ｈ（−Ｚ）故に、Ｙ（Ｚ）＝Ｘ（Ｚ）｛H²（Ｚ）＋H²（−Ｚ）｝/2−Ｘ
（−Ｚ）Ｈ（Ｚ）Ｈ（−Ｚ）（加算の時）Ｘ（Ｚ）｛H²（Ｚ）−H²（−Ｚ）｝/2（減算の時）（16）以上求めた（）〜（）の出力Ｙ（Ｚ）にお
いて、｛Ｘ（−Ｚ）Ｈ（Ｚ）Ｈ（−Ｚ）｝の項は折返
し雑音を表わしている。従つて上記４つのすべて
の場合について、出力Ｙ（Ｚ）は加算又は減算の
いずれか一方を選択することにより折返し雑音を
を完全に消去することができる。表１はこれらの
結果をまとめたものである。そこでＨ（Ｚ）のフ
イルタとして係数対称なＮタツプ非巡回形フイル
タを仮定すると、このフイル This invention is a band division method used to obtain an original signal by, for example, dividing a signal into a plurality of bands, and then combining the signals of each band again through a signal processing circuit such as encoding transmission and decoding. Regarding synthesis filters. A band division coding method (subband coding method) is known as one method of high-efficiency speech coding. The principle of this method is to divide an audio signal into bands using a plurality of filters, and to code each band signal by assigning the optimum number of coding bits to each band according to the signal power output from each filter. Therefore, it is possible to encode high quality speech at a low transmission rate. What is particularly important in implementing this subband encoding method is a method for reducing or eliminating aliasing noise occurring at the end of the passband of each filter. Therefore, a quadrature mirror filter (hereinafter referred to as
In May 1977, an international conference held at Hartford in the United States (IEEE International Conference on
Acoustics, Speech, and Signal Processing)
The paper “Application of Quadrature Mirror Filters to
Split Band Voice Coding Schemes". However, as mentioned in the above reference, conventional QMF could only use transversal filters with even number taps. It was believed that transversal type filters could not eliminate aliasing noise.Therefore, the purpose of this invention is to develop a band-splitting/synthesizing filter for eliminating aliasing noise using a parsimonious tap filter, which was previously impossible to achieve. Another object of the present invention is to provide a band division/synthesizing filter that can simplify the hardware by time division multiplexing. will be explained in detail. Fig. 1 is a block diagram for explaining the principle of the present invention. Since the filter shown in Fig. 1 is a sample value system, it can be expressed by a Z function. Input terminal 10 The input signal X(Z) is input to the low pass filter 20 ₁ and the high pass filter 30 ₁ in the band division filter block 100 .
The sampling frequency of the input signal X(Z) at this time is assumed to be _s Hz. However, Z=e ^j2 〓 ^/ ^s . Data from the outputs of these filters 20 ₁ and 30 ₁ is discarded every other sample by switches 40 ₁ and 40 ₂ , and each is outputted from the filter block 100 as a signal with a sampling frequency of _s /2 Hz.
These signals are input to switches 50 ₁ and 50 ₂ in the band synthesis filter block 200, data with a value of "0" is inserted every other sample, and the signal is returned to a signal having the sampling frequency _s . These signals are added or subtracted by an adder 60 via a low-pass filter 20 ₂ and a high-pass filter 30 ₂ , and are outputted to an output terminal 70 of the filter block 200 as a signal Y (Z). Low pass filters 20 ₁ , 20 ₂ and high pass filters 30 ₁ , 3
0 ₂ are the transfer functions H(Z) and K(Z), respectively, and the passband width is _s /4Hz. FIG. 2 is a diagram for explaining the operation of the circuit shown in FIG. 1. Fig. 2 shows the spectrum of the input signal X(Z), the same figure shows the amplitude frequency characteristics of the filters 20 ₁ and 20 ₂ ,
₁ and switch 40 ₁ , and the same figure shows the amplitude frequency characteristics of filters 30 ₁ and 30 ₂ .
The figure shows the output spectra of the filter 30 ₁ and the switch 40 ₂ , respectively. The figure shows the output spectra of the filters 20 ₂ and 30 ₂ , respectively. output signal Y(Z)
The spectra of Figure 2, ~
The shaded area represents aliasing noise. Next, the mathematical expressions of each part in FIG. 1 will be shown. First _, ^the sampling frequency _of _the _input ^signal It can be expressed as X(Z)=X ₀ (Z ² )+Z ^-1・X ₁ (Z ² ) (1) Similarly, the H(Z) filter and K(Z) filter with the sampling frequency _s Hz each have their own sampling frequency. Transfer characteristic H ₀ (Z ² ) of _s /2Hz
and H ₁ (Z ² ) and transfer characteristics K ₀ (Z ² )
and K ₁ (Z ² ). Therefore, H(Z) and K(Z) are expressed as shown below. H (Z) = H ₀ (Z ² ) + Z ^-1 H ₁ (Z ² ) (2) K (Z) = K ₀ (Z ² ) + Z ^-1 K ₁ (Z ² ) (3) Here K Assuming that (Z) is H(Z) shifted in frequency by _s /4Hz, K(Z)=H(-Z) = H ₀ (Z ² )-Z ^-1 H ₁ (Z ² ) (4) holds true. Therefore, from equations (3) and (4), K ₀ (Z ² )=H ₀ (Z ² ) (5) K ₁ (Z ² )=−H ₁ (Z ² ) (6) can be obtained. From equations (1) and (2), the output of the H(Z) filter is expressed as follows. X(Z)・H(Z)=X ₀ (Z)+Z ^-1 X ₁ (Z)}{H ₀ (
Z) + Z ^-1 H ₁ (Z)} X (Z)・H (Z) = X ₀ (Z) + Z ^-1 X ₁ (Z)} {H ₀ (
Z) + Z ^-1 H ₁ (Z)} = {X ₀ (Z) H ₀ (Z) + Z ^-2 X ₁ (Z) H ₁ (Z)}
+Z ^-1 {X ₀ (Z)H ₁ (Z)+X ₁ (Z)H ₀ (Z)} X(Z)・H(Z)=X ₀ (Z)+Z ^-1 X ₁ (Z)}{ H ₀ (
Z) + Z ^-1 H ₁ (Z)} = {X ₀ (Z) H ₀ (Z) + Z ^-2 X ₁ (Z) H ₁ (Z)}
+Z ^-1 {X ₀ (Z) H ₁ (Z) + X ₁ (Z) H ₀ (Z)} = {X (Z) H (Z) + X (-Z) H (-Z)}
/2+{X(Z)H(Z)-X(-Z)H(-Z)}/2
(7) However, in equation (7), the following equation holds. X ₀ (Z) H ₀ (Z) + Z ^-2 X ₁ (Z) H ₁ (Z) = {X (Z)
H (Z) + X (-Z) H (-Z)}/2 X ₀ (Z) H ₀ (Z) + Z ^-2 X ₁ (Z) H ₁ (Z) = {X (Z)
H(Z)+X(-Z)H(-Z)}/2 Z ^-1 {X ₀ (Z)H ₁ (Z)+X ₁ (Z)H ₀ (Z)}={X(
Z)H(Z)-X(-Z)H(-Z)}/2(8) (9) Also, from equations (1) and (4), the filter output of K(Z) is as follows: expressed. X(Z)K(Z)={X ₀ (Z)+Z ^-1 X ₁ (Z)}{H ₀ (
Z)−Z ^-1 H ₁ (Z)} X(Z)K(Z)={X ₀ (Z)+Z ^-1 X ₁ (Z)}{H ₀ (
Z)−Z ^-1 H ₁ (Z)} = {X ₀ (Z)H ₀ (Z)−Z ^-2 X ₁ (Z)H ₁ (Z)}
+Z ^-1 {−X ₀ (Z)H ₁ (Z)+X ₁ (Z)H ₀ (Z)} X(Z)K(Z)={X ₀ (Z)+Z ^-1 X ₁ (Z)} {H ₀ (
Z)−Z ^-1 H ₁ (Z)} = {X ₀ (Z)H ₀ (Z)−Z ^-2 X ₁ (Z)H ₁ (Z)}
+Z ^-1 {-X ₀ (Z)H ₁ (Z)+X ₁ (Z)H ₀ (Z)} = {X(Z)H(-Z)+X(-Z)H(Z)}
/2+{X(Z)H(-Z)-X(-Z)H(Z)}/2
(10) However, in equation (10), the following equation holds. X ₀ (Z)H ₀ (Z)−Z ^-2 X ₁ (Z)H ₁ (Z)={X(Z)
H(-Z)+X(-Z)H(Z)}/2 X ₀ (Z)H ₀ (Z)-Z ^-2 X ₁ (Z)H ₁ (Z)={X(Z)
H(-Z)+X(-Z)H(Z)}/2 Z ^-1 {-X ₀ (Z)H ₁ (Z)+X ₁ (Z)H ₀ (Z)}={X
(Z)H(-Z)-X(-Z)H(Z)}/2(11) (12) Here, the sampling frequency thinning switches ₄₀₁ and ₄₀₂ shown in FIG. Among these, the following four cases can be classified depending on whether the first item or the second item is extracted from equations (7) and (10). Further, depending on whether the outputs of the H(Z) and K(Z) filters are added or subtracted, different results are obtained as shown below. () The first term of the filter output of H(Z) (Eq.
(8)), the first term of the filter output of K(Z) (Equation (11))
When taking out, Y(Z)={X(Z)H(Z)+X(-Z)H(
-Z)}/2・H(Z) Y(Z)={X(Z)H(Z)+X(-Z)H(
-Z)}/2・H(Z) ±{X(Z)H(Z)+X(-Z)H(Z
)}/2・H(-Z) Therefore, Y(Z)=X(Z){H ² (Z)+H ² (-Z)}/2+X
(-Z) H (Z) H (-Z) (for addition) X (Z) {H ² (Z)-H ² (-Z)}/2 (for subtraction) (13) () H ( The first term (formula
(8)), the second term of the filter output of K(Z) (Equation (12))
When taking out, Y(Z)={X(Z)H(Z)+X(-Z)H(
-Z)}/2・H(Z) Y(Z)={X(Z)H(Z)+X(-Z)H(
-Z)}/2・H(Z) ±{X(Z)H(-Z)-X(-Z)H(
Z)}/2・H(-Z) Therefore, Y(Z)=X(Z){H ² (Z)+H ² (-Z)}/2 (when adding) Y(Z)=X(Z ) {H ² (Z) + H ² (-Z)}/2 (when adding) X (Z) {H ² (Z)-H ² (-Z)}/2 + X (-Z)
Z) H(-Z) (when subtracting) (14) () The second term of the filter output of H(Z) (Eq.
(9)), the first term of the filter output of K(Z) (equation (11))
When taking out, Y(Z)={X(Z)H(Z)+X(-Z)H(
-Z)}/2・H(Z) Y(Z)={X(Z)H(Z)+X(-Z)H(
-Z)}/2・H(Z) ±{X(Z)H(-Z)+X(-Z)H(
Z)}/2・H(-Z) Therefore, Y(Z)=X(Z){H ² (Z)+H ² (-Z)}/2 (when adding) Y(Z)=X(Z ) {H ² (Z) + H ² (-Z)}/2 (when adding) X (Z) {H ² (Z)-H ² (-Z)}/2-X (-Z)
Z) H(-Z) (for subtraction) (15) () The second term of the filter output of H(Z) (Eq.
(9)), the second term of the filter output of K(Z) (Equation (12))
When taking out, Y(Z)={X(Z)H(Z)−X(−Z)H(
−Z)}/2・H(Z) Y(Z)={X(Z)H(Z)−X(−Z)H(
-Z)}/2・H(Z) ±{X(Z)H(-Z)-X(-Z)H(
Z)}/2・H(−Z) Therefore, Y(Z)=X(Z){H ² (Z)+H ² (−Z)}/2−X
(-Z) H(Z) H(-Z) (when adding) X(Z) {H ² (Z)-H ² (-Z)}/2 (when subtracting) (16) ) to (), the term {X(-Z)H(Z)H(-Z)} represents aliasing noise. Therefore, in all of the above four cases, aliasing noise can be completely eliminated by selecting either addition or subtraction for the output Y(Z). Table 1 summarizes these results. Therefore, assuming an N-tap acyclic filter with symmetric coefficients as the filter for H(Z), this filter

【表】タの伝達関数は次式のように表わせる。但し、 ai＝a_N-1-i （aiは実数；ｉ＝０，１，…，Ｎ−１）
（19）こゝでＨ（Ｚ）及びＨ（−Ｚ）の振幅周波数特性
は式（17）でＺ＝e^j〓^T（但しＴ＝１／_s）とおけ
ば、但し、ω_s＝2π_sとする。またＧ（e^j〓^T）＝G^（ω
）
である。従つて式（20）及び式（21）より｛Ｈ
（Ｚ）²±Ｈ（−Ｚ）²｝の振幅周波数特性は｛H₂（e^j〓^T）±H₂（−e^j〓^T）｝＝（e^j〓^T）^-(N-1)G
^²⁽〓⁾±（−e^j〓^T）^-(N-1)G^²（ω＋ω_s/2）｛H₂（e^j〓^T）±H₂（−e^j〓^T）｝＝（e^j〓^T）^-(N-1)G
^²⁽〓⁾±（−e^j〓^T）^-(N-1)G^²（ω＋ω_s/2）＝｛G^²±（−１）^N-1G^²（ω＋ω_s/2）｝
e^-j(N-1)〓^T （22）となる。式（22）においてＮが偶数の時と奇数の
時の２つの場合に分けて考える。Ｎが偶数の時 H²（e^j〓^T）±H²（−e^j〓^T）＝｛G^²（ω）〓G^²（
ω＋ω_s／２）｝e^-j(N-1)〓^T（23）式（23）において０≦ω≦ω_s/2に対し G^²（ω）＋G^²（ω＋ω_s/2）１としてフイルタを設計することは可能であるが、 G^²（ω）−G^²（ω＋ω_s/2）１としてフイルタを設計することは不可能である。
従つて、｜H²（e^j〓^T）−H²（−e^j〓^T）｜１（24）を満足するフイルタＨ（Ｚ）の設計は可能となる。Ｎが奇数の時 H²（e^j〓^T）±H²（−e^j〓^T）＝｛G^²（ω）±G^²（ω
＋ω_s/2）｝×e^-j(N-1)〓^T（25）式（25）において０≦ω≦ω_s／２に対しと
同様なことが言えるから、｜H²（e^j〓^T）＋H²（−e^j〓^T）｜１（26）を満足するフイルタＨ（Ｚ）の設計は可能となる。以上得られた結果である式（24）及び（26）を
表１に対応させると次のことがわかる。表１において（）及び（）の場合は偶数タ
ツプの非巡回形フイルタを用うることにより折返
し雑音なしで原信号を復元できる。従つて第１図
中の加算器６０は減算動作とさせる。一方表１に
おいて（）及び（）の場合は、奇数タツプの
非巡回形フイルタを用うることにより折返し雑音
なしで原信号を復元できる。従つて第１図中の加
算器６０は加算動作とさせる。（）及び（）
の場合については、これまで知られていたことで
あるが、（）及び（）の場合、従来折返し雑
音なしで原信号を復元することが不可能であると
されてきた。しかるに以上詳細に説明してきたように、（）
及び（）の場合も以下に述べる構成により
（）及び（）の場合と同様の結果が得られる。第３図はこの発明の一実施例を示し、第１図と
同一の参照数字はすべて同一の機能を示す。加算
器６０は加算動作とし、フイルタ２０₁及び２０₂
は伝達関数Ｈ（Ｚ）の奇数タツプの非巡回形低域
通過フイルタ、フイルタ３０₁及び３０₂は伝達関
数Ｈ（−Ｚ）の奇数タツプの非巡回形高域通過フ
イルタである。スイツチ４０₁，４０₂及び５０₁，
５０₂はすべて同期して動作しており、Ｔ（＝１／
_s）秒毎にそれぞれON／OFF及びスルー／ゼロ
を繰り返す。第３図に示した状態は、サンプリン
グ周波数間引き用スイツチ４０₁及び４０₂はそれ
ぞれ“ON”状態及び”OFF”状態になつてお
り、またサンプリング周波数間用スイツチ５０₁
及び５０₂はそれぞれ“スルー”状態及び値“ゼ
ロ”状態になつている。次のＴ秒間はすべてのス
イツチは各々現在と逆の状態に変化するように動
作する。帯域合成フイルタブロツク１００と帯域
合成フイルタブロツク２００との間に信号処理回
路３００が挿入され、この回路３００は入力信号
の符号化／復号化や伝送路等の機能を示す。こゝ
で符号化／復号化はどのような方式を採用しても
かまわない。また符号化ビツト数をダイナミツク
に変化させることもできる。第３図において、入力信号Ｘ（Ｚ）は入力端子
１０を介し、Ｈ（Ｚ）の奇数タツプフイルタ２０₁
及びＨ（−Ｚ）の奇数タツプフイルタに供給され
る。こゝでＨ（−Ｚ）の高域通過フイルタはＨ
（Ｚ）の低域通過フイルタを_s／２Hzだけ周波数
シフトすることにより得られる。サンプリング周
波数間引き用スイツチ４０₁及び４０₂の動作によ
り_s2KHzレートに間引かれた二つの出力系列は
前記動作原理に述べた（）又は（）の場合に
対応していることになる。即ちＨ（Ｚ）のフイル
タ２０₁の出力として式(8)が取り出された時には
Ｈ（−Ｚ）のフイルタ３０₁の出力として式(12)が取
り出されることになるから（）の場合に対応
し、Ｈ（Ｚ）のフイルタ２０₁の出力として式(9)が
取り出された時にはＨ（−Ｚ）のフイルタ３０₁の
出力として式(11)が取り出されることになるから
（）の場合に対応する。実際の動作として（）
になるか（）になるかはスイツチの初期状態に
依存している。信号処理回路３００の二つの出力サンプル値系
列はサンプ周波数補間用スイツチ５０₁及び５０₂
により、それぞれ値“ゼロ”が１サンプルおきに
挿入される。更にそれぞれＨ（Ｚ）のフイルタ２
０₂及びＨ（−Ｚ）のフイルタ３０₂を介して加算
器６０にて両フイルタ出力を加算して出力端子７
０にＹ（Ｚ）を出力する。この時Ｈ（Ｚ）のフイル
タとして式（26）を満足するような奇数タツプの
非巡回形フイルタを使用することにより、Ｙ（Ｚ）
は折返し雑音を含まず、入力信号Ｘ（Ｚ）をほゞ
完全に復元することが可能となる。ちなみに、従来の偶数タツプの非巡回形フイル
タを用いる方法ではサンプル周波数間引き用スイ
ツチ４０₁，４０₂及びサンプル周波数補間用スイ
ツチ５０₁，５０₂の動作が第３図に示したものと
相異している。即ち、上記４個のスイツチは共に
同期して動作しておりＴ（＝１／_s）秒毎にそれ
ぞれ“ON／OFF”又は“スルー／ゼロ”を繰返
す。しかしながら第１図に示したように同図に示
した状態ではサンプル周波数間引き用スイツチ４
０₁及び４０₂は共に“ON”状態であり、サンプ
ル周波数補間用スイツチ５０₁及び５０₂は共に
“スルー”状態となつている。次のＴ秒間はすべ
てのスイツチは各々現在と逆の状態に変化するよ
うに動作する。つまりスイツチ４０₁及び４０₂は
共に“OFF”状態となり、スイツチ５０₁及び５
０₂は共に値“ゼロ”状態となる。従つて表１に
示した（）又は（）の場合に対応することに
なる。また加算器６０は減算動作させる必要があ
る。この発明はさらに次に述べるような利点を有し
ている。第３図の帯域分割フイルタブロツク１０
０において、サンプリング周波数間引き用スイツ
チ４０₁及び４０₂は互に交互に“ON”，“OFF”
を繰返す。従つて帯域分割フイルタブロツク１０
０の二つの出力サンプル値系列はセレクター等を
用いて容易に時分割多重することができる。この
時スイツチ４０₁及び４０₂はセレクターの機能に
含まれていることになり不要となる。更に信号処
理回路３００の二つの出力サンプル値系列が時分
割多重されている時、サンプリング周波数補間用
スイツチ５０₁及び５０₂は、時分割多重されてい
る信号の片側のチヤネルのデータ値を“ゼロ”に
することによりＨ（Ｚ）及びＨ（−Ｚ）のフイルタ
入力を得ることができる。この操作はアンド
（AND）素子２個で実現することができる。従つ
てこの発明は時分割多重に適した帯域分割・合成
フイルタを提供できる。第４図はこの発明の他の実施例を示し、参照数
字１００₁，１００₂，…，１００₇はそれぞれ帯
域分割フイルタブロツク、参照数字２００₁，２
００₂，…，２００₇はそれぞれ帯域合成フイルタ
ブロツク、参照数字３００は信号処理回路、参照
数字１０及び７０はそれぞれ入力端子及び出力端
子を示す。第４図では入力端子１０より入力される信号を
８個の帯域に分割する例を示している。帯域分
割・合成フイルタブロツク１００₁及び２００₁は
ペアーとなつており、帯域分割前後のサンプリン
グ周波数_sHz及び_s／２Hzである。また帯域分
割・合成フイルタブロツク１００₂と２００₂及び
１００₃と２００₃はそれぞれペアーとなつてお
り、帯域分割前後のサンプリング周波数は共に
_s／２Hz及び_s／４Hzである。さらに帯域分割・
合成フイルタブロツク１００₄と２００₄，１００
_５と２００₅，１００₆と２００₆及び１００₇と２０
０₇はそれぞれペアーとなつており、帯域分割前
後のサンプリング周波数は共に_s／４Hz及び_s／
８Hzである。入力端子１０より入力された信号は帯域分割フ
イルタブロツク１００₁により帯域が２分割され、
それぞれ帯域分割フイルタブロツク１００₂及び
１００₃に供給される。帯域分割フイルタブロツ
ク１００₂に入力された信号はさらに帯域が２分
割され、それぞれ帯域分割フイルタブロツク１０
０₄及び１００₅に供給される。また帯域分割フイ
ルタブロツク１００₈に入力された信号も同様に
さらに帯域が２分割され、それぞれ帯域分割フイ
ルタブロツク１００₆及び１００₇に供給される。
帯域分割フイルタブロツク１００₄，１００₅，１
００₆及び１００₇に入力された信号はそれぞれ帯
域をさらに２分割され、すべて信号処理回路３０
０に供給される。つまり、信号処理回路３００には、サンプリン
グ周波数_s／８Hzの４組のサンプル値系列ペアが
入力されることになる。前述のように信号処理回
路３００は入力データ系列の符号化／復号化や信
号の伝送等の機能を含むものとする。帯域分割フイルタブロツク１００₄，１００₅，
１００₆及び１００₇の出力サンプル値系列ペアは
信号処理回路３００にてそれぞれ信号処理されて
帯域合成フイルタブロツク２００₄，２００₅，２
００₆及び２００₇に入力される。帯域合成フイルタブロツク２００₄及び２００₅
の出力は共に帯域合成フイルタブロツク２００₂
に供給され、帯域合成フイルタブロツク２００₆
及び２００₇の出力は共に帯域合成フイルタブロ
ツク２００₃に供給される。さらに帯域合成フイ
ルタブロツク２００₂及び２００₃の出力は帯域合
成フイルタブロツク２００₁を介して出力端子７
０に現われる。以上述べたように、入力信号を８個の帯域に分
割した後、再び合成し折返し雑音のない元の信号
を得ることができる。こゝで帯域分割フイルタブ
ロツク１００₁，１００₂，…，１００₇は第３図
の帯域分割フイルタブロツク１００と同一の構成
をしており、帯域合成フイルタブロツク２００₁，
２００₂，…，２００₇は第３図の帯域分割フイル
タ２００と同一の構成をしている。但し、帯域分
割・合成フイルタブロツクの動作速度は入出力デ
ータのサンプリング周波数に対応するものとす
る。また、第３図で説明したように第４図の帯域分
割フイルタブロツク１００₁，１００₂，…，１０
０₇及び帯域合成フイルタブロツク２００₁，２０
０₂，…，２００₇は各々時分割多重処理が可能で
ある。さらに帯域分割フイルタブロツクを１００
_１から成る第１グループ、１００₂及び１００₃か
ら成る第２グループ、１００₄，１００₅，１００
_６及び１００₇から成る第３グループに分けて前記
第１グループ、第２グループ及び第３グループに
それぞれ１個のハードウエアを用意して複数個の
帯域分割フイルタブロツクについても時分割多重
処理を行なえば前記第１、第２及び第３グループ
のハードウエアのクロツクレートを同一にするこ
とが可能となり、ハードウエアの簡単化を図るこ
とができる。また、帯域合成フイルタについても同様な時分
割多重処理により、クロツクレートの統一化及び
ハードウエアの簡単化を図ることができる。さらに第４図において、サンプリングレートの
最も小さい帯域分割及び合成フイルタブロツクの
ペアから順次除去した構成も可能であり、このよ
うにして帯域分割数を減少することもできる。例
えば帯域分割フイルタブロツク１００₄と帯域合
成フイルタブロツク２００₄のペアを除去すると
分割数は７個となる。更に帯域分割フイルタブロ
ツク１００₅と帯域合成フイルタブロツク２００₅
のペアを除去すると分割数は６個となり、帯域分
割フイルタブロツク１００₂と帯域合成フイルタ
ブロツク２００₂のペアもまた除去すると分割数
はさらに減り５個となる。第４図においては説明を簡単にするために帯域
を８個に分割する例を示したが、以上述べた原理
に基づき帯域をＮ個（但しＮは２以上の任意の整
数）の帯域に分割することが可能となることは明
らかである。以上詳細に述べたようにこの発明により従来実
現不可能であつた奇数タツプのトランスバーサル
型フイルタを用いて折返し雑音の生じない帯域分
割・合成フイルタを提供できる。さらにこの発明
により実現される帯域分割・合成フイルタは時分
割多重処理に適しており、ハードウエハの簡単化
を図ることができる。[Table] The transfer function of ta can be expressed as follows. however, ai=a _N-1-i (ai is a real number; i=0, 1,..., N-1)
(19) Here, the amplitude frequency characteristics of H(Z) and H(-Z) are expressed as follows by setting Z=e ^j 〓 ^T (however, T=1/ _s ) in equation (17). However, ω _s =2π _s . Also, G(e ^j 〓 ^T )=G^(ω
)
It is. Therefore, from equations (20) and (21), {H
The amplitude frequency characteristics of (Z) ² ±H(−Z) ² } are {H ₂ (e ^j 〓 ^T )±H ₂ (−e ^j 〓 ^T )}=(e ^j 〓 ^T ) ^-(N-1) G
^ ²⁽ 〓 ⁾ ±(−e ^j 〓 ^T ) ^-(N-1) G^ ² (ω＋ω _s /2) {H ₂ (e ^j 〓 ^T )±H ₂ (−e ^j 〓 ^T )}=( e ^j 〓 ^T ) ^-(N-1) G
^ ²⁽ 〓 ⁾ ±(−e ^j 〓 ^T ) ^-(N-1) G^ ² (ω＋ω _s /2) = {G^ ² ±(−1) ^N-1 G^ ² (ω＋ω _s /2) }
e ^-j(N-1) 〓 ^T (22). In Equation (22), two cases will be considered: when N is an even number and when N is an odd number. When N is an even number, H ² (e ^j 〓 ^T )±H ² (−e ^j 〓 ^T )={G^ ² (ω)〓G^ ² (
ω＋ω _s /2)｝e ^-j(N-1) 〓 ^T (23) In equation (23), for 0≦ω≦ω _s /2, G^ ² (ω)＋G^ ² (ω＋ω _s /2)1 It is possible to design a filter as G^ ² (ω)−G^ ² (ω+ _ωs /2)1, but it is impossible to design a filter as G^2(ω)−G^2(ω+ωs/2)1.
Therefore, it is possible to design a filter H(Z) that satisfies |H ² (e ^j 〓 ^T )−H ² (−e ^j 〓 ^T )|1 (24). When N is an odd number, H ² (e ^j 〓 ^T ) ± H ² (−e ^j 〓 ^T ) = {G^ ² (ω) ± G^ ² (ω
+ω _s /2)}×e ^-j(N-1) 〓 ^T (25) Since the same thing can be said for 0≦ω≦ω _s /2 in equation (25), |H ² (e ^j 〓 ^T ) + H ² (-e ^j 〓 ^T ) | 1 (26) It becomes possible to design a filter H(Z) that satisfies the following. When formulas (24) and (26), which are the results obtained above, are made to correspond to Table 1, the following can be seen. In the cases of () and () in Table 1, the original signal can be restored without aliasing noise by using an acyclic filter with an even number of taps. Therefore, the adder 60 in FIG. 1 performs a subtraction operation. On the other hand, in the cases of () and () in Table 1, the original signal can be restored without aliasing noise by using an acyclic filter with an odd number of taps. Therefore, the adder 60 in FIG. 1 is made to perform an addition operation. ()as well as()
It has been known that in the cases of () and (), it is conventionally impossible to restore the original signal without aliasing noise. However, as explained in detail above, ()
In the case of and (), the same result as in the case of () and () can be obtained by the configuration described below. FIG. 3 shows one embodiment of the invention, in which all reference numerals that are the same as in FIG. 1 indicate the same functions. The adder 60 performs an addition operation, and the filters 20 ₁ and 20 ₂
is an odd-tap acyclic low-pass filter with a transfer function H(Z), and filters 30 ₁ and 30 ₂ are odd-tap acyclic high-pass filters with a transfer function H(-Z). Switches 40 ₁ , 40 ₂ and 50 ₁ ,
50 ₂ are all operating synchronously, and T(=1/
_s ) Repeats ON/OFF and through/zero every second. In the state shown in FIG. 3, the sampling frequency thinning switches 40 ₁ and 40 ₂ are in the "ON" state and the "OFF" state, respectively, and the sampling frequency switching switch 50 ₁ is in the "ON" state and "OFF" state, respectively.
and 50 ₂ are in the "through" state and the value "zero" state, respectively. For the next T seconds, all switches operate to change to the opposite state from their current state. A signal processing circuit 300 is inserted between the band synthesis filter block 100 and the band synthesis filter block 200, and this circuit 300 performs functions such as encoding/decoding of input signals and a transmission path. Any encoding/decoding method may be used here. It is also possible to dynamically change the number of encoded bits. In FIG. 3, the input signal X(Z) is passed through the input terminal 10 to the H(Z) odd tap filter ₂₀
and H(-Z) odd tap filters. Here, the high pass filter of H(-Z) is H
(Z) by shifting the frequency of the low-pass filter by _s /2Hz. The two output streams decimated to the _s 2 KHz rate by the operation of the sampling frequency decimation switches 40 ₁ and 40 ₂ correspond to the case ( ) or ( ) described in the above operating principle. That is, when equation (8) is taken out as the output of filter 20 ₁ of H (Z), equation (12) is taken out as the output of filter 30 ₁ of H (-Z), so it corresponds to the case of (). However, when equation (9) is taken out as the output of filter 20 ₁ of H(Z), equation (11) is taken out as the output of filter 30 ₁ of H(-Z), so in the case of () handle. As the actual behavior ()
Whether it becomes () depends on the initial state of the switch. The two output sample value series of the signal processing circuit 300 are output by sampling frequency interpolation switches 50 ₁ and 50 ₂
As a result, the value "zero" is inserted every other sample. Furthermore, filter 2 of H(Z)
0 ₂ and H(-Z) filter 30 ₂ , the adder 60 adds the outputs of both filters, and outputs the output terminal 7.
Outputs Y(Z) to 0. At this time, by using an acyclic filter with an odd number of taps that satisfies equation (26) as a filter for H(Z), Y(Z)
does not include aliasing noise and can almost completely restore the input signal X(Z). Incidentally, in the conventional method using an even-numbered tap acyclic filter, the operations of the sample frequency thinning switches 40 ₁ and 40 ₂ and the sample frequency interpolation switches 50 ₁ and 50 ₂ are different from those shown in FIG. ing. That is, the four switches mentioned above operate in synchronization and repeat "ON/OFF" or "Through/Zero" every T (=1/ _s ) seconds. However, as shown in Figure 1, in the state shown in the figure, the sample frequency thinning switch 4
0 ₁ and 40 ₂ are both in the "ON" state, and both sample frequency interpolation switches 50 ₁ and 50 ₂ are in the "through" state. For the next T seconds, all the switches operate to change to the opposite state from their current state. In other words, switches 40 ₁ and 40 ₂ are both in the "OFF" state, and switches 50 ₁ and 5
0 ₂ both have the value "zero" state. Therefore, this corresponds to the case () or () shown in Table 1. Further, the adder 60 needs to perform a subtraction operation. This invention further has the following advantages. Band division filter block 10 in Fig. 3
0, the sampling frequency thinning switches 40 ₁ and 40 ₂ are alternately turned “ON” and “OFF”.
Repeat. Therefore, the band division filter block 10
The two output sample value series of 0 can be easily time-division multiplexed using a selector or the like. At this time, the switches 40 ₁ and 40 ₂ are included in the selector function and are therefore unnecessary. Furthermore, when two output sample value series of the signal processing circuit 300 are time-division multiplexed, the sampling frequency interpolation switches 50 ₁ and 50 ₂ set the data value of one channel of the time-division multiplexed signal to "zero". ”, it is possible to obtain H(Z) and H(-Z) filter inputs. This operation can be realized using two AND elements. Therefore, the present invention can provide a band division/synthesis filter suitable for time division multiplexing. FIG. 4 shows another embodiment of _the invention, in _which reference numerals 100 ₁ , 100 ₂ , .
00 ₂ , . . . , 200 ₇ are respectively band synthesis filter blocks, reference numeral 300 is a signal processing circuit, and reference numerals 10 and 70 are input terminals and output terminals, respectively. FIG. 4 shows an example in which a signal input from the input terminal 10 is divided into eight bands. The band division/synthesis filter blocks 100 ₁ and 200 ₁ are a pair, and have sampling frequencies _{of s} Hz and _s /2 Hz before and after band division. In addition, the band division/synthesis filter blocks 100 ₂ and 200 ₂ and 100 ₃ and 200 ₃ are each paired, and the sampling frequencies before and after band division are the same.
_s /2Hz and _s /4Hz. Furthermore, band division/
Synthetic filter blocks 100 ₄ and 200 ₄ , 100
₅ and 200 ₅ , 100 ₆ and 200 ₆ and 100 ₇ and 20
₀₇ are each paired, and the sampling frequencies before and after band division are both _s /4Hz and _s /4Hz.
It is 8Hz. The band of the signal input from the input terminal 10 is divided into two by the band division filter block ₁₀₀₁ .
are applied to band splitting filter blocks ₁₀₀₂ and ₁₀₀₃ , respectively. The band of the signal input to the band division filter block ₁₀₀₂ is further divided into two, and each band is input to the band division filter block 102.
0 ₄ and 100 ₅ . Similarly, the band of the signal input to the band division filter block ₁₀₀₈ is further divided into two, and the two are supplied to the band division filter blocks ₁₀₀₆ and ₁₀₀₇ , respectively.
Band division filter block 100 ₄ , 100 ₅ , 1
The bands of the signals input to 00 ₆ and 100 ₇ are further divided into two, and all are sent to the signal processing circuit 30.
0. In other words, the signal processing circuit 300 receives four pairs of sample value series each having a sampling frequency of _s /8 Hz. As mentioned above, the signal processing circuit 300 includes functions such as encoding/decoding of input data series and signal transmission. Band division filter block 100 ₄ , 100 ₅ ,
The output sample value series pairs of 100 ₆ and 100 ₇ are subjected to signal processing in the signal processing circuit 300, respectively, and are passed through the band synthesis filter blocks 200 ₄ , 200 ₅ , 2
Entered at 00 ₆ and 200 ₇ . Band synthesis filter blocks ₂₀₀₄ and ₂₀₀₅
The outputs of both are band synthesis filter block 200 ₂
and band synthesis filter block 200 ₆
and ₂₀₀₇ are both fed to band synthesis filter block ₂₀₀₃ . Furthermore, the outputs of the band synthesis filter blocks 200 ₂ and 200 ₃ are passed through the band synthesis filter block 200 ₁ to the output terminal 7.
Appears at 0. As described above, after dividing the input signal into eight bands, it is possible to combine them again to obtain the original signal without aliasing noise. Here, the band division filter blocks 100 ₁ , 100 ₂ , ..., 100 ₇ have the same configuration as the band division filter block 100 in FIG. 3, and the band synthesis filter blocks 200 ₁ , .
200 ₂ , . . . , 200 ₇ have the same configuration as the band division filter 200 shown in FIG. However, the operating speed of the band division/composition filter block shall correspond to the sampling frequency of input/output data. Furthermore, as explained in FIG. 3, the band division filter blocks 100 ₁ , 100 ₂ , . . . , 10 in FIG.
0 ₇ and band synthesis filter block 200 ₁ , 20
0 ₂ , . . . , 200 ₇ can each be subjected to time division multiplex processing. Furthermore, the band division filter block is 100
A first group consisting of ₁ , a second group consisting of 100 ₂ and 100 ₃ , 100 ₄ , 100 ₅ , 100
₆ and ₁₀₀₇ , one piece of hardware is provided for each of the first group, second group, and third group to perform time division multiplexing on a plurality of band division filter blocks. For example, the clock rates of the first, second and third groups of hardware can be made the same, and the hardware can be simplified. Furthermore, by performing similar time division multiplexing processing on the band synthesis filter, it is possible to unify the clock rate and simplify the hardware. Furthermore, in FIG. 4, it is also possible to have a configuration in which the pair of band division and synthesis filter blocks with the lowest sampling rate is sequentially removed, and in this way the number of band divisions can be reduced. For example, if the pair of band division filter block ₁₀₀₄ and band synthesis filter block ₂₀₀₄ is removed, the number of divisions becomes seven. Additionally, a band splitting filter block ₁₀₀₅ and a band combining filter block ₂₀₀₅
If the pair of band division filter block 100 ₂ and band synthesis filter block 200 ₂ is also removed, the number of divisions is further reduced to five. In Fig. 4, an example is shown in which the band is divided into 8 bands to simplify the explanation, but based on the principle described above, the band is divided into N bands (N is any integer greater than or equal to 2). It is clear that it is possible to do so. As described in detail above, according to the present invention, it is possible to provide a band division/synthesis filter that does not generate aliasing noise by using a transversal type filter with an odd number of taps, which was previously impossible to realize. Further, the band division/synthesis filter realized by the present invention is suitable for time division multiplex processing, and the hardware can be simplified.

[Brief explanation of drawings]

第１図はこの発明の原理を説明するためのブロ
ツク図、第２図は第１図の回路動作を説明するた
めの信号のスペクトルを示す図、第３図はこの発
明の一実施例を示すブロツク図、第４図はこの発
明の他の実施例を示すブロツク図である。１０：入力端子、７０：出力端子、２０₁，２
０₂：低域通過フイルタ、３０₁，３０₂：高域通
過フイルタ、４０₁，４０₂：サンプリング周波数
間引き用スイツチ、５０₁，５０₂：サンプリング
周波数補間用スイツチ、６０：加算器、１００₁
〜１００₇：帯域分割フイルタブロツク、２００，
２００₁〜２００₇：帯域合成フイルタブロツク、
３００：信号処理回路。 Fig. 1 is a block diagram for explaining the principle of this invention, Fig. 2 is a diagram showing a signal spectrum for explaining the circuit operation of Fig. 1, and Fig. 3 shows an embodiment of this invention. Block Diagram FIG. 4 is a block diagram showing another embodiment of the present invention. 10: input terminal, 70: output terminal, 20 ₁ , 2
0 ₂ : Low pass filter, 30 ₁ , 30 ₂ : High pass filter, 40 ₁ , 40 ₂ : Sampling frequency thinning switch, 50 ₁ , 50 ₂ : Sampling frequency interpolation switch, 60: Adder, 100 ₁
~100 ₇ : Band division filter block, 200,
₂₀₀₁ to ₂₀₀₇ : band synthesis filter block,
300: Signal processing circuit.

Claims

[Claims]

1 Divide the input signal sample value series into two bands by a first low-pass filter and a first high-pass filter to obtain a sample value series output pair with a sample rate that is 1/2 that of the input signal. a second low-pass filter and a second high-pass filter for receiving a sample value series input pair having the same sample rate as the sample value series output pair and performing sample value interpolation; band synthesis means for adding the outputs to obtain an output signal sample value series having the same sample rate as the input signal sample value series; and connecting the band division means and the band synthesis means via a signal processing circuit. A band division/synthesizing filter consisting of a connection means, which alternately removes the outputs of the first low-pass filter and the first high-pass filter to obtain a sample value at the 1/2 sample rate. means for obtaining a series output pair; and means for alternately performing sample value interpolation between one sample value series and the other sample value series of the sample value series input pair; A band division/synthesizing filter characterized in that an original signal without aliasing noise is obtained by using an odd-numbered tap acyclic filter as the filter and the first and second high-pass filters.