JPS6337996B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 (1) 発明の利用分野 本発明は、半導体基板表面に一次元又は二次元
的に配置した複数個のホトダイオードに蓄積され
た光情報を読み出す固体撮像装置に関するもので
ある。特に、本発明は、固体撮像装置の信号処理
回路の改良に関するものである。

(2) 従来技術 従来の固体撮像装置の構成の概略を第１図に示
す。

第１図Ａは二次元固体撮像装置の原理的な構成
の一例を示し、第１図Ｂは水平走査パルス、垂直
走査パルスのタイミングチヤートの一例を示す。
第１図Ａにおいて、１，２はそれぞれ水平、垂直
用の走査回路であり、通常２〜４相のクロツクパ
ルスCPx，CPyを印加することにより、入力パル
スVsx，Vsyがクロツクのもつ一定のタイミング
時間ずつシフトした第１図Ｂに示す出力パルス
列、Vox(1)，Vox(2)……，Voy(1)，Voy(2)……
を、走査回路各段の出力線Ox(1)，Ox(2)……，
Oy(1)，Oy(2)……に出力する。このパルス列によ
りスイツチング素子５，６を順次開閉し、２次元
状に配列された個々の光電変換素子３からの信号
をビデオ出力線４の上に取り出す。光電変換素子
からの信号はその上に投影された光学像に対応す
るので上記動作により映像信号を取り出すことが
できる。

この種の固体撮像装置では高い解像度を得るた
め500×500個程度の光電変換素子、スイツチング
素子および走査用の単位回路が必要になる。その
ため通常は高集積化が比較的容易でしかも光電変
換素子とスイツチング素子が一体化構造でできる
MOS−LSI技術を用いて製作される。第２図に
固体撮像ICの殆んどの面積を占める光電変換素
子の構造を示す。１３は一導電形の半導体基板
で、５，６はそれぞれ水平、垂直の位置を選択す
るための絶縁ゲート形電界効果トランジスタ（以
下MOSトランジスタ）からなるスイツチで、ド
レイン又はソースを作る基板１３と反対導電形の
拡散層７，１０，１５と絶縁酸化膜８を介して設
けたゲート電極９，１４で作られる。１０は又、
垂直スイツチとなるMOSトランジスタ６のソー
スを利用した光ダイオードである。MOSトラン
ジスタからなるシフトレジスタ等を利用した走査
回路１，２の出力パルスVox（Ｎ），Voy（Ｎ）が
出力線Ox（Ｎ），Oy（Ｎ）を通してMOSスイツチ
のゲートに同時に印加された位置のダイオード１
０に、入射光量に比例して放電していた量の電荷
がビデオ電圧１１より充電される。その時の充電
電流が負荷抵抗１２を通してビデオ信号として出
力端子OUTより読み出される。

しかし、このような従来素子では、次に示すよ
うな原因で、固定パターンノイズ（Fixed
Pattern Noise）が発生し、ホトセンサとしての
致命的な欠陥となつている。

第３図Ａは第２図の構造をさらに簡単に描いた
もので、１３としてはたとえばＰ形シリコン基
板、１０は１つのホトダイオードでN⁺拡散層か
ら成つている。また１５は第１図に示した垂直信
号線１６，７は第１図に示した水平信号出力線１
７に対応しており、第３図１５はMOSトランジ
スタ６のドレインとMOSトランジスタ５のソー
スの２領域に分離され、それぞれの領域をアルミ
ニウムなどの金属で接続しても良い。

第３図のＢからＦは、Ａに対応したチヤネル電
位を示してある。いまＮチヤネル素子を考えてい
るので、電位は正方向を下にとつてある。

第３図Ｂは、ホトダイオード１０に信号電荷３
１が蓄積されており、垂直スイツチMOSトラン
ジスタ（以下VTrと略す）６のゲート１４と水
平スイツチMOSトランジスタ（以下HTrと略
す）５のゲート９にはOVが印加されており、両
トランジスタともOFFになつている。

第３図ＣはVTr６がONし、信号電荷がVTr６
のゲート１４の下と垂直信号線１５に広がつた状
態を示している。第３図ＤはHTr５もONし、信
号電荷が水平出力線７にも広がり、出力されてい
る途中の電位を示している。そして第３図Ｅは、
信号電荷が一応読み出され、各電位がVoにリセ
ツトされている状態を示している。第３図Ｆでは
HTr５がOFFし、次の絵素の信号が読み出され
ている。

さて、この第３図ＥとＦから分るように、水平
スイツチMOSトランジスタHTr５のゲート９の
下に信号電荷の一部３２が取り残されて、それが
水平パルスがOFFする時にゲート下から出力線
へ出力されることになる。

第４図はインバータと転送ゲートとからなる従
来良く知られているシフトレジスタである。

第４図Ａに水平シフトレジスタの従来例を示し
てある。第４図Ｂのパルスチヤートで示したが、
従来の素子においては、第ｎ番目の水平パルス
Vox（ｎ）がOFFする時間と次の第ｎ＋１番目の
水平パルスVox（ｎ＋１）がONする時間とは水
平クロツクパルスx₂の同じトリガで決められて
いる。

つまり、水平パルスVox（ｎ＋１）がONする
時間は第ｎ＋１列目の信号が出力される時間であ
るが、同時に第ｎ列目の水平パルスVox（ｎ）が
OFFする時間でもある。第３図より、要するに、
従来例では、第ｎ＋１列目の信号が出力される時
間に、第ｎ列目の水平スイツチMOSトランジス
タ５のゲート９の下にトラツプされていた第ｎ列
目の信号電荷の一部Q_R３２が出力されることに
なるのである。この残留電荷Q_Rが全列において
等しいならば問題はないが、それがばらつくと、
固定パターンノイズの原因となる。

上述してきた従来技術の問題点を解消した例と
して、固体撮像装置の性能向上を達成するため、
第ｎ＋１列目の水平パルスVox（ｎ＋１）をON
して第ｎ＋１列目の信号を読みとる前に、第ｎ列
目の水平パルスVox（ｎ）をOFFしておく走査方
式がある。（特開昭54−27313） 以下この走査方式について説明する。

第５図Ａにおいて、５１は、たとえば第４図Ａ
に示したようなシフトレジスタである。その出力
線５２には、第５図ＢのVx，ｎ，Vx，ｎ＋１で
示したようなパルスVx，ｍが出力されている。
本例の本質は、このシフトレジスタの出力線５２
とスイツチMOSトランジスタの間に別のゲート
トランジスタ５３を設け、スイツチMOSトラン
ジスタのゲートに印加するパルスVox（ｍ）を、
ゲートトランジスタ５３のドレイン線５４に印加
するクロツクパルスx₃によつて制御する事であ
る。

第５図Ａに示した走査回路の出力パルスVox
（ｍ）は、シフトレジスタの出力Vx，ｍとx₃と
がANDのとれた期間がパルス幅となつた第５図
ＢのVox（ｎ），Vox（ｎ＋１）……の様なパルス
となる。

本例では、Vox（ｎ）がOFFした後に改めて
Vox（ｎ＋１）がONする〓歯抜け〓状パルス、
すなわち不連続パルスとなる。

また、第５図の例において、x₃の高レベル電
圧Vx_H、シフトレジスタ５１の出力の高レベル電
圧V_SH、ゲートトランジスタ５３のしきい電圧
Vthの間に V_SH−Vth≧Vx_H となるようにすれば、ゲートトランジスタは非飽
和領域で動作することになる。つまり、第５図Ｂ
に示すVox（ｎ），Vox（ｎ＋１），……の様な走査
回路の出力Vox（ｍ）の出力波形、特に出力振幅
をそろえる事が出来、本走査方式の効果はさらに
増大する。

又、信号読み出し時間はVox（ｍ）のパルス幅、
すなわち、x₃の幅となり、この幅を適宜調節す
る事も可能である。

固体撮像装置で、固定パターンノイズを防ぐた
めに、先述の様に水平スイツチパルスが〓歯抜
け〓状パルス（不連続パルス）になつているシフ
トレジスタが内蔵されている装置の信号処理回路
では、その〓歯抜け〓状パルスによるセンサの出
力（第７図ＡのV₂−これはプリアンプの出力で
あるがセンサの出力と比べて反転して増幅しただ
けである）のパルスの変位電流によるノイズ７０
を積分して、キヤンセルし、微少信号７１のみを
とり出す。この方式は〓積分方式〓と呼ばれ、
（特開昭55−105480）、（実開昭54−155426）に具
体回路が紹介してある。以下この〓積分方式〓の
従来例を説明し、問題点を明らかにする。

第６図は〓積分方式〓の従来例である。同図Ａ
は信号処理回路前半のブロツク図で、センサ６１
の出力を電圧帰還型プリアンプ６２で増幅し、積
分回路６３で〓積分方式〓信号処理を施すまでを
示している。この後、白黒カメラの場合は、ロー
パスフイルタ、メインアンプを通した後クラン
プ、ブランキング処理、同期信号付加、さらには
ガンマ補正などの処理を行ない、またカラーカメ
ラの場合は白黒カメラでの処理に加えカラーエン
コーダーを通してNTSC信号を作る必要がある
が、このような後段の信号処理回路は本発明とは
関係が薄いので第６図Ａからは除いた。

第６図Ｂは積分回路６３の従来例で、第７図Ａ
は第６図Ｂの従来例の動作を説明するタイミング
チヤートである。第６図Ｂにおいて６５はMOS
スイツチ、６７はプリアンプの出力端子とつなが
る信号入力端子、６８は信号出力端子、６９はリ
セツトパルスφ_Rの印加端子である。

トランジスタ６４と抵抗R_Eはエミツタフオロ
ワ回路を構成している。エミツタの電位V₃はベ
ース電位V₂と、 V₃＝V₂−V_BE (1) の関係にある。ここでV_BEはベース、エミツタ間
電圧。

抵抗R_Eを流れる電流ｉは、 ｉ＝V₃／R_E＝V₂−V_BE／R_E (2) で表わされ、この電流で容量C_Iを放電し、信号を
積分する。リセツトパルスφ_RによりMOSスイツ
チ６５がOFFしている期間をt₁とすると、MOS
スイツチ６５がONする直前のコレクタ電圧V₉
は、 V₉＝１／C_IR_E∫^t1 ₀（V₂−V_BE）dt (3) となり、入力電圧V₂が積分される。水平MOSス
イツチ５のゲートに印加される〓歯抜け〓状パル
スが、ゲート、ドレイン間容量、ゲート、ソース
間容量を通して信号線４に微分された形で飛込ん
で生じるノイズ７０は、ほぼ上下対称であり、(3)
式のV₉に影響を及ぼさない。すなわち(3)式のV₉
は、水平MOSスイツチ５のゲート、ドレイン間
容量、ゲート、ソース間容量にバラツキがあつ
て、ノイズ７０の形が１絵素ごとに異なつていて
も関係なく、信号７１にのみ関係した量である。
MOSスイツチ６５がONすると電源６６より抵
抗R_Lを通して容量C_Iが充電される。この充電時
に(3)式のV₉に関係した電圧が出力電圧V₁₀として
発生する。抵抗R_LとMOSスイツチ６５のON抵
抗との和と、容量C_Iの積で決まる充電時定数を
MOSスイツチ６５がONしている時間に比べて
充分小さく設定できればそれでよいし、利得など
の制約で充電時定数が大きくなり、MOSスイツ
チ６５がONしている間に容量C_Iが充分充電でき
ない場合には後段で周波数特性を補正してやれば
よい。

第７図Ｂはセンサ６１の出力段とプリアンプ６
２の入力段の具体例を示したものである。同図中
点線で示した容量C_GS，C_GD，C_S，Cinは故意に付
けたコンデンサではなく、寄生容量である。セン
サ６１から出力される信号は微少であるため、プ
リアンプ６２の設計にはランダム雑音に関して特
に注意を払う必要がある。プリアンプの初段のト
ランジスタ７２は等価入力雑音抵抗の小さい接合
型FET、帰還抵抗R、ビデオバイアス供給抵抗
１２の値は大きく（通常数百キロオーム）する。

一方信号の水平方向解像度を上げるために、セ
ンサから出力される信号を一絵素期間内にできる
だけ完全に読み切つてしまい、次の絵素への読み
残しをできるだけ少なくすることが要求される
が、そのためにはプリアンプの入力インピーダン
スZinをできるだけ小さくする必要がある。読残
しが多く水平方向解像度が劣化する場合には、後
段で周波数特性の補正をすれば良いが、このとき
信号対ランダムノイズ比が劣化することは明らか
である。プリアンプの入力インピーダンスZinは
本例のように電圧帰還型のプリアンプを用い、プ
リアンプの利得Ｇを大きくすることにより減少で
き、Ｇが大きい場合は、 Zin≒R／Ｇ (4) で表わされる。

このようにランダムノイズを少なくし、かつ信
号の読残しを減らすために、プリアンプは電圧帰
還型プリアンプを用いる。

さて、ここで注目すべきはプリアンプの内部で
発生するランダムノイズ、特に初段FET７２で
発生するランダムノイズである。通常FET７２
の等価雑音抵抗は数十オームである。

これらのプリアンプの内部で発生するランダム
ノイズn₁のプリアンプ出力端でのパワーをN₁と
する。以下説明を容易にするためノイズパワー
N₁を周波数で分離して考える。すなわちノイズ
パワーN₁はノイズパワーのスペクトラムをあら
わすことにする。

さて、ノイズn₁の電圧帰還量は、ほぼセンサ出
力ライン寄生容量C_Sとプリアンプ初段FETゲー
ト容量Cinの並列接続からなるインピーダンスと
帰還抵抗Rのインピーダンスの分割比に比例す
る。すなわちノイズn₁の電圧帰還量は周波数にほ
ぼ比例して小さくなる。したがつてノイズパワー
N₁と周波数とは N₁∝² (5) の関係になりいわゆる〓三角ノイズ〓となる。こ
の関係を第８図Ａに示す。

積分回路６３のモデルとして、１絵素期間１／s、 入力信号を積分し、その結果を瞬時に出力し、同
時に初期値をリセツトする理想的な装置を想定す
る。フーリエ変換を用いた計算により、上記の理
想積分装置は、 Ｐ（ｆ）∝sin²（ｆ／fs×π）／f² (6) で表わされるパワー伝達特性Ｐ（）をもつフイ
ルタを通した後、周波数sでサンプリングする系
に等価的に等しいことが判る。

パワー伝達特性Ｐ（）をもつフイルタをパワ
ーN₁のノイズが通過すると、出力されるノイズ
パワーN₂は、(5)式、(6)式より、 N₂∝sin²（ｆ／fs×π） (7) となる。これを第８図Ｂに図示する。

次に周波数sでサンプリングすることにより周
知のように高い周波数領域のノイズが低い周波数
領域におり返つてくる。この様子を第８図Ｃに示
す。プリアンプの周波数帯域BWを無限大と考え
ると、〓三角ノイズ〓を上記の理想積分装置に印
加することにより無限大パワーのノイズが出力さ
れることになる。

現実には周波数帯域無限大のプリアンプはあり
得ないので無限大パワーのノイズが積分装置から
出力されることはないし、また積分回路６３は上
記した理想積分装置ではなく、積分結果の読出し
および積分初期値のリセツトに有限時間を要する
のでプリアンプの周波数帯域BWと積分回路から
出力されるランダムノイズパワーの関係は第７図
Ｃに示すほど厳しくはない。しかし積分回路から
出力されるランダムノイズの大きさがプリアンプ
の周波数帯域と正の相関をもつていることは事実
であり、固体センサの固定パターンノイズを抑圧
するために〓積分方式〓を採用する際にランダム
ノイズが増加することは大きな問題となつてきて
いる。

上記したこの問題の原因、〓三角ノイズ〓の発
生と積分回路でのノイズの周波数軸上の〓おり返
し〓は個々には従来技術から比較的簡単に計算さ
れ予測され得る性質の現象であるが、〓積分方式〓
を採用したときにランダムノイズが増加する問題
は本発明者が初めて明らかにした現象である。

本発明の目的は上記した従来技術の欠点を緩和
し、ランダムノイズの少ない〓積分方式〓固体セ
ンサ信号処理回路を提供するにある。

〓積分方式〓信号処理回路でランダムノイズを
減らすためには、第８図Ｃから容易に判るよう
に、プリアンプ６２の周波数帯域を狭くすればよ
い。すなわちプリアンプ６２と積分回路６３の間
にローパスフイルタを挿入するか、プリアンプ６
２に故意にローパス周波数特性を持たせればよ
い。

このときの問題は、水平MOSスイツチ５のゲ
ートから信号ライン４に、寄生容量C_GS，C_GDを通
して飛込むノイズ７０を積分により打消す効果が
減ずることである。この効果は第６図の具体回路
を用いて説明したが、以下一般的な〓積分方式〓
によるノイズ７０の打消効果を説明する。

第９図は信号ラインに飛込んだノイズ７０を積
分により打消す様子を簡単なタイミングチヤート
に表わしたものであり、ハツチングをほどこした
箇所が信号により電圧が上がつたことを示してい
る。時間t₂から時間t₃までが１絵素で、時間t₄は
積分結果を読出し、積分初期値をリセツトする時
間を表わす。

第９図ｂは水平MOSスイツチ５のゲート電圧
で、これが第７図Ｂのゲート、ドレイン間容量
C_GD、ゲート、ソース間容量C_GSを通して、信号ａ
に飛び込み、第９図Ｃに示すようにノイズ７０と
信号７１が重畳される。ノイズ７０が微分波形に
なるのは(4)式で表わされるプリアンプ入力インピ
ーダンスZinがほぼ純抵抗であるためである。言
い換えると、ほぼセンサのビデオ出力ラインの寄
生容量C_Sとプリアンプ入力容量Cinの和の容量
と、(4)式の右辺のプリアンプ入力抵抗R／Ｇの
積で表わされる微分時定数が１絵素の時間（通常
約１／7MHz）に比べて通常充分小さい。

さて第９図Ｃのノイズ７０と信号７１の重畳波
形を１絵素単位で積分すると第９図ｄに示すよう
に水平MOSスイツチ５のゲート波形がほぼ再現
され、その上に信号７１の積分波形が重畳した波
形になる。したがつて水平MOSスイツチ５のゲ
ート・ドレイン間容量C_GD、ゲート．ソース間容
量C_GSが列ごとに異なり、ノイズ７０の大きさ、
形が絵素ごとに異なつても、積分後のｄでは水平
MOSスイツチ５のゲート波形がほぼ再現されて
生じるく形波の高さが絵素ごとに異なるだけであ
り、上記のく形波が立下がつた後に積分結果を読
出す時間t₄を設定すれば、ノイズ７０の影響を受
けることなく、信号のみを読出すことができる。

ここで注目すべきはt₄の設定時間に余裕がある
ことで、積分の前にローパスフイルタを設けて、
ノイズ７０をある程度なまらせても積分によるノ
イズ７０の打消効果は保たれると考えられる。

第１０図Ａは積分回路の前にローパスフイルタ
を設けた場合の、ノイズ７０の移り変わりを判り
やすく図示したもので、水平MOSスイツチ５の
ゲート波形から、積分されるまでを示している。
簡単のため、ノイズ７０の形を決める微分時定数
を無視して、微分と積分を打消すと、ノイズ７０
の移り変わりは同図Ｂのように簡略化できる。水
平MOSスイツチ５のC_GD，C_GSのバラツキによる
ノイズ７０の大きさのバラツキは、等価的にく形
波８０の高さx₀のバラツキとして表わせる。以下
電圧をx₀で規格化した場合の、ローパスによる積
分後の波形８１の〓積分残し〓ｘ、すなわち積分
結果を読出す時間の読出す信号へのノイズ７０の
影響を求める。

水平MOSスイツチ５がONしている時間をＴ、
水平MOSスイツチ５がOFFしてから、積分結果
を読出すまでの時間をｔとし、ローパスフイルタ
をカツトオフ周波数₀（減衰度3dBとなる周波数）
の１次のフイルタとすると、〓積分残し〓ｘは、
簡単な計算により、 ｘ＝e^-2〓^f0t−e^-2〓^f0(t+T) (8) となる。水平クロツク周波数sに対し、例えば Ｔ＝1/3s ｔ＝1/2s₀ ＝s の場合につき(8)式を計算すると、ｘ≒0.04とな
る。

問題はこの数パーセントオーダーの〓積分残
し〓が無視できるか、ということだが、現実問題
として高周波帯域プリアンプでも、消費電力など
の制約から完全にリニアに増幅するのは難かし
く、数パーセントオーダーのノイズ７０の正負方
向のアンバランスが生じることと、さらにノイズ
７０が生じる過程で水平MOSスイツチ５のゲー
ト波形の立上りと立下りを対称にするのは困難で
C_GD，C_GSもゲート波形の立上り時と立下り時で異
なつているので、最初から数パーセントオーダー
のノイズ７０の正負方向のアンバランスが存在し
ていること、この２つの理由で上記の数パーセン
トオーダーの〓積分残し〓は無視できる。

一方第８図Ｃより、積分回路の前にローパスフ
イルタを設けることによるランダムノイズ低減効
果は絶大である。

なおローパスフイルタの例として一次のフイル
タをあげた理由は、それがリンギングを生じない
フイルタのうちで最も簡単なフイルタ形式であ
り、計算および設計が容易であることによるが、
一次のローパスフイルタに限定されるものではな
く、他のローパスフイルタを使用しても良い。

本発明の一実施例を第１１図、第１２図に示
す。第１１図Ａはプリアンプ９９自身にローパス
性をもたせた例で、ノイズ７０のように電圧源的
にプリアンプ９９に入力される信号についてはプ
リアンプ９９のゲインG_{( )}の周波数特性が支配的
であるが、信号７１とプリアンプ９９内で発生す
るランダム雑音については帰還インピーダンス１
００の周波数特性の影響も受けるので帰還インピ
ーダンス１００の周波数特性も意図的に設計する
必要がある。プリアンプ９９のゲインG_{( )}と帰還
インピーダンスZ_{( )}の周波数特性を合わせておけ
ば、すなわち G_{( )}／G_(p)＝Z_{( )}／Z_(p) (9) と設計すれば、信号７１、ノイズ７０、プリアン
プ９９の初段で発生するランダムノイズとも同じ
周波数特性を受け、設計が簡易化できるが、必ず
しも(9)式を満たす必要はない。

第１２図Ａは第１１図Ａのプリアンプ９９と帰
還インピーダンス１００の具体回路例である。プ
リアンプ９９のゲインG_{( )}のローパス特性は初段
FET７２のゲート、ドレイン間に容量C₁を接続
することによりもたせ、帰還インピーダンス１０
０の周波数特性は帰還抵抗Rと並列に容量Cを
付けることによりもたせる。通常帰還抵抗は数百
キロオームと大きく、容量Cは寄生容量で充分
である場合が多い。

第１２図Ａの例のようにプリアンプ９９の初段
にローパス特性をもたせることは、プリアンプ９
９のダイナミツクレンジの設計を容易にし、ノイ
ズ７０をより正負対称に伝送するという付加的な
効果も生む。

第１１図Ｂはプリアンプ６２と積分回路６３の
間にローパスフイルタ１０１を設けた実施例で、
第１２図Ｂはローパスフイルタ１０１の具体回路
例である。この例では容量C₂によりローパス特
性をもたせている。

以上説明したように、固体撮像装置の〓積分方
式〓信号処理回路において積分回路の前で故意に
ローパス周波数特性をもたせることにより他の性
能を劣化させることなくランダム雑音を大幅に減
少させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は固体撮像装置の概略を説明する図、第
２図は固体撮像装置の画素部の構成を示す断面
図、第３図は固体撮像装置の画素部の信号電荷の
動きを説明する図、第４図は固体撮像装置の走査
回路と入出力パルスを説明する図、第５図は〓歯
抜け〓状走査パルスを発生する走査回路と入出力
パルスを説明する図、第６図は固体撮像装置の従
来の信号処理回路、第７図は第６図の回路の各部
の信号波形を示す図、第８図は固体撮像装置の信
号処理回路におけるランダム雑音を説明する図、
第９図は〓積分方式〓信号処理回路を説明する
図、第１０図は本発明の使用により〓積分方式〓
の効果が減じないことを説明する図、第１１図，
第１２図は本発明の固体撮像装置の実施例であ
る。 符号の説明、６１……固体撮像装置、６２……
プリアンプ、６３……積分回路、９９……プリア
ンプ、１００……帰還インピーダンス、１０１…
…ローパスフイルタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 半導体基体の表面領域に設けられた複数の光
   電変換素子に蓄積された光情報を、不連続走査パ
   ルスにより読み出すセンサ部と、該センサ部から
   出力されるビデオ信号を増幅する増幅器と、該増
   幅器から出力されるビデオ信号に含まれる雑音成
   分を各絵素毎に積分および積分リセツトして除去
   する雑音除去回路とを有する固体撮像装置におい
   て、上記増幅器は、上記雑音成分の主要な応答
   が、次の絵素が始まる直前に完了するような低域
   周波数通過型フイルタ特性を有することを特徴と
   する固体撮像装置。 ２ 上記低域周波数通過型フイルタ特性は、カツ
   トオフ周波数が略、絵素の読み出し周波数に設定
   されていることを特徴とする特許請求の範囲第１
   項記載の固体撮像装置。 ３ 上記増幅器は、プリアンプとローパスフイル
   タとからなることを特徴とする特許請求の範囲第
   １項記載の固体撮像装置。