JPS6334597A

JPS6334597A - 残差駆動線形予測ボコ−ダ

Info

Publication number: JPS6334597A
Application number: JP61179717A
Authority: JP
Inventors: 船橋　賢一
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1986-07-29
Filing date: 1986-07-29
Publication date: 1988-02-15

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〈産業上の利用分野〉本発明は、残差駆動線形予測ボコーダにおける高域再生
部の改良に関する。

〈従来技術〉第２図および第３図は、それぞれ従来例の残差駆動線形
予測ボコーダ（ＲＥ　Ｌ　Ｐ　：　ｒｅｓｉｄｕａｌ　
ｅｘｃｉｔｅｄＬＰｃ（線形予測）ｖｏｃｏｄｅｒ）の
分析部および合成部を示すブロック図である。第４図は
従来の非線形ひずみによる高域再生部付近のブロック図
である。

第２図および第３図において、入出力信号として用いる
音声信号は、３．４ｋＨｚのカットオフ周波数を有する
低域通過フィルタで帯域制限されているとする。まず、
第２図の分析部において、この音声信号はアナログ・デ
ィジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器という。月１に入
力され、８ｋＨｚの標本化周波数によって標本化され、
所定のビット数のディジタル音声信号に変換された後、
線形予測分析器（以下、Ｌ　Ｐ　Ｃ分析器という。）＋
２および線形予測逆フィルタ（以下、Ｌ　Ｐ　Ｇ逆フィ
ルタという。）＋３に出力される。ＬＰＧ分析器１−２
に入力されたディジタル音声信号は、公知の線形予測分
析によって処理され、例えばにパラメータまたはαパラ
メータ等の線形予測パラメータ（以下、ＬＰＧパラメー
タという。）が算出される。

すなわち、このＬＰＣ分析器１２においては、例えば２
０ｍ５ｅｃの所定の分析フレーム周期で入力されたディ
ジタル音声信号に窓関数を乗算して自己相関係数を算出
した後、自己相関法によって例えば１０次の所定の次数
のＬＰＣパラメータを算出し、該Ｌ　Ｐ　Ｃパラメータ
が量子化および符号化器１４に出力される。

量子化および符号化器１４に入力されたＬＰＧパラメー
タは、所定の量子化および符号化が行なわれた後マルチ
プレクサ１５に出力される。また、ＬＰＧパラメータは
、上記所定の量子化が行なわれた後、ＬＰＣ逆フィルタ
１３に出力される。

Ｌ　Ｐ　Ｇ逆フィルタ１３に入力されたディジタル音声
信号は、上記ＬＰＧパラメータを用いた線形予測分析の
スペクトル包絡特性とは逆のフィルタ特性を有するＬＰ
Ｇ逆フィルタ１３に通過され、予測残差信号が抽出され
る。この予測残差信号は、Ｉｋｌ（ｚのカットオフ周波
数を有する低域通過フィルタ１６を介してダウンサンプ
ラ１７に出力され、ダウンサンプラにおいて標本化比が
４．１でダウンサンプルされる。すなわち、入力された
予測残差信号の低域成分の標本が４回に１回の割合で標
本化され、標本化周波数が２ｋＨｚである標本化信号と
なり、この標本化信号が符号化器１８を介してマルチプ
レクサ１５に出力される。この信号をベースバンド信号
と呼ぶ。

この符号化器１８においては、上記標本化信号がなんら
かの波形符号化方式を用いて符号化される。

マルチプレクサ１５に入力された上記ＬＰＧパラメータ
信号とベースバンド符号化信号の２つの信号は時分割多
重化されてディジタル伝送信号となり、所定の伝送路に
送出される。

次に、第３図の合成部において、上記ディジタル伝送信
号は伝送路を介して、デ・マルヂプレク゛す３１に入力
されて、マルチプレクサ１５と逆の操作が行なわれ、Ｌ
ＰＣパラメータ信号とベースバンド符号化信号が分離さ
れる。ＬＰＧパラメータ信号は、復号化器３２において
ＬＰＧパラメータに復号化され、合成フィルタ３７に出
力される。

一方、ベースバンド符号化信号は、復号化器３３におい
て標本化周波数が２ｋＨｚである標本化信号に復号化さ
れた後、アップサンプラ・低域フィルタ３４に出力され
ろ。アップサンプラ・低域フィルタ３４に入力された標
本化信号は、ダウンサンプラ１７と逆の操作、すなわち
、標本化比がに４でアップサンプルされ、標本化周波数
が８ｋｌｌｚである標本化信号（これもベースバンド信
号とよぶ。）が再生された後、高域再生部３５および加
算器３６に出力される。高域再生部３５に入力された標
本化周波数が８ｋＨｚである標本化信号は、例えば絶対
値演算と２次差分演算による公知の非線形ひずみによる
手法にて処理され、標本化信号の高域成分が再生される
。この高域成分と上記の標本化周波数が８ｋＨｚである
ベースバンド信号が加算器３６において加算された後、
合成フィルタ３７に出力される。合成フィルタ３７にお
いては、上記復号化器３２で復号されたＬＰＧパラメー
タを用いて、ディジタル音声信号が合成され、該ディジ
タル音声信号は、ディジタル・アナログ変換器（以下、
Ｄ／Ａ変換器という。）においてアナログ音声信号に変
換され、出力される。

以上の残差駆動線形予測ボコーダは、線形予測分析合成
システムに比較し、４．８Ｋｂｐｓ〜９６Ｋ　ｂｐｓ程
度の伝送速度において、高品質な合成音声が得られると
いう利点がある。

次に、公知の非線形ひずみによる高域再生法について、
第４図に示す高域再生部３５に基づいて述べる。

第３図の復号化器３３で復号されたサンプリング周波数
２ｋＨｚのベースバンド信号は、アップサンプラ・低域
フィルタ３４で１＝４にアップサンプラされ、カットオ
フ１０００Ｈｚの低域フィルタに通され、サンプリング
周波数８ｋＨｚのベースバンド信号となる。

高域再生とは、この帯域Ｏ〜１０００Ｈｚのベースバン
ド信号から、人工的に高調波を発生させ、帯域１０００
〜４０００Ｈｚの高域信号を作り、両者を合わせて駆動
音源を得ることをいう。

復号され、再生されたサンプリング８ｋＨｚのベースバ
ンド信号（Ｘ　ｎ）は、第４図に示す全波整流器５１に
よってまず全波整流される。つまり、Ｘｎ→　１Ｘｎｌとして絶対値がとられる。この後、２次差分器５２によ
って高調波を発生させる。つまり、ｙｎ　”１Ｘｎｌに
対し、伝送関数１１（Ｚ）−（１−Ｚ−’）２＝　１−２　Ｚ−’＋　７．−” をもつフィルタに（ｙｎ）を通す。これによって得られ
た信号は、カットオフ１０００Ｈｚの高域フィルタ５３
に通され、帯域１０００〜４０００ｆ−１ｚの高域信号
を得る。

一方、サンプリング周波数８ｋＨｚのベースバンド信号
（Ｘ　ｎ）は、ゲイン算出器５４においてゲインＧ。

Ｎ：１フレームのフレーム長さが算出される。

また、高域フィルタの出力として得られた信号は、ゲイ
ン・補正係数算出器５５において高域信号のゲインＧ、
がフレーム毎に算出され、さらに、ゲインＧｌ、Ｇｙか
ら補正係数が算出され、補正係数Ｆが乗算器５６において高域信号
にフレーム毎にかけられる。

こうして得られた高域信号とベースバンド信号は加算器
３６において加算され、駆動音源が得られる。

〈発明が解決しようとする問題点〉上記の非線形処理は、ベースバンド信号のもつ調波構造
を高域部においても人工的に作り出す手法である。しか
しながら、この手法では高域部における調波構造がある
程度は生成されるものの、生成された駆動音源は、波形
上で、ピッチのピークに対応するもの以外のピークが目
立つことからもわかるように、調波構造が高域部ではか
なり不明確なものになるという問題点があった。そのた
め、合成音の音質は、あらあらしい音質となる。

〈発明の目的〉本発明の目的は、この点を改善しようとする点にあり、
残差波形のピッチのピークに対応するピークのはっきり
出る駆動音源を生成する高域再生部を与え、音質の自然
性をより高めることにある。

〈発明の構成〉本発明は、従来の非線形ひずみによる高域再生方式にお
いて、アップサンプリングされ低域フィルタに通されて
得られたベースバンド信号を全波整流（絶対値演算）し
た後、２次差分を行なう箇所において、２次差分によっ
て、ピッチのピークに対応する箇所以外のところでピー
クが生ずる度合をある程度抑圧するため、全波整流して
得られた波形にある種の振幅変調をかける点に特徴を有
する。すなわち、本発明は、全波整流された信号をその
信号の振幅に応じて振幅変調を行なう手段を備え、上記
振幅変調手段で振幅変調された信号を２次差分手段で２
次差分するようにしたことを特徴としている。つまり、
全波整流の後、振幅レベルが小さいほど振幅をより減衰
させる係数をサンプルごとに決めて、波形にかける等し
て振幅変調を行なうのである。

〈実施例〉第１図は本発明の一実施例の要部である高域再生部６５
付近の構成を示すブロック図である。

この第１図のものは、従来例の第４図のものとは、全波
整流器のあとである種の振幅変調をかける部分が追加さ
れている点のみが異なり、他は同じである。以下、第１
図にしたがって実施例を述べる。

第３図の復号化器３３で復号化されて得られたベースバ
ンド信号（サンプリング周波数２ｋＨｚ）は、第１図の
アップサンプラ・低域フィルタ３４で１４にアップサン
プルされ、カットオフ周波数１０００Ｈｚの低域フィル
タに通されてサンプリング周波数８ｋｌ（７のベースバ
ント信号（Ｘ　ｎ）が得られる。このベースバンド信号
（Ｘｎ）は高域再生部６５て処理され、まず、全波整流
器５１で全波整流されて信号（ｌＸｎｌ）が得られるが
、一方、ゲイン算出器５４においてフレーム毎にゲイン
Ｎ−１フレームのサンプル数、Ｎ＝１６０が算出される
。

次に、全波整流によって得られた信号｛｜Ｘｎ｜｝には
、乗算器６１においてサンプル毎に係数「ｎがかけられ
、信号（ｆｎ・１Ｘｎｌ）が得られる。この振幅変調の
係数［ｎは、係数算出器６２において、ゲインσと、信
号ｌＸ１１から例えば次の式％式％ここで、０くδ≦１．には定数この実施例では、δ−１，に＝ｌ／Ｊとした。

ただし、１Ｘｎｌが十分大（例えば１Ｘｎｌ≧２ＪＴδ
の時）のとき、ｆｎ＝１としておいてよい。

指数函数　ｅ　　　（０≦×≦２）の値はテーブル６３
から供給される。たたし、あまり細かい精度は必要とせ
ず、概略値をテーブルを用いて算出する形にしである。

振幅変調された信号（ｙｎ）　（ｙｎ　＝　ｆ　ｎ・１
Ｘｎｌ）は、従来通り、２次差分器５２において、伝達
関数Ｈ（ｚ）＝（１−Ｚ−’）”＝　１−２２−’＋Ｚ−”
をちつフィルタに通される。これによって得られた信号
は、カットオフ周波数１０００１（ｚの高域フィルタ５
３に通され、Ｉ　ＯＯＯ〜４０００ｔ（ｚの帯域の高域
信号が得られる。ゲイン・補正係数算出器５５ては、こ
の高域信号のゲインＧ、がフレーム毎に算出され、さら
にベースバンド信号のゲインσと合わせて補正係数が求められ、乗算器５６において高域信号はフレーム毎
に補正係数Ｆがかけられ、振幅の補正が行なわれる。こ
うして得られた高域信号とベースバンド信号は加算４３
６において加算され、合成フィルタの入力となる駆動音
源が生成される。

上記実施例では振幅変調手段を乗算器６１と係数算出器
６２とテーブル６３により構成したが、これに限らない
のは勿論である。

〈発明の効果〉以上詳述したように、本発明の残差駆動線形予測ホコー
ダは、アップサンプリングされ低域フィルタに通して得
られたベースバント信号をｆ、波整流した後、その全波
整流された信号をその信壮の振幅に応じて振幅変ジ８手
段で振幅変調するので、生成される駆動音源のピークの
、ピッチ・ピークに相当するらのをより鮮明に出すこと
ができ、従来方式に表れた合成音のあらあらしさを緩和
でき、自然性の高い合成音を得ることができろという＋
１１点かある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の残差駆動線形予測ボコーダによる高域
再生部付近のブロック図、第２図は残差駆動線形予測ボ
コーダの分析部のブロック図、第３図は残差駆動線形予
測ボコーダの合成部のブロック図、第４図は残差駆動線
形予測ボコーダの合成部における従来例による高域再生
部付近の詳細なブロック図である。１１−Ａ／Ｄ変換器、　　１２・・ＬＰＧ分析器、＋　
３−１．、　Ｐ　Ｃ逆フィルタ、１４・量子化／符号化
器、１５　・マルチプレクサ、１６　・低域通過フィル
タ、１７・ダウンサンプラ、１８　・符号化器、３１　
・デ・マルチプレクサ、３２．３３・・復号化器、３４
　アップサンプラ・低域通過フィルタ、３５．６５　　
・高域再生部、３６　加′ｌ￥器、３７・・・合成フィ
ルタ、　　　３８・・・Ｄ／Ａ変換器、５１・・全波整
流器、　　　　５２・・・２次差分器、５３・・高域通
過フィルタ、５４・・・ゲイン算出器、５５・・・ゲイ
ン・補正係数算出器、５６．６１・・・乗算器、　　　６２・・・係数算出器
、６３・・テーブル。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）アップサンプルされ、かつ低域フィルタに通して
得られたベースバンド信号を全波整流器で全波整流し、
上記全波整流器で全波整流された信号を２次差分手段で
２次差分して高域再生を行なう高域再生部を有する残差
駆動線形予測ボコーダにおいて、上記全波整流された信号を、その信号の振幅に応じて振
幅変調を行なう振幅変調手段を備え、上記振幅変調手段
で振幅変調された信号を上記２次差分手段で２次差分す
るようにしたことを特徴とする残差駆動線形予測ボコー
ダ。
（２）上記特許請求の範囲第１項に記載の残差駆動線形
予測ボコーダにおいて、上記振幅変調手段は乗算手段と
係数算出手段を含み、上記乗算手段は上記ベースバンド
信号を｛Ｘ｝とするとき、全波整流された信号｛｜Ｘｎ
｜｝に対して、係数ｆｎで振幅変調｜Ｘｎ｜→ｆｎ・｜
Ｘｎ｜を行ない、上記係数算出手段は、フレームでの上
記信号のパワーをσ＾２とするとき、上記係数ｆｎを、
０≦δ≦１、ｋ≧０は定数として、ｆｎ＝１−δ・ｅ（＾−＾ｋ＾｜＾Ｘ＾ｎ＾｜＾／＾σ
）で設定するようになっていることを特徴とする残差駆
動線形予測ボコーダ。