JPS63314179A - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
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- JPS63314179A JPS63314179A JP62148438A JP14843887A JPS63314179A JP S63314179 A JPS63314179 A JP S63314179A JP 62148438 A JP62148438 A JP 62148438A JP 14843887 A JP14843887 A JP 14843887A JP S63314179 A JPS63314179 A JP S63314179A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 36
- 238000004804 winding Methods 0.000 abstract description 14
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 20
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 239000003795 chemical substances by application Substances 0.000 description 3
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 1
- 238000003491 array Methods 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000003292 glue Substances 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000002269 spontaneous effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［技術分野］
本発明は高周波変換装置を用いた電源回路に関するもの
である。
である。
［背景技術］
第７図及び第８図はこの種の高周波変換装置を用いた電
源回路の従来例を示す、この電源回路は交流電源ＡＣを
ダイオードプリツノＤＢで全波整流し、その整流出力を
コンデンサＣ１で平滑して直流電源を得、この直流電源
に発振トランスＯＴの１次８ Ａａ ｎ 、を介して接
続したスイッチング素子たるトランジスタＴｒ１をオン
オフさせること（こより発振トランスＯＴの２次８Ｍｎ
２に高周波電圧を誘起させ、その高周波電圧により高周
波電力を負荷１に供給する周知の一方式のインバータ回
路からなる高周波変換！！置を備えている。
源回路の従来例を示す、この電源回路は交流電源ＡＣを
ダイオードプリツノＤＢで全波整流し、その整流出力を
コンデンサＣ１で平滑して直流電源を得、この直流電源
に発振トランスＯＴの１次８ Ａａ ｎ 、を介して接
続したスイッチング素子たるトランジスタＴｒ１をオン
オフさせること（こより発振トランスＯＴの２次８Ｍｎ
２に高周波電圧を誘起させ、その高周波電圧により高周
波電力を負荷１に供給する周知の一方式のインバータ回
路からなる高周波変換！！置を備えている。
そして第７図従来例では電源投入時は抵抗Ｒ１を介して
コンデンサＣ２に充電電圧を発生させ、その電圧により
制御回路２を通じでトランジスタＴｒ、の駆動電流を流
し、発振開始後には発振トランスＯＴの３次巻線ｎ、に
誘起される高周波電圧をダイオードＤ１で整流してコン
デンサＣ２を充電し、トランジスタＴｒ＋の駆動電流を
得るようになっている。
コンデンサＣ２に充電電圧を発生させ、その電圧により
制御回路２を通じでトランジスタＴｒ、の駆動電流を流
し、発振開始後には発振トランスＯＴの３次巻線ｎ、に
誘起される高周波電圧をダイオードＤ１で整流してコン
デンサＣ２を充電し、トランジスタＴｒ＋の駆動電流を
得るようになっている。
この第７図従来例の回路構成は簡単であるが、第９図（
ｃ）に示すようにダイオードＤ、のスイッチング時にダ
イオードＤ、のりカバリ−タイム等の影響によりコンデ
ンサＣ２の充電電圧に泥状のノイズが発生し、そのノイ
ズにより制御回路２が誤動作する可能性があった。尚第
９図（、）はトランジスタＴｒ、のコレクタ・エミッタ
間電圧、同図（ｂ）は３次巻Ｍｎ３の出力電圧である。
ｃ）に示すようにダイオードＤ、のスイッチング時にダ
イオードＤ、のりカバリ−タイム等の影響によりコンデ
ンサＣ２の充電電圧に泥状のノイズが発生し、そのノイ
ズにより制御回路２が誤動作する可能性があった。尚第
９図（、）はトランジスタＴｒ、のコレクタ・エミッタ
間電圧、同図（ｂ）は３次巻Ｍｎ３の出力電圧である。
また近年、ＬＳＩ技術等の進歩により上記制御回路２に
、ゲートアレイ或いはカスタムＩＣのような集積化した
回路を用いる傾向があり、その観点からすれば制御回路
２の電源は低電圧（例えば５Ｖ）が望ましい。一方スイ
ツチング素子としてパワーＭＯ８ＦＥＴのような電圧駆
動素子を考えた場合、そのスイッチングスピードを上げ
て損失を低減させる為にはある程度高電圧の駆動電源（
例えば１５■）が必要となる。また最近スイッチングイ
バイスとして注目を集めている静電誘導サイリスタ（Ｓ
■サイリスタ）のオフ時の逆バイアス電圧を得る為にも
上記の高電圧の駆動電源が必要となってくる。従って第
７図に示すような電源回路構成においては、制御回路２
が高価になるという問題がある。或いはスイッチング素
子の損失が増すといった問題がある。
、ゲートアレイ或いはカスタムＩＣのような集積化した
回路を用いる傾向があり、その観点からすれば制御回路
２の電源は低電圧（例えば５Ｖ）が望ましい。一方スイ
ツチング素子としてパワーＭＯ８ＦＥＴのような電圧駆
動素子を考えた場合、そのスイッチングスピードを上げ
て損失を低減させる為にはある程度高電圧の駆動電源（
例えば１５■）が必要となる。また最近スイッチングイ
バイスとして注目を集めている静電誘導サイリスタ（Ｓ
■サイリスタ）のオフ時の逆バイアス電圧を得る為にも
上記の高電圧の駆動電源が必要となってくる。従って第
７図に示すような電源回路構成においては、制御回路２
が高価になるという問題がある。或いはスイッチング素
子の損失が増すといった問題がある。
第８図従来例の回路では発振開始後はダイオードＤ、を
介してコンデンサＣ２に充電される電圧がトランジスタ
Ｔｒ２のベースに接続されているツェナーダイオードＤ
Ｚ、のツェナー電圧より高くなるように設定しておけば
、トランジスタＴｒ２がオフとなり抵抗Ｒ，による損失
は無くなる。ところがこの様な回路の場合も第７図に示
す従来例と同様の問題があり、又トランジスタＴｒ２と
し−Ｃ高耐圧の素子を必要とするという問題がある。
介してコンデンサＣ２に充電される電圧がトランジスタ
Ｔｒ２のベースに接続されているツェナーダイオードＤ
Ｚ、のツェナー電圧より高くなるように設定しておけば
、トランジスタＴｒ２がオフとなり抵抗Ｒ，による損失
は無くなる。ところがこの様な回路の場合も第７図に示
す従来例と同様の問題があり、又トランジスタＴｒ２と
し−Ｃ高耐圧の素子を必要とするという問題がある。
尚コンデンサＣ１は共振用コンデンサ、ダイオードＤ２
は保護用ダイオードである。
は保護用ダイオードである。
［発明の目的］
本発明は上記問題点に鑑みて為されたもので、その目的
とするところは製作費が安価で且つ安定な動作を為す電
源回路を提供するにある。
とするところは製作費が安価で且つ安定な動作を為す電
源回路を提供するにある。
［発明の開示１
本発明は直流電源と、スイッチング素子がオンオフを繰
り返すことによって負荷に高周波電力を供給する高周波
変換装置とからなり、上記スイッチング素子の駆動電源
を上記直流電源及び高周波変換装置から得る電源回路に
おいて、上記スイッチング素子の動作開始後にはスイッ
チング素子のオンオフ信号を送出する制御回路に直流電
源のみから電源を供給し、該制御回路からの信号を受け
てスイッチング素子を駆動電力を供給するドライブ回路
を高周波変換装置から電流を供給する手段を備えたこと
を特徴とするものである。
り返すことによって負荷に高周波電力を供給する高周波
変換装置とからなり、上記スイッチング素子の駆動電源
を上記直流電源及び高周波変換装置から得る電源回路に
おいて、上記スイッチング素子の動作開始後にはスイッ
チング素子のオンオフ信号を送出する制御回路に直流電
源のみから電源を供給し、該制御回路からの信号を受け
てスイッチング素子を駆動電力を供給するドライブ回路
を高周波変換装置から電流を供給する手段を備えたこと
を特徴とするものである。
以下本発明を実施例により説明する。
犬１ｊ１−
第１図は本実施例の回路構成を示しており、第１の制御
回路２Ａは高周波変換装置たるインバータ回路のスイッ
チング素子Ｑのオンオフ条件を決定するための制御信号
を発生する回路であり、消費電流が例えば数ｍＡ程度で
済むようなものである。第２の制御回路２Ｂは上記制御
１６号を受けてスイッチング素子Ｑに実際の駆動電流を
供給するドライブ回路を構成する。切換回路３は電源投
入時に制御回路２Ｂの電源であるコンデンサＣ１の充電
電流を供給する様にする切り換えるスイッチ手段を構成
する。尚第１図中上記第８図回路と同一記号、同一番号
の回路要素は同様な働きをなすものである。
回路２Ａは高周波変換装置たるインバータ回路のスイッ
チング素子Ｑのオンオフ条件を決定するための制御信号
を発生する回路であり、消費電流が例えば数ｍＡ程度で
済むようなものである。第２の制御回路２Ｂは上記制御
１６号を受けてスイッチング素子Ｑに実際の駆動電流を
供給するドライブ回路を構成する。切換回路３は電源投
入時に制御回路２Ｂの電源であるコンデンサＣ１の充電
電流を供給する様にする切り換えるスイッチ手段を構成
する。尚第１図中上記第８図回路と同一記号、同一番号
の回路要素は同様な働きをなすものである。
第２図は両制御回路２ Ａ、２ Ｂ及び切換回路３の具
体的回路を示しており、上記スイッチング素子Ｑとして
ＳＩサイリスクを用いている。制御回路２Ａには汎用タ
イマＩＣ″５５５″からなるタイマ回路Ｉ Ｃ＋、抵抗
Ｒ２−Ｒ３、コンデンサＣｓ −Ｃｂ等を用いた無安定
マルチバイブレータを備え、ドライブ回路を構成する制
御回路２Ｂには制御回路２Ａのナンドデー）ＩＣ２から
の出力信号を電流増幅してトランジスタＴ ｒ、、 Ｔ
ｒ、をドライブするバッファＩＣ，を備え、スイッチ
ング素子Ｑのデートに駆動電流をコンデンサＣ７及び抵
抗Ｒ９の並列回路を介して流すようになっている。切換
回路３はダイオードＤ、から構成されている。
体的回路を示しており、上記スイッチング素子Ｑとして
ＳＩサイリスクを用いている。制御回路２Ａには汎用タ
イマＩＣ″５５５″からなるタイマ回路Ｉ Ｃ＋、抵抗
Ｒ２−Ｒ３、コンデンサＣｓ −Ｃｂ等を用いた無安定
マルチバイブレータを備え、ドライブ回路を構成する制
御回路２Ｂには制御回路２Ａのナンドデー）ＩＣ２から
の出力信号を電流増幅してトランジスタＴ ｒ、、 Ｔ
ｒ、をドライブするバッファＩＣ，を備え、スイッチ
ング素子Ｑのデートに駆動電流をコンデンサＣ７及び抵
抗Ｒ９の並列回路を介して流すようになっている。切換
回路３はダイオードＤ、から構成されている。
次にこの具体回路に基づいて本発明の電源回路の動作を
説明する。
説明する。
まず交流電源ＡＣが投入されると、抵抗Ｒ５を介してコ
ンデンサＣ２が充電され、その両端に充電電圧が第３図
（、）に示すように発生する。またダイオードＤ、を介
してコンデンサＣ４も充電され、電圧が第３図（ｒ）に
示すように発生する。
ンデンサＣ２が充電され、その両端に充電電圧が第３図
（、）に示すように発生する。またダイオードＤ、を介
してコンデンサＣ４も充電され、電圧が第３図（ｒ）に
示すように発生する。
また抵抗Ｒ４を介してコンデンサＣ６も第３図（ｂ）に
示すように充電されていき、このコンデンサＣ６の充電
電圧がインバータＩＣ，のスレッシ３ホールド電圧りを
越えると、第３図（Ｃ）に示すようにインバータＩＣ，
の出力が″′Ｈ″レベルから”Ｌ″レベル移行する。
示すように充電されていき、このコンデンサＣ６の充電
電圧がインバータＩＣ，のスレッシ３ホールド電圧りを
越えると、第３図（Ｃ）に示すようにインバータＩＣ，
の出力が″′Ｈ″レベルから”Ｌ″レベル移行する。
このＬ”レベル移行によりナンドデー）ＩＣ。
の出力電圧としてはそれまでＬ”レベルであったのが、
第３図（ｄ）に示すタイマ回路ＩＣ，の出力（３番端子
電圧）に応じて、第３図（ｅ）に示すようにその反転出
力が現れるようになり、バッファＩＣ，、トランジスタ
Ｔ ｒｚｔ Ｔ ｒ３を介して、スイッチング素子Ｑに
デート電流を流す。即ち発振が開始されて、発振トラン
スＯＴの２大巻Ｒｎ ２及び３次巻線ｎ、に高周波電圧
が誘起され、２次巻線ｎ２の誘起電圧が負荷１に印加さ
れ、また３大巻ａｎ３の誘起電圧がダイオードＤ、によ
り整流されてコンデンサＣ４を充電し、コンデンサＣ４
の充電電圧が得られることになる。
第３図（ｄ）に示すタイマ回路ＩＣ，の出力（３番端子
電圧）に応じて、第３図（ｅ）に示すようにその反転出
力が現れるようになり、バッファＩＣ，、トランジスタ
Ｔ ｒｚｔ Ｔ ｒ３を介して、スイッチング素子Ｑに
デート電流を流す。即ち発振が開始されて、発振トラン
スＯＴの２大巻Ｒｎ ２及び３次巻線ｎ、に高周波電圧
が誘起され、２次巻線ｎ２の誘起電圧が負荷１に印加さ
れ、また３大巻ａｎ３の誘起電圧がダイオードＤ、によ
り整流されてコンデンサＣ４を充電し、コンデンサＣ４
の充電電圧が得られることになる。
ここで３次巻線ｎ１、ダイオードＤ、にょって充電され
るコンデンサＣ１の光電電圧をツェナーダイオードＤＺ
、のツェナー電圧より高くなるように設定しておけば、
発振開始後はダイオードＤ。
るコンデンサＣ１の光電電圧をツェナーダイオードＤＺ
、のツェナー電圧より高くなるように設定しておけば、
発振開始後はダイオードＤ。
がオフとなる。従って制御回路２Ａの電源は抵抗Ｒ１？
コンデンサＣ２、ツェナーダイオードＤＺ、からなる回
路により供給され、他方制御回路２Ｂの電源は発振トラ
ンスＯＴの３大巻＃ｉ ｎ ３、ダイオードＤ １％
コンデンサＣ１からなる回路により供給される。
コンデンサＣ２、ツェナーダイオードＤＺ、からなる回
路により供給され、他方制御回路２Ｂの電源は発振トラ
ンスＯＴの３大巻＃ｉ ｎ ３、ダイオードＤ １％
コンデンサＣ１からなる回路により供給される。
こような構成により、コンデンサｃ２の充電電圧とコン
デンサＣ４の充電電圧にある程度の差を持たせておけば
（例えばコンデンサｃ２の充電電圧を５■、コンデンサ
Ｃ１の充電電圧を１５ｖ）、スイッチング動作時におけ
るコンデンサｃ４に発生する配状のノイズがダイオード
Ｄ、により阻止され、制御回路２Ａには安定な平滑電源
が供給される。また制御回路２Ａの動作電圧を低（でき
、例えば集積化するような場合にそのチップ面積を小さ
くでき、従って価格の低減が図れる。−力制御回路２Ｂ
にはスイッチング素子Ｑを十分にスイッチングできるだ
けの電源を供給することができるので、スイッチング素
子Ｑのスイッチング損失を低減させ、スイッチング素子
Ｑを十分に駆動できるだけの電源を得ることができる。
デンサＣ４の充電電圧にある程度の差を持たせておけば
（例えばコンデンサｃ２の充電電圧を５■、コンデンサ
Ｃ１の充電電圧を１５ｖ）、スイッチング動作時におけ
るコンデンサｃ４に発生する配状のノイズがダイオード
Ｄ、により阻止され、制御回路２Ａには安定な平滑電源
が供給される。また制御回路２Ａの動作電圧を低（でき
、例えば集積化するような場合にそのチップ面積を小さ
くでき、従って価格の低減が図れる。−力制御回路２Ｂ
にはスイッチング素子Ｑを十分にスイッチングできるだ
けの電源を供給することができるので、スイッチング素
子Ｑのスイッチング損失を低減させ、スイッチング素子
Ｑを十分に駆動できるだけの電源を得ることができる。
尚上記実施例では高周波変換装置に一方式のインバータ
回路を用いているが、特に実施例回路に限定されるもの
でない。またＳＩサイリスタを用いているが従来例と同
様なバイポーラトランジスタを用いても勿論良い。
回路を用いているが、特に実施例回路に限定されるもの
でない。またＳＩサイリスタを用いているが従来例と同
様なバイポーラトランジスタを用いても勿論良い。
笈（九り
本実施例は上記のダイオードＤ、の切換回路３の代わり
に第４図に示す回路を用いたものである。
に第４図に示す回路を用いたものである。
この実施例回路では電源投入時には抵抗Ｒ６を介してト
ランジスタＴｒ５にベース電流が供給され、トランジス
タＴｒｇがオンするとともにトランジスタＴｒ６がオン
してコンデンサＣ１にも充電電流が流れ、はぼツェナー
ダイオードＤＺ、のツェナー電圧まで充電される。この
時切換回路３のツェナーダイオードＤＺ２のツェナー電
圧をツェナーダイオードＤＺ、のツェナー電圧より高く
設定しておけば、トランジスタＴｒ７はオフ状態にある
。その後、発振が開始されると、発振トランスＯＴの３
次巻線ｎ、に誘起される高周波電圧により、コンデンサ
Ｃ４の充電電圧が上昇し、ツェナーダイオードＺＤ２の
ツェナー電圧を越えると、トランジスタＴｒｙがオンし
、従ってトランジスタＴ ｒ ５ ｔ Ｔ ｒ・がオフ
となり、制御回路２Ａ、２Ｂの？！！源を分離するので
ある。
ランジスタＴｒ５にベース電流が供給され、トランジス
タＴｒｇがオンするとともにトランジスタＴｒ６がオン
してコンデンサＣ１にも充電電流が流れ、はぼツェナー
ダイオードＤＺ、のツェナー電圧まで充電される。この
時切換回路３のツェナーダイオードＤＺ２のツェナー電
圧をツェナーダイオードＤＺ、のツェナー電圧より高く
設定しておけば、トランジスタＴｒ７はオフ状態にある
。その後、発振が開始されると、発振トランスＯＴの３
次巻線ｎ、に誘起される高周波電圧により、コンデンサ
Ｃ４の充電電圧が上昇し、ツェナーダイオードＺＤ２の
ツェナー電圧を越えると、トランジスタＴｒｙがオンし
、従ってトランジスタＴ ｒ ５ ｔ Ｔ ｒ・がオフ
となり、制御回路２Ａ、２Ｂの？！！源を分離するので
ある。
支（九１
本実施例は実施例１におけるＳＩサイリスタからなるス
イッチング素子Ｑの代わりに、パワーＭＯ８ＦＥＴを用
いたものであり、第５図はその実施例回路を示す。
イッチング素子Ｑの代わりに、パワーＭＯ８ＦＥＴを用
いたものであり、第５図はその実施例回路を示す。
本実施例では交流電源ＡＣが投入されると、抵抗Ｒ１を
介してコンデンサＣ２が充電され、またダイオードＤ、
を介してコンデンサＣ１も充電される。
介してコンデンサＣ２が充電され、またダイオードＤ、
を介してコンデンサＣ１も充電される。
そして制御回路２Ａの電源電圧は抵抗Ｒ７を介してコン
デンサＣ１に接続したツェナーダイオードＤ Ｚ ３の
ツェナー電圧で決まる値に設定される。
デンサＣ１に接続したツェナーダイオードＤ Ｚ ３の
ツェナー電圧で決まる値に設定される。
発振開始後は発振トランスＯＴの３次巻線ｎ３、ダイオ
ードＤ、によってコンデンサＣ３に充電電流が流れる。
ードＤ、によってコンデンサＣ３に充電電流が流れる。
この時例えばツェナーダイオードＤＺ。
のツェナー電圧を１０■、ツェナーダイオードＤＺ、の
ツェナー電圧を５Ｖ１３次巻線ｎ３、ダイオードＤ１か
らコンデンサＣ４に充電される充電電圧を１５■となる
ように設定しておけば、発振開始後は切換回路３を構成
するダイオードＤ、はオフになる。又電源投入時はコン
デンサＣ１の充電電圧として約１０■得られるため、ス
イッチング素子Ｑの最初の起動の為の電圧はほばＩＯＶ
得られることになる。また制御回路２Ａの電源電圧はツ
ェナーダイオードＤＺコによって決まるので、常に５Ｖ
の電圧が供給される。この様な構成にすることによって
、電源投入時も安定にスイッチング素子Ｑをオンオフさ
せることができる。
ツェナー電圧を５Ｖ１３次巻線ｎ３、ダイオードＤ１か
らコンデンサＣ４に充電される充電電圧を１５■となる
ように設定しておけば、発振開始後は切換回路３を構成
するダイオードＤ、はオフになる。又電源投入時はコン
デンサＣ１の充電電圧として約１０■得られるため、ス
イッチング素子Ｑの最初の起動の為の電圧はほばＩＯＶ
得られることになる。また制御回路２Ａの電源電圧はツ
ェナーダイオードＤＺコによって決まるので、常に５Ｖ
の電圧が供給される。この様な構成にすることによって
、電源投入時も安定にスイッチング素子Ｑをオンオフさ
せることができる。
即ち、パワーＭＯ８ＦＥＴのような電圧駆動素子をイン
バータ回路のスイッチング素子Ｑとして用いる場合、パ
ワーＭＯ８ＦＥＴを確実にオンさせるためには例えば３
〜４■程度以上の電圧を必要とする。このような場合、
第２図又は１５５図のような構成であれば、電源投入時
のドライブ回路を構成する制御回路２Ｂの電源電圧はコ
ンデンサＣ２の充電電圧からダイオードＤ３の順方向降
下電圧を差し引いた値となり、また制御回路２Ｂの出力
部での電圧降下等も考慮すれば、スイッチング素子Ｑを
確実にオンさせることができない可能性もあり、スイッ
チング素子Ｑに不要なストレスを印加する原因となりう
る。
バータ回路のスイッチング素子Ｑとして用いる場合、パ
ワーＭＯ８ＦＥＴを確実にオンさせるためには例えば３
〜４■程度以上の電圧を必要とする。このような場合、
第２図又は１５５図のような構成であれば、電源投入時
のドライブ回路を構成する制御回路２Ｂの電源電圧はコ
ンデンサＣ２の充電電圧からダイオードＤ３の順方向降
下電圧を差し引いた値となり、また制御回路２Ｂの出力
部での電圧降下等も考慮すれば、スイッチング素子Ｑを
確実にオンさせることができない可能性もあり、スイッ
チング素子Ｑに不要なストレスを印加する原因となりう
る。
従って、本実施例のような構成にすることにより、電源
投入時もスイッチング素子Ｑに十分な駆動電圧を供給す
ることができで、確実なオンオフ制御が可能になる。勿
論発振開始後はＭＳ２図回路と同様な動作を為し、実施
例１と同様な効果が得られる。
投入時もスイッチング素子Ｑに十分な駆動電圧を供給す
ることができで、確実なオンオフ制御が可能になる。勿
論発振開始後はＭＳ２図回路と同様な動作を為し、実施
例１と同様な効果が得られる。
また第スイッチング素子ＱにＳＩサイリスタを用いた場
合、確実にオフさせる為には、例えば５Ｖ以上の逆バイ
アスをゲートカンード間に印加する必要があるが、本実
施例のような回路構成にすれば、電源投入時に十分な逆
バイアスを得ることが可能となる。
合、確実にオフさせる為には、例えば５Ｖ以上の逆バイ
アスをゲートカンード間に印加する必要があるが、本実
施例のような回路構成にすれば、電源投入時に十分な逆
バイアスを得ることが可能となる。
尚制御回路２Ａの電源電圧は抵抗Ｒ２及びツェナーダイ
オー−ＤＺ、により得ているが、例えば第６図に示すよ
うな定電圧電源により得ることもできる。
オー−ＤＺ、により得ているが、例えば第６図に示すよ
うな定電圧電源により得ることもできる。
［発明の効果１
本発明は上述のように構成した電源回路において、高周
波変換装置のスイッチング素子の動作開始後にはスイッ
チング素子のオンオフ信号を送出する制御回路に直流電
源のみから電源を供給し、該制御回路からの信号を受け
てスイッチング素子を駆動電力を供給するドライブ回路
に高周波変換装置から電源を供給するようにしたので、
制御回路とドライブ回路との電源を発振開始後号離する
ことができ、その為スイッチング動作時に発生する不要
な詫状のノイズが制御回路に印加されることを防止でき
、結果制御回路の誤動作を防止して安定な発振制御を行
うことができ、また制御回路の電源を直流電源のみから
供給するためその電源の低電圧化が図れ、従って制御回
路のＩＣ化、ＬＳＩ化志向の際、チップ面積を小さくす
ることが可能となり、またドライブ回路には高周波変換
装置から電源を供給するので、十分な高電圧を得ること
ができ、結果スイッチング素子を十分にバイアスできて
スイッチング損失の低減も図れ、安定した動作を為し得
るという効果を奏し、更にＩＣ化、ＬＳＩ化により製作
費の低減も図れる可能性があるという効果を奏する。
波変換装置のスイッチング素子の動作開始後にはスイッ
チング素子のオンオフ信号を送出する制御回路に直流電
源のみから電源を供給し、該制御回路からの信号を受け
てスイッチング素子を駆動電力を供給するドライブ回路
に高周波変換装置から電源を供給するようにしたので、
制御回路とドライブ回路との電源を発振開始後号離する
ことができ、その為スイッチング動作時に発生する不要
な詫状のノイズが制御回路に印加されることを防止でき
、結果制御回路の誤動作を防止して安定な発振制御を行
うことができ、また制御回路の電源を直流電源のみから
供給するためその電源の低電圧化が図れ、従って制御回
路のＩＣ化、ＬＳＩ化志向の際、チップ面積を小さくす
ることが可能となり、またドライブ回路には高周波変換
装置から電源を供給するので、十分な高電圧を得ること
ができ、結果スイッチング素子を十分にバイアスできて
スイッチング損失の低減も図れ、安定した動作を為し得
るという効果を奏し、更にＩＣ化、ＬＳＩ化により製作
費の低減も図れる可能性があるという効果を奏する。
第１図は本発明の実施例１の回路構成図、第２図は同上
の要部の回路図、第３図は同上の動作説明用の波形図、
第４図は本発明の実施例２の要部の回路図、第５図は本
発明の実施例３の回路構成図、第６図は同上の直流供給
部位の肩側の回路図、第７図、第８図は夫々従来例の回
路構成図、第９図は従来例の動作説明用の波形図である
。 ＯＴ・・・発振トランス、ｎ、・・・３次巻線、Ｑ・・
・スイッチング素子、１・・・負荷、２ Ａ、２ Ｂ・
・・制御回路、３・・・切換回路である。 代理人 弁理士 石 １）艮 七 ＯＴ・・・発振トランス ｎ、・・・帰還巻線 Ｑ・・・スイッチング素子 １・・・負荷 ２Ａ、２Ｂ・・・制御回路 ３・・・切換回路 ２Ａ 乙ｂ 手続補正書く自発） 昭和６２年９月４日 昭和６２年特許Ｍ第１４８４３８号 ２、発明の名称 電源回路 ３、補正をする者 π件との関係 特許出願人 住 所 大阪府門真市大字門真１０４８番地名称（５８
３）松下電工株式会社 代表者 藤 井 貞 夫 ４、代理人 郵便番号 ５３０ 住 所 大阪市北区梅田１丁目１２番１７号５．１１ｔ
ｌ正命令の日付 自 発 １）８本願明細書！５１頁の特許請求の範囲を下記のよ
うに訂正する。 ｒ（１）ｉｔＩ流電源と、スイッチング素子がオンオフ
を繰り返すことによって負荷に高周波電力を供給一 する高周波変換装置とがらなり、上記スイッチング素子
の駆動電源を上記直流電源及び高周波変換装置から得る
電源回路において、上記スイッチング素子の動作開始後
にはスイッチング素子のオンオフ信号を送出する制御回
路からの信号を受けてスイッチング素子へ駆動電力を供
給するドライブ回路に高周波変換装置からの電流を供給
する手段を備えたことを特徴とする電源回路。」２）、
同上第６Ｗ第１行のし時に」を［時と発振開始時とにお
いて１と訂正する。 ３）、同上同頁第２行の［充電電流を供給する様にする
」を「充電経路を」と訂正する。 ４）、同上＠１４１頁＠１４行乃至第１５行の「第１図
・・・要部の回路図」を「第１図は本発明の回路構成図
、ｔＪＳ２図は本発明の実施例１の要部の回路図」と訂
正する。 ５）９図面中Ｗ４１図を別紙のように訂正する。 代理人 弁理士 石 １）艮 七 第１図
の要部の回路図、第３図は同上の動作説明用の波形図、
第４図は本発明の実施例２の要部の回路図、第５図は本
発明の実施例３の回路構成図、第６図は同上の直流供給
部位の肩側の回路図、第７図、第８図は夫々従来例の回
路構成図、第９図は従来例の動作説明用の波形図である
。 ＯＴ・・・発振トランス、ｎ、・・・３次巻線、Ｑ・・
・スイッチング素子、１・・・負荷、２ Ａ、２ Ｂ・
・・制御回路、３・・・切換回路である。 代理人 弁理士 石 １）艮 七 ＯＴ・・・発振トランス ｎ、・・・帰還巻線 Ｑ・・・スイッチング素子 １・・・負荷 ２Ａ、２Ｂ・・・制御回路 ３・・・切換回路 ２Ａ 乙ｂ 手続補正書く自発） 昭和６２年９月４日 昭和６２年特許Ｍ第１４８４３８号 ２、発明の名称 電源回路 ３、補正をする者 π件との関係 特許出願人 住 所 大阪府門真市大字門真１０４８番地名称（５８
３）松下電工株式会社 代表者 藤 井 貞 夫 ４、代理人 郵便番号 ５３０ 住 所 大阪市北区梅田１丁目１２番１７号５．１１ｔ
ｌ正命令の日付 自 発 １）８本願明細書！５１頁の特許請求の範囲を下記のよ
うに訂正する。 ｒ（１）ｉｔＩ流電源と、スイッチング素子がオンオフ
を繰り返すことによって負荷に高周波電力を供給一 する高周波変換装置とがらなり、上記スイッチング素子
の駆動電源を上記直流電源及び高周波変換装置から得る
電源回路において、上記スイッチング素子の動作開始後
にはスイッチング素子のオンオフ信号を送出する制御回
路からの信号を受けてスイッチング素子へ駆動電力を供
給するドライブ回路に高周波変換装置からの電流を供給
する手段を備えたことを特徴とする電源回路。」２）、
同上第６Ｗ第１行のし時に」を［時と発振開始時とにお
いて１と訂正する。 ３）、同上同頁第２行の［充電電流を供給する様にする
」を「充電経路を」と訂正する。 ４）、同上＠１４１頁＠１４行乃至第１５行の「第１図
・・・要部の回路図」を「第１図は本発明の回路構成図
、ｔＪＳ２図は本発明の実施例１の要部の回路図」と訂
正する。 ５）９図面中Ｗ４１図を別紙のように訂正する。 代理人 弁理士 石 １）艮 七 第１図
Claims (1)
- （１）直流電源と、スイッチング素子がオンオフを繰り
返すことによって負荷に高周波電力を供給する高周波変
換装置とからなり、上記スイッチング素子の駆動電源を
上記直流電源及び高周波変換装置から得る電源回路にお
いて、上記スイッチング素子の動作開始後にはスイッチ
ング素子のオンオフ信号を送出する制御回路に直流電源
のみから電源を供給し、該制御回路からの信号を受けて
スイッチング素子を駆動電力を供給するドライブ回路に
高周波変換装置から電流を供給する手段を備えたことを
特徴とする電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62148438A JP2675784B2 (ja) | 1987-06-15 | 1987-06-15 | 電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62148438A JP2675784B2 (ja) | 1987-06-15 | 1987-06-15 | 電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63314179A true JPS63314179A (ja) | 1988-12-22 |
| JP2675784B2 JP2675784B2 (ja) | 1997-11-12 |
Family
ID=15452797
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62148438A Expired - Lifetime JP2675784B2 (ja) | 1987-06-15 | 1987-06-15 | 電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2675784B2 (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52147753A (en) * | 1976-06-04 | 1977-12-08 | Fuji Electric Co Ltd | Switching type dc stabilized power supply |
| JPS6055292U (ja) * | 1983-09-20 | 1985-04-18 | 松下電工株式会社 | インバ−タ装置 |
-
1987
- 1987-06-15 JP JP62148438A patent/JP2675784B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52147753A (en) * | 1976-06-04 | 1977-12-08 | Fuji Electric Co Ltd | Switching type dc stabilized power supply |
| JPS6055292U (ja) * | 1983-09-20 | 1985-04-18 | 松下電工株式会社 | インバ−タ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2675784B2 (ja) | 1997-11-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |