JPS6323565A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は無停電電源装置に好適な電力変換装置に関し、
更に詳細には、電圧変換又は絶縁のためのトランスを含
む電力変換装置に関する。

〔従来の技術〕

トランスを含む電力変換装置において、トランスを小型
化するためにトランス入力電圧の周波数を高くてること
は良く行われる。例えは、直流電源に基づいて商用周波
数（５０Ｈｚ又は６０８Ｚ）の交流を得る場合には、石
流電諒に高周波（例えば２０ｋＨｚ）のインバータを接
続し、このインバータの出力段に絶縁及び／又は電圧変
換用のトランスを接続し、このトランスに整流平滑回路
を接続し、この出力段に商用周波数（５０Ｈｚ又は６０
Ｈｚ　）のインバータを接続てる。この様にＤＣ−ＡＣ
−ＤＣ−ＡＣ変換方式Ｋｆｈば、７％　初（Ｄ　ｒｊ　
Ｃ−ＡＣ変換で高い周波数出力を得ろことができるので
、トランスにおける損失が少なくなり、トランスの小型
化ができる。

〔発明が解決しようとする問題声〕

しかし、トランスの甲、力投に整流平滑回路を設けなけ
ればならず、リアクトルやコンデンサが必要になる。こ
のため部品虚数が多くなるのみでなく、装置が大型にな
った。

そこで、本発明の目的はＤ　Ｃ−Ａ　Ｃ−ＤＣ−Ａ　Ｃ
変換構成とせずに、ＤＣ−ＡＣ−ＡＣ変換構成にするこ
とによって回路構成を簡単にてることＶＣある。

〔問題小を解決てるための手段〕

上記問題膚を解決し、上記目的を達成するための本発明
は、出力トランスを有し、この２次側にパルス幅変調さ
れた交流電圧を第１の周波数で発生プせるように構成さ
れたインバータと、前記インバータから得られるパルス
＠変調された交流電圧のパルスの極性な選択的に反転す
ることによって前記第１の周波数よりも低い第２の周波
数の交流電圧を得るために、前記第２の周波数の交流電
圧の周期の前半分においては前記第］の周波数の交流電
圧の一方の極性のパルスはそのまま通過させ、他方の極
性のパルスは極性反転させて通過させ、前記周期の後半
分においては前記第１の周波数の交流電圧の使方の極性
のパルスをそのまま通過させ、一方の極性のパルスは極
性反転させて通過きせるように構成されたスイッチ回路
とから成る電力変換装置に俤わるものである。

〔作　用〕

上記のインバータは高い周波数を有し且つパルス幅変調
されている交流電圧をトランスを介［、て発生する。ト
ランスは絶縁及び／又は電圧変換機能を有する。トラン
スから得られるパルス幅変調された第１の周波数の交流
電圧は直流に変換されずにそのままスイッチ回路に入カ
Ｌ、第２の周波数の交流が得られるようにパルスの選択
的極性反転が行われる。この結果、インバータの出方を
直接に低い周波数のＰＶ１４交流電圧に変換することが
できる。

〔第１の実施例〕 次に本発明の第１の実施例に任ゎる電力変換装置を第１
図〜第５図によって説明する。第１図に示す電力変換装
置は、直流電源（ＩＩ［接続されたパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）インバータ（２）とこの出力に接続されたスイッチ
回路（３１とから成り、出力端子＋４１（５１間に商用
周波数（５０Ｈｚ）の交流電圧を得るものである。

ＰＷＮインバータ（２）の変換部は、スイッチ素子とし
ての第】、第２、第３及び第４のトランジスタＱ１、Ｑ
２、Ｑ３．Ｑ４をブリッジ接続し、各トランジスタＱ、
＋　−Ｑ４に逆並列にダイオードＤ３、Ｄ３、Ｄ３、Ｄ
イな接続することによって構成ばれている。出力トラン
ス（４１の］次巻線（５１の一端は一方の対のトランジ
スタＱ１とＱ２との間に接続され、他端は他方の対のト
ランジスタＱ３とＱ４との間に接続されている。

トランス（４）の２次巻線（６）には１次巻線（５）側
に絶縁分離され且つ昇圧された第１の周波数（２０ｋＨ
ｚ）のＰ’ＷＭ交流電圧が得られる。制御回路（７１は
各トランジスタＱ＋〜Ｑ４のベースに接続されている。

スイッチ回路（３）け、インバータ（２）の出力段の一
対ノ交流ライン（８１（９＋間にブリッジ接続された第
１、第２、第３、第４のスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ
４を含む。一方の交流出力端子ａｏは一方の対のスイッ
チＳ１と８２との間に接続され、他方の交流出力端子（
１１］は別の対のスイッチＳ３とＳイとの間に接続され
ている。制御回路Ｑ２＋けＰＷＭインバータ（２）に同
期して第１〜第４のスイッチ５ｌ−Ｓ４を制御１−５第
２の周波数（５０）１ｚ）のＰＷＭ出力電圧を発生させ
る回路である。

スイッチ８１〜Ｂ、Ｉ／′ｉ、１ｇ２図に示す如くダイ
オードＤ５と電界効果トランジスタＦＥＴ、との直列回
路と、ダイオードＤ６と電界効果トランジスタＦ　ＥＴ
２との直列回路とを逆奎列接続した交流スイッチ回路で
ある。

第１図の２つの制御回路（７１（１２１は第３図に示す
如く形成されている。この２つの制御回路（７１０３を
第４図及び第５図を参照して説明すると、発振器（１３
１に接続されたパルス発生回路ａ４ＩＵ、第４図及び第
５図でＢで示す矩形波パルスを４０　ｋ’Ｈｚで発生す
るものである。

パルス発生回路Ｑ４Ｊに接続された三角波発生回路Ｑ５
１は、第４図及び第５図でＡｌで示す三角波を矩形鼓パ
ルスＢに同期して発生する。

発振器Ｑ３１に接続された正弦波発生回路（１Ｇ１は、
発振器Ｑ３１の出力に同期し、即ち三角波Ａ１に同期し
て第４図及び第５図でＡ２で示す近似正弦波を発生する
。なお、第４図から明らかな如く全波整流した状態で正
弦波Ａ２を発生させる。この例では、正弦波発生回路０
６）に電圧制御回路Ｑ７）が接続てれている。

この電圧制御回路ａηには第１図の出力端子（＋０１　
Ｃｌ１１間の電圧が入力し、基準電圧との誤差出力が求
められ、これが正弦波発生回路（＋６１に与えられる。

正弦波発生回路０６１は誤差出力に応じて正弦波の振幅
を変える。

比較器（＋８１はパルス幅変調（ＰＷＭ　）制御するた
めのものであり、この一方の入力端子は三角波発生回路
Ｑ５１に接続きれ、他方の入力端子は正弦波発生回路（
１６１に接続されている。従って、比較器Ｇ３１は第５
図に示す如く三角＆ＡＩと正弦波Ａ２とを電圧比較し、
比較出力Ａ３を発生する。

パルス発生回路Ｑ４１に接続されている１ｚ２分周器０
ば、第４図及び第５図の矩形波パルスＢを１ｚ２分周し
て２０　ｋ）（ｚの矩形波パルスＣを発生する。

この実施例では比較器ＯＦから得られる第５図の比較出
力Ａ３即ちＰＷＭ＃に対応させてインバータ（２＋から
第４図及び第５図でＦで示す出力電圧を得る。インバー
タ出力電圧Ｆけ比較出力Ａ、のパルスを１つ置きに極性
反転させたものに対応している。

インバータ出力電圧Ｆを得るためＫは、第４図及び第５
図でＤ及びＥで示す制御信号（矩形波パルス列）が必要
である。この制御信号り及びＥを作るために、第３図に
示す如く、Ｎ　ＯＴ回ｗ、母と２つのＡＮＤゲーグーυ
（２ｚと２つの排他的ＯＲゲート（２３Ｈ！４１とが設
けられている。第１のＡＮＤゲート（２１）の一方の入
力端子はパルス発生回路０４１に接続され、他方の入力
端子は比較器（ｌａＫ接続されている。第２のＡＮＤゲ
ート（２つの一方の入力端子はへＯＴ回路■を介してパ
ルス発生回路（１４１に接続され、他方の入力端子は比
較器Ｏ＆に接続されている。第］の排他的（Ｊ　Ｒゲー
ト（２３の一方の入力端子は分周器ａ９に接続され、他
方の入力端子は第１のＡＮＤゲート（２υに接Ｍ、され
ている。第２の排他的ＯＲゲート（２）の一方の入力端
子は分局器０９に接続され、他方の入力端子は第２のＡ
ＮＤグー）Ｈに接続されている。これにより、第１の排
他的ＯＲゲート（ハ）の出力端子に第１の位相の第１の
制御信号りが得られ、第２の排他的ＯＲグー）　（２４
１の出力端子に第１の制御信号りに対して比較出力Ａ３
に対応した位相差を有する第２の位相の第２の制御信号
Ｅが得られる。

第１図の２つの対のトランジスタＱ＋　、　Ｇ２　ｋ　
Ｕ　Ｑｓ、Ｇ４けそれぞれ反対に動作式せなければなら
ないので、第１の排他的ＯＲゲート（ハ）の出力ヲ第】
のトランジスタＱ１の制御信号とし、これをＮ　ＯＴ回
路（２５）に通した信号を第２のトランジスタＱ２の制
御信号とする。また、第２の排他的ＯＲゲートｅ４１の
出力を第３のトランジスタＱ３の制御信号とし、これを
ＮＯＴ回路（２６）に通した信号を第４のトランジスタ
Ｑ４の制御信号とする。

スイッチ回路ｆ３１における制御回路ａ２は、第３図１
に示す如く第２の周波数（５０Ｈｚ）の矩形波（２力と
第３及び第４の排他的ＯＲグー）（２８＋（２９１とＮ
ＯＴ回路嬢とから成る。矩形波発生向ｗＪいは、インバ
ータ（２）に同期させるために正弦波発生回路（１６）
に接続され、第４図の正弦波Ａ、に同期した矩形波Ｈな
発生する。今、矩形波発生回路（イ）を独立に示したが
、もし正弦波発生口Ｍ　（［６１の中にこれと同じもの
が設けられている場合には共用してもよい。第３の排他
的Ｏ′Ｒゲート（至）の一方の入力端子は分周器０１に
接続され、他方の入力端子はパルス発生回路Ｑ４１に接
続されている。第４の排他的ＯＩ（ゲート（イ）の−方
の入力端子は第３の排他的ＯＲグー１−　（２８１Ｋ接
続され、他方の入力端子は矩形波発生向Ｍ　＠に接続さ
れている。第３の排他的ＯＪ（グー）　（＋８１　Ｋ　
４２４１１ＡＩに矩形波パルスＢと分周出力Ｃとが入力
−（ると、両方が高レベル又は低レベルの時のみ低レベ
ル出力が得られ、その他は高レベル出力が得られる。

第４の排他的ＯＲグー）ＣＩ’９１においては、第４し
１の矩形波Ｈが但レベルのｔｌ−ｔ２区間で￥ｉ第３の
排他的ＯＲゲート！２ｇ＋の出力がそのまま出力され、
矩形波Ｈが高レベルのｔ２〜ｔ３の区間では極性が反対
宴れて出カシれ、結局第４図のＧのヌイッチ制御信号が
得られる。スイッチ制御信号Ｇは第１図のスイッチＳ２
、Ｓ３に供給され、且つＮ　ＯＴ回路（７）を介してス
イッチ８１．８４に供給される。

（動　作） 第１図のＰＷＭインバータ（２１の第１のトランジスタ
Ｑ＋に制ｍｌ信号り、第２のトランジスタＱ２の制御信
号りの反転信号、第３のトランジスタＱ３に制御信号Ｅ
、第４のトランジスタＱ４に制御信号Ｅの反転信号を加
えると、第４図に示す第］の周波数（２０ｋＨｚ）のイ
ンバータ出力電圧Ｆが得られる。

このインバータ出力電圧Ｆは、別電圧が得られるように
第５図に示す比較出力Ａ、によってＰＷＭ制御されてい
る。

ブリッジ構成のスイッチ回路（３１に直流電圧ではなく
て、第４図の２０ｋ）ｌｚのＰＷＭインバータ出力出力
電圧対力し、各スイッチ８１〜Ｓ４が第４図のスイッチ
制御信号ＧＫ、基づいて制御されると、第２の周波数（
５０）１ｚ）の１周期の前半分の１１〜１２区間ではＰ
ＷＭインバータ出力出力電圧対ＩＩ　側のパルスを正側
に反転させたパルス列が出力きれ、後半分のｔ２〜ｔ３
区間でけＰＷＭインバータ出方電圧Ｆの正側のパルスを
負側に反転させたパルス列が得られ、結局交流出力端子
（１０１（Ｉｌ＋に第４図の１で示す交流出力電圧が得
られる。

第４図のスイッチ制御信号Ｇのパルス幅は第４図のイン
バータ出力電圧Ｆのパルス幅よりも大きく決定され且つ
スイッチ制御信号Ｇのパルスの中央にインバータ出力電
圧Ｆのパルスが位置１てぃルノテ、スイッチＳ、〜Ｓ４
を制御信号Ｇに基づいてオン・オフ制御することにより
、インバータ出力電圧Ｆのパルスの全部をその市ま又は
極性反転して通過させることができる。スイッチ８１−
８４はインバータ出力電圧Ｆのパルス期間よりも長くオ
ンしているが、インバータ出力電圧Ｆが零の時にはスイ
ッチ回路（３１の交流出力電圧も零になる。

交流出力電圧Ｉは正弦波Ａ２と同じ周波数（５０Ｈｚ）
を有し、且つ高ＰＪ波成分が低減されるようなパルス配
列を有する。従って、交流出力電圧１を近似正弦波とし
て例えはモータ等の狛荷に直接供給するか、又はフィル
タ回路を介して９荷に供給することができる。

上述から明らかな如く本実施例の方式によれば、ＰＷＭ
インバータ（２）とブリッジ構成のスイッチ回路（３１
との間に整流平滑回路を設けないで、５０Ｈｚの交流出
力電圧■を得ることかできる。従って、部品虚数が少な
くなり、コストの低減、小型化が可能になる。また、ス
イッチ回路（３１から得られる交流出力電圧Ｉを、ＰＷ
Ｍインバータ（２１におけるＰ　Ｗ　Ｍ制御によって制
御することができるので。

高調波が低減され月つ電圧制御された交流出力電圧■を
容易に得ることかでさる。

〔第２の実施例〕 次に１本発明の第２の実施例の電力変換装置を第６図人
び第７図によって説明する。但し、第１図〜第５図と共
通する部分には同一の符号を付してその説明を省略する
。この装置においても、ＰＷＭインバータ（２１から得
られる第１の周波数のインバータ出力電圧は第７図でＦ
で示す通りであり、第４図のＦと実装的に同一である。

従ってスイッチ回路（３）は第１図と同一に構成され、
第７図のＰＷＭインバータ出力出力電圧対応した第２の
周波数の交流出力電圧工を発生する。第１図と異なる膚
は、ＰＷＭインバータ（２１の内部構成である。ＰＷＭ
インバータ（２１Ｈ１第１〜第４のトランジスタＱ１〜
Ｑ４から成る第１の変換部０１）の他Ｋ、第５〜第８の
トランジスタＱ５〜Ｑ８から成る第２の変換部０乃を有
している。第１及び第２の変換部Ｃ（１）　Ｃ３２）の
出力段にはそれぞれの出力トランス（４ａ）（４ｂ）が
設けられている。２つの出力トランス（４ａ）（４ｂ）
の１次巻線（５ａ）（５ｂ）は独立に各変換部Ｃ３１）
　Ｃ３３に接続されているが、２次巻線（６ａ）（６ｂ
）は直列に接続されている。

制御回路（７ａ）は、第１の変換部Ｃ１１）の各トラン
ジスタＱ１〜Ｑ４を第７図のＶ、で示す出力が得られる
ようにオン・オフ制御し、第２の変換部０力の各トラン
ジスタＱ５〜Ｑ８を第７図のｖ２で示す出力が得られる
ようにオン・オフ制御する。第７図の第１の出力ｖ１と
第２の出力ｖ２とは周波数即ち位相にわずかな相違を有
する。両者の位相差は、スイッチ回路（３＋の交流出力
電圧１が第７図に示す如く高論波成分の少ない波形にな
るように決定されている。トランスｒ４ａ）（４ｂ）の
出力Ｖ、とｖ２とを直列に加算すると、異極性の期間に
は打ち消し合によって合成のインバータ出力電圧Ｆｆｆ
ｌｌちｖ３が零になり％同極の期間には振幅が２倍にな
る。交流出力電圧■の調整は、第７図のｖｌ及びｖ２で
β線で示す如く各変換部ＯＤＯりの出力パルスの幅を変
えることによって達成する。

〔変形例〕

本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、変形が
可能なものである。例えば、第８図に示す如く％第１図
と同一のトランス（４）の２次巻線（６）にセンタタッ
プを設け、ここにスイッチＳ、と８４とから成る第１の
方向の全波整流回路を接続すると共にスイッチＳ２と８
３とから成る第２の方向の全波整流回路を接続してもよ
い。即ち、第４図のインバータ出力電圧Ｆのｔｌｚｔ２
期間においては正極性のパルスを第１のスイッチＳ１を
通して出力端子ａｏ＋ａｕに出力し、負極性のパルスを
第４のスイッチＳ４を通して出力［７，一方、ｔ２〜ｔ
３期間では正極性のパルスを第３のスイッチＳ３を通し
て出力し、負極性のパルスを第２のスイッチＳ２を通し
て出力てるようにしてもよい。

また、インバータ（２）のトランジスタＱ１〜Ｑ、を接
合又は絶縁ゲート形電界効果トランジスタで構成しても
よい。また、スイッチＳ、〜Ｓ４をトランジスタ、トラ
イ了ツク、サイリスタ、ＧＴＯ等で構成してもよい。

〔発明の効果〕

上述から明らかな如く本発明によれば、周波数の高いＰ
ＷＭインバータ出力電圧をスイッチングてるのみで周波
数の低い交流出力電圧を得ることができるので、簡単な
構成でＰＷＭ制御された交流出力電圧な容易に得ること
が可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例に係わる電力変換装置１
を示す回路図。 第２図は第１図のスイッチな詐しく示す回路図、第３図
は第１図の２つの制御回路を詳しく示す回路図。 第４図は第１図及び第３図の各部の状態を原胛的に示す
電圧波形図、 第５図は第４図の一部と比較出力との関係を示す電圧波
形図。 第６図は本発明の第２の実施例の電力変換器を示す回路
図、 第７図は第６図の各部の電圧波形図、 第８図はスイッチ回路の変形例を示て回路図である。 ｒ２＋・・・ＰＷＭインバータ、＋３１・・・スイッチ
回ｊｌｆ５ｉ４１・・トランス、Ｑ＋〜Ｑ、４・・・ト
ランジスタ、８１〜Ｓ４・・・スイッチ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）出力トランスを有し、この２次側にパルス幅変調
   された交流電圧を第１の周波数で発生させるように構成
   されたインバータと、 前記インバータから得られるパルス幅変調された交流電
   圧のパルスの極性を選択的に反転することによつて前記
   第１の周波数よりも低い第２の周波数の交流電圧を得る
   ために、前記第２の周波数の交流電圧の周期の前半分に
   おいては前記第１の周波数の交流電圧の一方の極性のパ
   ルスはそのまま通過させ、他方の極性のパルスは極性反
   転させて通過させ、前記周期の後半分においては前記第
   １の周波数の交流電圧の他方の極性のパルスをそのまま
   通過させ、一方の極性のパルスは極性反転させて通過さ
   せるように構成されたスイッチ回路と から成る電力変換装置。