JPS63218822A

JPS63218822A - コリオリ流量計

Info

Publication number: JPS63218822A
Application number: JP5235587A
Authority: JP
Inventors: Kazuo Shishikura; 宍倉　和夫
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 1987-03-06
Filing date: 1987-03-06
Publication date: 1988-09-12

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明はコリオリ流量計、特にＵ字管に振動を与え、こ
の振動による運動と流体の回転運動とから加速度である
コリオリ力を生じさせ、このコリオリ力を測定すること
により流体の流量を計測するコリオリ流量計に関するも
のである。

［従来の技術］流量計には各種の原理を応用したものがあるが、この中
にはコリオリの力を利用したものとして、特開昭５４−
５２５７０号公報に記載の流量計がある。

これは、第６図に示されるように、支持部材１０に測定
用のＵ字管１２が片持ち状態で取付けられており、この
Ｕ字管１２の両脚の側面にそれぞれ歪みゲージ１４ａ、
１４ｂが貼着されている。

そして、この歪みゲージ１４ａ、１４ｂは、図示される
ように、抵抗ｒ、、ｒ２に接続してブリッジ回路を構成
し、その出力を差動増幅器１５に入力するようになって
いる。

そうして、図には示されていないが、Ｕ字管１２に図の
左右方向に振動を加えるようにすると、周知のように、
この振動方向の力とＵ字管１２（Ｕ字部分）に流れる流
体の円運動力とにより、一種の加速力であるコリオリカ
が発生する。

従って、Ｕ字管１２のＵ字部の両脚では流れ方向が反対
となるので、異なる向きのコリオリカが生じ、Ｕ字管１
２のＵ字部がねじれる。従って、両脚毎に生じる歪みの
大きさは歪みゲージ１４の抵抗値の変化として検出する
ことができ、この検出信号を復調することにより、流体
の流量を測定することができる。

［発明が解決しようとする問題点コところで、前記コリオリカは極めて微弱な力であり、Ｕ
字管１２の振動の高調波成分は全てノイズ源となるため
、加振振動は理想的な単振動であることか望ましい。従
って、Ｕ字管１２の構造は極力シンプルにする必要があ
り、また歪みゲージ１４等のコリオリカ検出機構もＵ字
管１２に付設する部材は簡素にする必要がある。

しかしながら、流量はコリオリカによるＵ字管１２の歪
みを支持部材１０に対する相対位置の変化により求めて
いることから、支持部材１０に外的振動が加わると、測
定に誤差を生じるという問題がある。

このため、外的振動を除去する防振装置の設置が必要と
なり、実験室などの静かな場所では聞届ないが、生産現
場、特に生産機器に組込んで使用する場合には、スペー
ス、設置費用の点で問題であり、防振が不完全な場合に
は精度上で問題となる。

この防振のための一つの解決策として、第５図のＵ字管
１２を縦に設置することが考えられ、外的振動は縦方向
のものがほとんどであるから、縦型設置により４振の影
響をある程度は除去可能である。

また、従来の流量計ではＵ字管両脚の歪みを検出する検
出器、ここでは歪みゲージ１４として用いる素子の抵抗
値のバラツキや温度特性に基因して精度が低下するとい
う問題がある。すなわち、前述のように、Ｕ字管１２の
歪みに比例する信号出力を得るブリッジ回路を設けるこ
ともできるが、この種の歪みゲージ１４として一般に用
いられる半導体歪みゲージは抵抗値の固体差のバラツキ
が大きく、前記ブリッジ回路では微量の歪みを良好に検
出できる信号を得ることができない。

また、歪みゲージ１４を貼着したＵ字管１２中には被計
測流体が流れており、計測中に温度変化が起こることが
多く、この場合には歪みゲージ１４自体にも温度変化が
生じる。従って、歪みゲージ１４の抵抗はＵ字管１２の
変形のみならず、温度変化によって一定な感度特性を維
持できず、正確な測定値を得ることができない。

更に、この温度変化による影響は短期的な場合だけでな
く、長期的にみた場合にも生じる。すなわち、従来の計
器において長期間の測定では出力ドリフトという好まし
くない特性を有していることが確認され、これは検討の
結果、歪みゲージ１４の抵抗温度係数の個体差に基因し
ており、各Ｕ字管脚の振動波高値が後発的に変化し、長
期測定の間に初期に設定した各脚振動波高値とのバラン
ス状態が崩れるためであることが判明した。

発明の目的本発明は上記従来の問題点に鑑みなされたものであり、
その目的は、個体差と温度変化等による歪みゲージ抵抗
への影響を除去して正確な測定値を得ることのできるコ
リオリ流量計を提供することにある。

［問題点を解決するための手段］前記目的を達成するために、本発明に係るコリオリ流量
計は、流体を流通させるＵ字管を有し、このＵ字管に所
定の振動を与えて流体に生じるコリオリ力を検出するこ
とにより流量を測定する計器であり、このような流量計
において、前記振動の中心面と平行になるようにＵ字管
の両側面に一対の歪みケージを設け、これをＵ字管両脚
の対称な位置に配置して二対の歪みゲージとする。

そして、この歪みゲージを含みこの出力からＵ字管両脚
の振動状態を検出する振動検出回路と、この振動検出回
路の出力を前記二対の歪みゲージのそれぞれの感度特性
に合せて調整する波高値調整回路と、を備え、この二つ
の回路にて歪みゲージの抵抗変化に対応した検出信号を
求める。

また、前記二つの回路に加えて、二対の歪みゲージ出力
に対応する波高値調整回路の出力信号の差を演算するコ
リオリ成分抽出回路と、このコリオリ成分抽出回路の出
力を直流化する直流変換回路と、この直流変換回路の出
力を測定値に変換する測定出力回路と、を備えたことを
特徴とする。

また、他の発明は前記発明の波高値調整回路として基準
電圧発生回路及びオート・ゲイン・コントローラ（ＡＧ
Ｃ）回路を用いており、変化する　　　　′歪みゲージ
の感度特性に合せるように振動検出回路の出力の変動に
追従することを特徴とする。

［作用コ以上の構成によれば、二対の歪みゲージにてＵ字管の両
脚の中心軸まわりの歪みを検出することになり、この歪
み度合は振動検出回路にて検出される。そして、この振
動検出回路の出力は波高値調整回路にて歪みゲージのそ
れぞれの波高値を揃える調整を行う。詳細は後述するが
、歪みゲージ抵抗の温度影響については主に振動検出回
路にて是正され、また歪みゲージ抵抗の固体差のバラツ
キに対しては波高値調整回路にて是正されることになる
。

このようにして得られた二対の歪みゲージの検出信号は
その差がコリオリ成分抽出回路にて得られ、このコリオ
リ成分抽出回路の出力は直流化して測定値に変換するこ
とにより、Ｕ字管内を流れる流量を測定することができ
る。

また、他の発明によれば、ＡＧＣ回路は基準電圧発生回
路にて出力される基準電圧に基づいており、振動検出回
路の出力の変動に追従した信号処理を行うこととなり、
これによって変化する歪みゲージの感度特性に追従した
正確な検出信号を得ることができる。

［実施例］以下、図面に基づいて本発明の好適な実施例を説明する
。

第１図にはコリオリ流量計のＵ字管部の概略及び主要な
測定処理回路が示されており、図（Ｂ）は図（Ａ）のｂ
−ｂ断面図である。

図において、実施例のＵ字管１２はこれを縦にした状態
で支持部材１０に取付けられ、外的振動に対して強い構
造とされている。

本発明において特徴的なことは、固体差や温度変化が原
因で生じる歪みゲージの抵抗（感度特性）変化による影
響をなくしたことであり、このために、まず二対の歪み
ゲージ１６．１８がそれぞれ一対毎にＵ字管１２を挟む
ようにし、かつ振動の中心面１００とＴ行になるように
配設される。この歪みゲージ１６．１８としては周知の
計器が用いられ、これをＵ字管１２の歪みを良好に検出
できるよう取付ける。

従って、中心面１００を基部として左右に生じるＵ字管
１２の振動は、一対の歪みゲージ１６ａ。

１８ａ１あるいは１６ｂ、１８ｂにて検出される。

また、第１図（Ｃ）には信号処理回路が示されており、
歪みゲージ１６．１８を含みこれらのそれぞれの出力か
らＵ字管両脚１２ａの振動状態を検出する２個の振動検
出回路２０ａ、２０ｂが設けられ、この振動検出回路２
０　ａ、　　２０　ｂにはこの出力（１０１，１０２）
を前記二対の歪みゲージ１６．１８のそれぞれの感度特
性で調整する波高値調整回路２２ａ、２２ｂが接続され
ている。

前記振動検出回路２０ａ、２０ｂでは、Ｕ字管１２の８
字部１２ａの機械的振動を電気的振動に変換しており、
流体の流れによってＵ字管１２の８字部１２ａに発生す
るコリオリカによるねじり振動が前記両脚基部１２ｂの
振動に重畳されたものとして検出される。

従って、この振動は、ｅｓｌｎ　　ω　ｔ　±ｅ　　ＣＯ８ωｔＶ　　　　　
　　　　　　　　Ｃ（ｅ　；加振成分、ｅ　；コリオリ成分。

Ｖ　　　　　　　　　　　　　　　　ｅω；加振角速度
）　　　　　　・・・（１）で表されるものとなり、こ
の（１）式のｅ　が流体の質量流量に比例することにな
る。

しかし、実際には各歪みゲージ１６．１８の感度特性の
バラツキがあるため、振動検出回路２０ａ、２０ｂの出
力ＥＩＯＩ　、　　Ｅ１０２は次式のようになる。

ＥＩＯＩ　−ｋ　（ｅ　　ｓｌｎ　ωｔ＋ｅ　　ｃｏｓ
　ωｔ）Ｖ　　　　　　　　　　　　　　ＣＥ１０２　＝ｋ　−（ｅ　　ｓｌｎ　ωｔ−ｅ　　ｃｏ
ｓ　ωｔ）Ｖ　　　　　　　　　　　　　　Ｃ・・・（２）そこで、この（２）式の波高値を調整する必要があり、
本発明では波高値調整回路２２ａ、２２ｂにて前記振動
検出回路出力波高値を揃えるようにしており、この波高
値調整回路２２ａ、２２ｂの出力Ｅ１０３．　　Ｅ１０
４はＥ１０３　ｍＫｌ　（ｅｖｓｉｎ　ωｔ＋ｅｃｃｏｓ　
ωｔ）Ｅ１０４−Ｋｌ（ｅｖｓｉｎ　ωｔ−ｅ、　ｃｏ
ｓ　ωｔ）・・・（３）となり、この波高値調整回路２２により後に行うコリオ
リ成分の抽出を精度よくできることになる。

また、この波高値調整回路２２ａ、２２ｂにはこの出力
（１０３，１０４）の差を演算するコリオリ成分抽出回
路２４が接続され、このコリオリ成分抽出回路２４には
この出力（１０５）を直流化する直流変換回路２６が接
続される。

すなわち、本発明では前記波高値調整回路２２の出力中
の加振成分を除去してコリオリ成分項のみを抽出してお
り、このコリオリ成分抽出回路２４を減算増幅器として
次の処理を行うことにより、次式の出力Ｅ１０５を得る
ことができる。

Ｅ１０５−　（Ｅ１０３−Ｅ１０４　）　Ｘ所定ゲイン
−に２ｅｃｃｏｓωを従って、このコリオリ成分抽出回路２４の出力の波高値
は流体流量に比例する交流信号となり、このコリオリ成
分抽出回路２４の出力は直流化回路２６にて直流化され
、流量に比例した出力信号、Ｅ　１０Ｂ　−Ｋ　ｓ　ｅ
　ｃを得ることができる。

そして、この直流変換回路２６にはこの直流出力（１０
６）を最終的な測定値に変換する測定出力回路２８が接
続されている。

この測定出力回路２８は、直流化回路２６出力に含まれ
る直流オフセットを補正してゼロ点調整をした後、最終
出力（１０７）として望ましい信号に変換する回路であ
り、この最終出力としては、例えば所定のレンジの直流
信号としてもよく、バイナリ、ＢＣＤ、パルス列等の各
種の通信データ型式に合せた種々の信号とすることが考
えられ、これらの所望の信号に変換するための回路及び
インターフェース回路が測定出力回路２８に含まれる。

以上が第１実施例の概略説明であり、次に本発明の特徴
的な事項、つまり二対の歪みゲージ１６゜１８を含む振
動検出回路２０及び波高値調整回路２２について更に詳
細に説明する。

第２図には、振動検出回路２０の内部回路が示されてお
り、例えば歪みゲージ１６ａ（１５ｂ）と歪みゲージ１
８ａ（１８ｂ）とを直列に接続し、その接続点からバッ
ファアンプとして機能する演算増幅器Ａ２１．交流結合
非反転増幅器として機能する演算増幅器Ａ２２を図のよ
うに接続する構成とすることができる。

そうして、Ｕ字管１２の振動により、伸び縮みが反対の
関係にある歪みゲージ１６ａ（１６ｂ）と１１３ａ（１
８ｂ）の抵抗値ＲＩＢ　（ｔ）　、　Ｒ１８（１）が、Ｒ（ｔ）　−Ｒｔｅ＋ｒｔｅＳｌｎ　ωｔＲ（ｔ）　−
Ｒ１８−ｒ１８ｓｉｎ　ωｔのように正弦波的に時間変
化を示したとすると、演算増幅器Ａ２１の非反転入力端
子電圧Ｅｌ　　（ｔ）は、Ｅｌ　　（ｔ）Ｅ　（Ｒ１６＋　ｒ　１６ｓｉｎ　（ＩＪ　ｔ　）Ｒ１
Ｂ　＋　Ｒｔ８＋　（ｒ　ｔｅ−ｒ　ｔｓ）　ｓｉｎ　
（ＩＪ　ｔ・・・（４）となり、歪みゲージ１２の特性のバラツキを無視できる
ものとしてＲ岬ＲｉＲ，ｒｌＧ岬’１ｇ岬１８　　　１
８’ 「と仮定すれば、Ｅｌ　　（ｔ）　　岬Ｅ／２　　　＋　　　Ｅｒ／２Ｒ
ｓ１ｎ　ωｔ・・・　（５）となる。

この（５）式において、注口すべき点はＥｌ（１）が正
弦波（＋直流オフセット）になる点と、正弦波成分の波
高値ｒ　／　Ｒ項にて、歪みゲージ抵抗の温度変化がキ
ャンセルされる点であり、この２点の特徴事項は一対の
歪みゲージ１６．１８を設けたこととによる効果である
。従来の１個の歪みゲージでは前記Ｅｌ　　（ｔ）に高
調波成分が含まれ、また歪みゲージ抵抗の温度変化が影
響するという問題があり、本発明ではこれらの問題点が
解消される。

そして、第２図の回路では前記（５）式の第１項を演算
増幅器Ａ２１．　　Ａ２２でカットした後、Ｒ２Ｒ３で
定まる増幅率で増幅しており、これが振動検出回路２０
の出力となる。

そして、この（５）式の第２項は波高値調整回路２２で
その波高値が調整されるが、この（５）式では一般に第
１項の方が第２項因り極めて大であるから、第１項を除
去することにより、波高値調整の作業性を改善する上で
振動検出回路２０の演算増幅器Ａ２２がを用となる。

第３図には、波高値調整回路２２の内部回路が示されて
おり、これは演算増幅器Ａ３１と可変抵抗Ｒｅとを含む
構成となっており、可変ゲインとされた可変ゲイン反転
増幅器として機能する。

すなわち、この波高値調整回路２２では前記（３）式の
演算を行うが、この場合、前記（２）式のに、に−の差
が僅かであっても、ｅ））ｅＣ（通常では１０４〜１０５のオーダで異なる）であるか
ら、コリオリ成分抽出回路２４の出力にこのｅ　成分の
（ｋ−に″）に相当する部分が残る■ たけでも大きな測定誤差となる。従って、この波高値を
調整することの効果は大きいことが理解される。

また、この回路は前記第２図の演算増幅器Ａ２２と共用
することも可能であるが、調整の作業性を考えると、前
記演算増幅器Ａ２２で極力波高値を高めでおいて、この
演算増幅器Ａ３１の回路にてＵ字答１２の両脚のバラン
スを微調整することが好ましい。

このように、本発明では歪みゲージ抵抗の固体差のバラ
ツキに対しては波高値調整回路２２にて、温度の影響に
ついては一対の歪みゲージ１６，１８をａする振動検出
回路２０にて対処し、これらの現象を良好に除去するこ
とができる。

次に、他の発明に係る第２実施例を第４，５図に基づい
て説明する。

他の発明において特徴的なことは、歪みゲージ抵抗の経
時的変化に追従して良好な検出状態を確保することであ
り、このため第４図に示されるように、波高値調整回路
２２を追従型ＡＧＣ（Ａｕｔ。

Ｇａ１ｎ　　Ｃｏｎｔｒｏｌｅ）回路３０と、基準電圧
発生回路３２とから構成する。

すなわち、基準電圧発生回路３２は基■電圧Ｅｓを発生
してＡＧＣ回路３０に供給しており、このＡＧＣ回路３
０は波高値調整回路２２の出力が基ｉｆ！電圧Ｅｓに自
律的に追従する。

このＡＧＣ回路３０は、ｍ５図に示される構成とするこ
とができ、この回路は演算増幅器Ａ１〜Ａ８と電界効果
トランジスタＦＥＴとその他の素子から構成され、演算
増幅器ＡＩ　、ＦＥＴ及びその周辺素子からなる回路で
電圧制御型増幅器を構成しており、これはＦＥＴに入力
される信号２００にて増幅率を変化させる反転増幅器と
なる。

また、演算増幅器Ａ５を中心とする回路はピークホール
ド回路、演算増幅器Ａ６を中心とする回路はサンプルホ
ールド回路であり、演算増幅器Ａ３と演算増幅器Ａ４は
前記ピークホールド回路及びサンプルホールド回路にタ
イミング信号を与える回路である。

この構成によれば、演算増幅器Ａ３．Ａ４゜Ａ５には波
高値調整回路２２の出力信号１０３（＋０４）の一部が
入力され、演算増幅器Ａ５では出力信号１０３のピーク
値（波高値）をホールドする。このホールドは演算増幅
器Ａ４からの信号にて入力の１サイクル毎にリセットす
るようにしており、常に最新のピーク値を得るようにす
る。

そして、演算増幅器Ａ５の出力はリセット後、次の入力
ピークに至るまでの間は入力をトレースするので、ピー
クに至った後の出力を一定時間ホールドする演算増幅器
ＡＯ（ピークホールド回路）が必要となる。この演算増
幅器Ａ６は、演算増幅器Ａ３のタイミング信号により、
演算増幅器Ａ５のリセットから半サイクル遅れて出力ホ
ールドすることで前記動作を行っており、これら演算増
幅器Ａ３．Ａ４．Ａ５．Ａ８と周辺素子にて波高地検出
回路を構成する。なお、演算増幅器Ａ２は波高値検出の
前処理を行うもので、誤差となる直流オフセットを除去
する高域通過フィルタ（ＨＰＦ）である。

また、演算増幅器Ａ７は演算増幅器Ａ６から出力される
波高値信号２００と基準電圧発生回路３２の出力である
基準電圧信号２０２（端子３８から入力）の差異を求め
る減算器、演算増幅器Ａ８は積分器で、この演算増幅器
Ａ７．Ａ８を中心とする回路で偏差積分器を構成してお
り、この演算増幅器Ａ８の出力２００が前述したように
、演算増幅器Ａｌの増幅率を決定する。

そして、以上の演算増幅器１．Ａ２．Ａ５゜Ａ６．Ａ７
．Ａ８は、図からも明らかなように、積分ループを形成
し、端子３４から出力される波高値に関する一次サーボ
系となっている。従って、このような積分ループを含む
サーボ系では、定常偏差が零となるため、端子３６から
供給される振動検出回路２０の出力１０１（１０２）の
大きさいかんに拘らず出力信号１０３（＋０４）の波高
値は基準信号２０２に一致することになり、これによっ
て演算増幅器Ａｔの増幅率が自律的に調整されることに
なる。

このようにして、端子３６から入力された振動検出回路
の出力１０１（１０２）は、経時的に変化してもその波
高値が揃うことになり、所定の増幅率で端子３４から信
号１０３（１０４）として出力されることになる。

なお、第２実施例では、サーボセンサに相当する検出回
路に波高値検出回路を用いたので、基準電圧信号２０２
（２０３）が波高値の目標値を設定するが、これに限ら
ず、例えば実効値検出回路を用いて実効値目標信号を与
えるようにすることも可能である。しかし、サーボ制御
の場合にセンサ精度が制御精度を決定するのと同様に他
の発明では検出回路の精度が■要となり、素子感度の小
さい回路構成が望ましいことや、調整目的と基準電圧と
の関係が明確なことから、この方式は流量計の検出処理
に好適である。

［発明の効果］以上説明したように、本発明によれば、二対の歪みゲー
ジを含む振動検出回路と波高値調整回路とを設け、歪み
ゲージの特性の変化により生じる測定誤差をなくしたの
で、精度の良い流量測定ができるようになり、これによ
りコリオリ流量計を各種の生産機器等へ組込むことが可
能となる。

この結果、自動車用塗料の際に用いる流量計としても、
コリオリ流量計の適用ができ、従来コリオリ流量計以外
の計器の適用が困難な場合でも流量フィードバック制御
ができるようになる。

また、他の発明によれば、波高値調整回路としてＡＧＣ
回路を用いるようにしたので、コリオリ流量計において
長時間使用の際に生じる歪みゲージ特性の経時的変化に
追従して、良好な検出信号を得ることができ、安定かつ
正確な測定が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るコリオリ流量計の第１実施例の概
略構成図であり、図（Ａ）は正面図、図（Ｂ）は図（Ａ
）のｂ−ｂ断面図、図（Ｃ）は検出信号を処理するため
の回路ブロック図、第２図は実施例の振動検出回路の構
成を示す回路図、第３図は第１実施例の波高値調整回路の構成を示す回路
図、第４図は第２実施例の概略構成を示す回路ブロック図、第５図第２実施例の波高値調整回路の構成を示す回路図
、第６図は従来のコリオリ流量計の一例を示す斜視図であ
る。１０　・・・　支持部材１２　・・・　Ｕ字管１４．１６．１８　　・・・　歪みゲージ２０　・・・
　振動検出回路２２　・・・　波高値調整回路２４　・・・　コリオリ成分抽出回路２６　・・・　直流化回路２８　・・・　測定出力囲路３０−ＡＧＣ（Ａｕｔｏ　Ｇａ１ｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　
）回路

Claims

【特許請求の範囲】

（１）流体を流通させるＵ字管を有し、このＵ字管に所
定の振動を与えて流体に生じるコリオリ力を検出するこ
とにより流量を測定するコリオリ流量計において、前記
振動の中心面と平行になるようにＵ字管の両側面に設け
たものを一対としこれをＵ字管両脚の対称な位置に配設
した二対の歪みゲージと、この歪みゲージの出力からＵ
字管両脚の振動状態を検出する振動検出回路と、この振
動検出回路の出力を前記歪みゲージのそれぞれの感度特
性に合せて調整する波高値調整回路と、この波高値調整
回路から出力された二対の歪みゲージの検出信号の差を
演算するコリオリ成分抽出回路と、このコリオリ成分抽
出回路の出力を直流化する直流変換回路と、この直流変
換回路の出力を測定値に変換する測定出力回路と、を備
えたことを特徴とするコリオリ流量計。
（２）流体を流通させるＵ字管を有し、このＵ字管に所
定の振動を与えて流体に生じるコリオリ力を検出するこ
とにより流量を測定するコリオリ流量計において、前記
振動の中心面と平行となるようにＵ字管の両側面に設け
たものを一対としこれをＵ字管両脚の対称な位置に配設
した二対の歪みゲージと、この歪みゲージの出力からＵ
字管両脚の振動状態を検出する振動検出回路と、基準電
圧発生回路及び入力信号の変化に追従するオート・ゲイ
ン・コントローラから成り前記振動検出回路の出力を前
記歪みゲージのそれぞれで変化する感度特性に合せて調
整する波高値調整回路と、この波高値調整回路から出力
された二対の歪みゲージの検出信号の差を演算するコリ
オリ成分抽出回路と、このコリオリ成分抽出回路の出力
を直流化する直流変換回路と、この直流変換回路の出力
を測定値に変換する測定出力回路と、を備えたことを特
徴とするコリオリ流量計。
（３）特許請求の範囲（２）記載の流量計において、オ
ート・ゲイン・コントローラは積分ループを有する一次
サーボ系の回路としたことを特徴とするコリオリ流量計
。