JPS63191038A - 光フアイバ後方散乱検出方法と装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は光ファイバの後方散乱光を検出する方法と装置
に関し、とくに後方散乱光に重畳して検出される過大な
フレネル反射光の好ましくない影響を解消して、近点か
ら遠点までの後方散乱光を高い精度で測定することを可
能とするものである。

［従来の技術］ 光ファイバ通信技術の実用化が拡大するに伴い、光信号
計測技術の高度化が要望されている。たとえば、光ファ
イバの特性の計測や破断点の探知などにおいて、光ファ
イバの一喘から光パルスを検出し、光ファイバの各点か
ら戻ってくる反射光を光−電気変換したのちに増幅し観
測する装＠（以下、０ＴＤＲという。）の場合には、反
射光に含まれる後方散乱光から得られる微弱信号の増幅
に影響を与えることなく、被測定光ファイバの入射端等
から得られる過大な光反射パルスの影響を解消すること
が大きな課題であった。

すなわち、この反射光を光−電気変換した信号は、遠点
からの後方散乱光に対応して得られる微弱信号から近点
におけるフレネル反射光に対応して）ｑられる極めて大
きな信号にまでわたっており、過大入力による増幅器の
飽和は一時的な測定機能の停止をもたらし、続いて入力
される微弱信号の増幅に支障を生じ、この正確に増幅で
きない観測不可領域いわゆる「デッド・ゾーン」の縮小
を計ることが最重要課題であった。このような問題を解
決するには、高利得増幅器の飽和を軽減する手段として
、一般的に行われる振幅制限器（リミッタ）の単なる付
加だけでは不十分であり、過大なフレネル反射光による
信号が前置増幅器に入力されるのを軽減する対策が提案
されていた。

０ＴＤＲの場合には、第１の場合として、たとえば、光
−電気変換する直前に超音波偏向器等で構成された光ス
ィッチを配したり、受光器にイメージ・ディセクタを用
いる電子的スイッチ等何らかのスイッチ手段を配したも
のがあった。

また、第２の場合として、光方向性結合器に異方性結晶
を使うことにより、又は同一特性を有する受光器の各出
力を減輝することにより、被測定光ファイバの入射端か
ら得られる過大な光反射による影響を軽減するものがあ
った。

しかしこれらの手段を使用した場合において、たとえば
上記第１の場合には、光スィッチのスイッチング時間が
、送出される光パルスの幅に比べて大きいために、高い
精度の距離分解能を得ることは困難であった。また上記
第２の場合には、高価な結晶や同一特性の受光器を使用
したにもかかわらず、被測定光ファイバの入射端での反
射のみにしか効果がなく、被測定光ファイバの屈折率の
差によるフレネル反射が該ファイバの入射端のみならず
該ファイバの途中の接続点においても生じ、それが過大
である場合には、観測不可領域が生じ、これが未解決の
問題として残っていた。

このような各問題について、従来例を示す第１２図ない
し第１６図を用いて説明する。

１２図において、２１は光源であって、たとえばレーザ
・ダイオードやＹＡＧレーザであり、シングルモードま
たは多モードのレーザ光を発生する。２２ａは超音波偏
向器で２３はこのドライバ回路である。

２４．２５はそれぞれ光ビームを集光する目的で被測定
光ファイバ２９と超音波偏向器２２ａおよびこれと光検
出器２６との間に配された集光用レンズである。ここで
光検出器２６としては、ホトダイオードやアバランシェ
・ホトダイオード（以下ＡＰＤという。）または光電管
等が使用される。光源２１から供給する光パルス信号は
矢印にそって右へ進行し、超音波偏向器２２ａ１集光用
レンズ２４を介して被測定光ファイバ２９の入射側端面
２９ａに入力される。被測定光ファイバ２９からの反射
光は入射側端面２９ａでの反射波とともに集光用レンズ
２４、超音波偏向器２２ａ、集光用レンズ２５を介して
光検出器２６により光−電気変換されて前置増幅器２７
で増幅され、その出力端子２８に出力される。Ｃのとき
被測定光ファイバ２９の入射側端面２９ａからの反射光
は、超音波偏向器２２ａのドライバ回路２３の駆動タイ
ミングを制御することによって光検出器２６に入力させ
ない。すなわち過大な反射光の入力を避けて前置増幅器
２７の飽和を防止している。同様の理由によって、被測
定光ファイバ２９の入射端近傍からの比較的大きなフレ
ネル反射光に対しても光検出器２６への入力を防止する
ことによって、増幅器の飽和を避けて直線性を改善し、
レイリー散乱光による光ファイバの減衰特性の正確な測
定を可能にしている。しかし超音波偏向器による光のス
イッチング速度は一般に２００ｎＳ　（最も速い場合で
も３５ｎＳ＞位であり、３００ｎＳ程度の波形の観測不
可領域（いわゆるデッド・ゾーン）を生じる。とくに近
距離を高分解能で測定する場合に、送出される光パルス
のパルス幅を１００ｎｓｉるいは１０ｎｓと短くする場
合、波形の観測不可領域が３００ｎｓ　（距離にして約
３０ｍ＞近くも存在すると高分解能化の障害となり決定
的に不利となる欠点がある。

第１３図は光検出器２６にイメージ・ディセクタを使用
した一例であり、第１２図の構成要素に対応するものに
ついては同一の符号を付しである。

第１３図において、２２ｂは光方向性結合器であって光
学結晶、光ファイバ、ハーフミラ−等を使用したものが
用いられる。３０は光検出器２６であるイメージ・ディ
セクタのマスキング信号回路である。第１３図において
も、第１２図の場合と同様の効果が得られる。すなわち
マスキング信号回路３０を制御して、過大な反射光に対
しては光−電気変換をしないので前置増幅器２７の飽和
を避けて直線性の良い増幅器出力を得ることができる。

しかし、装置の複雑化大型化を招き、イメージ・ディセ
クタを駆動するためのマスキング信号回路３０のパルス
出力が大きいために、その出力が前置増幅器２７等へ漏
洩するという欠点があった。

第１４図は、第１２図における超音波偏向器２２ａのか
わりに光学結晶を使用した場合の一例であり、異方性結
晶（たとえば、方解石などの複屈折結晶）を使用してい
る。

この異方性結晶４６の各端面４１〜４３には、光ファイ
バとの結合効率を高めるためにそれぞれロッド・レンズ
４１ａ〜４３ａを使用して光方向性結合器２２ｄを構成
している。ここで４７は光源に、４８は光検出器にそれ
ぞれ結合される光ファイバでおる。このような構造にす
ることにより、偏波分離型の光方向性結合器２２ｄは、
従来からあった光ファイバ等を用いた方向性結合器と比
較すると、非常に方向性を高めたものとなっている。

すなわち、半導体レーザから出射した光は一つの直線偏
波光であり、異方性結晶４６の端面４１に入射すると、
常光４４だけが端面４３から送出され、被測定光ファイ
バ２９に入射する。被測定光ファイバ２９の入射側端面
２９ａでの反射光（フレネル反１Ｆｌ）は、端面が研磨
された平坦面でおれば、入射光と同じ直線偏波を持つか
ら、再び常光のままで端面４１を介して半導体レーザ側
に反射される。一方入射側端面２９ａより以遠の被測定
光ファイバ２つからの反射光は無偏光になっているため
、端面４３から送出された異常光４５のみが端面４２と
ロッド・レンズ４２ａを介して光検出器に入射する。こ
のようにして端面４１から端面４２への結合度は５０ｄ
Ｂ以上の減衰量が確保され、被測定光ファイバ２９の入
射側端面２９ａでの反射光による観測不可領域の発生を
防止している。

しかし被測定光ファイバ２９の途中において生ずる過大
反射については無偏光になっているため、効果が全く期
待できないという欠点があった。

また、被測定光ファイバ２９の入射側端面２９ａでの反
射光の影響を電気的に除去する方法が、たとえば特開昭
５７−１２２３４０に開示されている。これを以下第１
５図と第１６図を用いて説明する。

ここで、第１２図の構成要素に対応するものについては
同一の符号を付しである。

第１５図において光源２１からの光パルスがレンズ５０
により平行光線とされ、ハーフミラ−２２を通った後、
レンズ２４によって集光され、被測定光ファイバ２９に
入射される。この光パルスの伝搬方向は矢印５３の方向
となる。

一方、被測定光ファイバ２９からの後方散乱光および入
射端面２９ａでの反射光は共に、レンズ２４、ハーフミ
ラ−２２、集光レンズ２５を介してそれぞれ矢印５４お
よび５５の方向に導かれ、光検出器２６−１に入射する
。

他方、ハーフミラ−２２で反射される光パルスは、光減
衰器５２、レンズ５１を介して光検出器２６−１に入射
する光と同じレベルに調整されて、光検出器２６−２に
入射せしめる。ここで光検出器２６−１と２６−２の特
性が同一であり、この２つの電気的出力を減算する減算
回路４９を前置増幅器の前に設ければ、受光回路の飽和
の影響である増幅後の波形のすそひきゃパルス幅の広が
り、アンダーシュートの影響等を避けることができ、入
射端面２９ａの近くでも被測定光ファイバ２９の後方散
乱光の検出が可能となる。ここで３９はこの減算回路４
９の出力端子である。この目的のために具体的には、光
検出器２６−１と光検出器２６−２に入射する光の光路
長差に起因する光パルスの時間差がなくなるようにして
いる。たとえば光検出器２６−１の光パルスの方が遅延
している場合には、適当な長さの光ファイバを、光検出
器２６−２の前に挿入するなどして、または、光検出器
２６−２の後段に電気的な遅延回路等を設けて、所望の
減算を完全に行うようにしている。

第１６図は第１５図に示した減算回路４９の一例でおり
、２つの光検出器２６−１．２６−２にそれぞれ正（＋
■）および負（−Ｖ）のバイアスを加え、図示するよう
に一方の光検出器に使用するホトダイオード（一般的に
はＡＰＤ＞のアノードと他方の光検出器のカソードを直
結し、この直結した部分に負荷抵抗３８を接続し、コン
デンサＣを介して出力端子３９に減算出力を得るもので
ある。すなわち、２つの光検出器２６−１．２６−２に
流れる光電流の方向は、第１６図にそれぞれ矢印３６．
３７として図示するようになり、この光電流が負荷抵抗
３８に互いに逆方向に流れるため減算を行うことができ
る。

以上、第１５図と第１６図を用いて説明した構成の特徴
は、光方向性結合器２２および被測定光ファイバ２９の
入射端面２９ａでの大きな反射光、いわゆる近端反射パ
ルス光の影響除去を目的としたものであり、減算するた
めの一方の光パルスを、被測定光ファイバ２つに入射す
る前の光パルスから得て、同一特性の光検出器に同一の
大きざの光パルスとして入射する点にある。

このために、以下の欠点があった。すなわち、被測定光
ファイバの途中で生ずる過大フレネル反射に対しては全
く効果がないため、依然として硯測不可領域が残ってい
た。

しかるに０ＴＤＲにおいては、フレネル反射光と後方光
散乱光を同一の特性の増幅器で増幅しているため、広い
ダイナミックレンジが要求され、前述したように過大な
光反射パルスが問題となる。

この過大な光反射パルスは、上記した近端反射パルス光
だけでなく、光伝送路中の屈折率の不連続に変化する領
１４（主として光コネクタ接続部分や光ファイバ破断部
分）におけるフレネル反射光によっても発生し、この両
者がデッド・ゾーンを生じていた。

［発明が解決しようとする問題点］ 被測定光ファイバの入射端面、あるいは、該光ファイバ
中の障害発生領域等からの過大な光反射パルスによって
、受光用に使用する増幅器が飽和し、いわゆるデッド・
ゾーンといわれる観測不可能な領域の発生が避けられな
いという問題点がめった。

［問題点を解決するための手段］ ０ＴＤＲの機能は被測定光ファイバの障害位置測定と光
ファイバの光損失とを測定することである。前者は主と
して光パルスが光ファイバ中を伝幡するときの、屈折率
が不連続に変化する領域でのフレネル反射に着目して測
定する。後者は光ファイバの後方散乱光に着目して測定
する。このため０ＴＤＲでは、被測定光ファイバの艮ざ
方向の距離分解能を高くし、かつダイナミック・レンジ
を大きくとって、測定距離を拡大することが要求される
。これに応えて、送出光パルス幅をできるだけ狭くし、
かつ光パルスのピーク出力を大きくとり、ざらに受光系
の増幅器を広帯域化する方向にある。したがって０ＴＤ
Ｒでの観測波形をスペクトル分析してみると°、比較的
低周波のスペクトル成分から成る後方散乱光に対応する
信号波形と、比較的高周波スペクトル成分をも含む広帯
域スペクトル成分を有するフレネル反射光（この反射光
のパルス幅は送出光パルス幅とほぼ一致する。）に対応
する信号波形とに分けて考えることができる。

そこで第１および第２の光検出器に２分した受光を入力
し、一方の光検出器の出力において、フレネル反射光と
後方散乱光とのスペクトル成分の相違に着目して後方散
乱波形のスペクトル成分に影響をできる限り与えないで
、フレネル反射波形の高周波スペクトル成分のみをとり
出すようにフィルタを構成し、この出力と他の光検出器
の出力との減算をとり、過大な光反射パルスによる受光
増幅器の飽和などの好ましくない影響を解消するもので
、本発明はこのような光ファイバ後方散乱検出方法およ
び装置を提供するものである。

［作用］ 本発明は、後方散乱光とフレネル反射光とを含む光信号
の受光系において、２つの光検出器の一方の検出器出力
から、フレネル反射光に対応する信号の高周波スペクト
ル成分のみを抽出し、他方の光検出器出力との間で減算
せしめることによって、光ファイバ後方散乱光検出時の
過大なフレネル反射光の影響を解消するように作用する
。

［実施例］ 以下、第１図に本発明の一実施例を示し説明する。ここ
で、第１２図、第１３図、第１５図の構成要素に対応す
るものについては同一の符号を付しである。

第１図において、２２Ｇは光ファイバで構成された光方
向性結合器である。被測定光ファイバ２９からの後方散
乱光、障害点等で発生したフレネル反射光、および入射
側端面２９ａでの反射光は、光方向性結合器２２Ｇを介
して第１および第２光検出器（２６−１＞および２６−
２に入射する。

このとき第１５図の場合と同様に、光パルスの時間差を
なくすため被測定光ファイバ２９から第１および第２光
検出器２６−１．２６−２に至る光路を略同じ長さにし
ている。４９ａは第１および第２光検出器２６−１．２
６−２の出力からフレネル反射光を減算する減算回路で
おる。

第２図は第１図に示す減算回路４９ａの具体例を示す回
路図であり、第１３図、第１６図の構成要素に対応する
ものについては、同一の符号を付しである。

第２図（ａ）において、第１および第２光検出器２６−
１．２６−２の一方の端子は、それぞれ抵抗６１．６２
を介して正（十ｖ）及び負（−■）の電源に結合されて
いる。第１光検出器２６−１の他方の端子は、高域通過
フィルタ（バイパス・フィルタ）６７の入力端子（ＩＮ
＞と負荷抵抗６８との接続点に結合され、第２光検出器
２６−２の他方の端子は、高域通過フィルタ６７の出力
端子（ＯｔＪＴ）に直列に結合したダイオード４０のカ
ソード端子と前置増幅器２７の入力端子３９（結合回路
３９ｂの出力端子でもある。）との接続点に結合される
。ここでダイオード４０を含む点線で図示した結合回路
３９ｂは減算を行うための結合手段を構成している。６
３〜６６は電源のバイパスコンデンサでおり、広帯域Ａ
ＰＤの場合には、高周波用コンデンサと低周波用コンデ
ンサを対にして用いたが望ましい。このときた第２光検
出器２６−２の負荷には、前置増幅器２７の入力インピ
ーダンスも含まれる。

第３図は、第２図（ａ＞および（ｂ）に示す高域フィル
タ６７の一例であり、コンデンサ７０（Ｃ１）、７１　
（Ｃ２）と抵抗７２（Ｒ１＞、７３　（Ｒ２）から成る
。遮断域がそれぞれ時定数ＣＩ　Ｒ１＝　Ｃ２Ｒ２に基
づく、２次のバタヮース特性を持つフィルタとしている
。ここで、Ｃ１Ｒｌ＝Ｃ２Ｒ２＝τとしてもよく、より
高次のフィルタとしてもよい。また一般的にインダクタ
ンス（Ｌ）とコンデンサ（Ｃ）を用いた構成でもよい。

第４図は、第２図に示す回路の各部の波形を示すもので
、第４図（１）は第２図（ａ）に、第４図（２）は第２
図（ｂ）にそれぞれ対応させており、以下、回路動作を
説明する。

第４図（１）において、（ａ）は、第１光検出器２６−
１つまり高域通過フィルタ６７の入力端子（ＩＮ）に検
出されるフレネル反射光に対応した電気パルス出力波形
である。この波形が一般的な高域通過フィルタを通ると
（ｂ）に示すごとく微分波形が得られる。しかし第２図
（ａ＞の場合は、ダイオード４０（ショットキー・タイ
プが望ましい。）に′よって、第４図（ａ＞の電気パル
ス出力波形の後縁部を微分することによって生ずる逆方
向電流を阻止している。また、第２光検出器２６−２の
カソードに流入するパルス電流が（Ｃ）に示すごとく検
出されるので、波形（ｂ）に負の波形である波形（Ｃ）
が加算されて、前置増幅器２７の入力端子３９に、フレ
ネル反射光に対応する最終的な電気パルス波形として（
ｄ＞に示す波形を得る。以上の説明は、第１光検出器２
６−１の出力が第２光検出器の出力よりも大きい場合の
波形であるが、逆に第１光検出器２６−１の出力が第２
光検出器２６−２の出力よりも小ざい場合の（ｂ）、（
ｃ）、（ｄ）に対応するそれぞれの波形を（ｂ−）、（
ｃ−）、（ｄ−）として示す。

また第２図（ａ）において、高域通過フィルタ６７とダ
イオード４０の直列接続した部分を第２光検出器２６−
２のカード側に移動し、直列に挿入した第２図（ｂ）の
場合も、上記と同様の動作が期待できることは、以上の
説明から明らかであろう。

すなわち、第２図（ｂ）に示すように高域通過フィルタ
６７の入力端子（ＩＮ）を第２光検出器２６−２のカソ
ードに接続し、同出力端子（ＯＵＴ）を介してこれと直
列に結合されたダイオード４０のアノード端子を第１光
検出器２６−１のアノードと入力端子３９との接続点に
結合する。ざらに負荷抵抗６８を第２検出器２６−２の
カソードとコモン（接地）との間に接続する。このよう
にして、結合回路３９ｂが結合手段を構成する。

この場合のフレネル反射光に対応する回路動作を第４図
（１）の場合と同様に、第４図（２）に示して説明する
。

第４図（２）において、（ａ）は第２光検出器（２６−
２）のカソード、すなわち、烏賊通過フィルタ６７の入
力端子（ＩＮ）に検出される電気パルス出力波形でおる
。この波形を烏賊通過フィルタ６７に通し、かつダイオ
ード４０によって、第４図（ａ）の電気パルス出力波形
の後縁部を微分することによって生ずる逆方向電流を阻
止して波形（ｂ）を得る。この波形（ｂ）と第１光検出
器のアノードから出力されるパルス電流波形（Ｃ）との
加算を実行し、最終的に示す波形を得る。以下、第４図
（１）の場合と同様に、第１光検出器２６−１の出力が
第２光検出器２６−２の出力よりも大きい場合の波形を
（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に対応してて、それぞれ（ｂｉ
、（Ｃ１゜（ｄ′）として示す。

以上、第４図（１）、（２＞の説明から明らかなように
、第２図（ａ）、（ｂ）においては、フレネル反射光に
対応する光検出信号を互いに逆方向に流れるパルス電流
波形として得て、一方の信号を高域通過フィルタを通し
て他方の信号と減算することにより、過大なパルス電流
を減衰させて、実質的に前置増幅器が飽和しない電圧レ
ベルまで低減している。このとき後方散乱光に対応する
電気信号は、高域フィルタ６７を通さない方の信号から
得ている。

本実施例では、高域フィルタの通過域および遮断域の設
定が、０ＴＤＲに用いる光パルスのパルス幅とその繰り
返し周期の設定に関連して、本発明の目的達成上極めて
重要となる。それについて、以下第５図と第６図を用い
て説明する。

第５図（ａ）はパルス幅０．１Ｔｏ、繰り返し周期下。

の光パルスに相当する波形であり、第５図（ｂ）はその
波形の周波数スペクトル波形でおる。

ｆｏ＝１／ＴＱとして、基本スペクトルｆ。の１０倍ま
での各スペクトル成分の大きざとその分布を表示してい
る。また、第５図（Ｃ）は、繰り返し周期Ｔｏの逆鋸歯
状波形であり、後方散乱光の０ＴＤＲによる観測波形に
相当する信号（実際には指数関数状に減衰する波形）と
仮定する。この信号の周波数スペクトル成分を（ｂ）と
同様にして表示したものが第５図（ｄ）である。このと
き−例としてＴｏ＝１μｓとすれば第５図（ａ）。

（ｂ）においてパルス幅１００ｎｓ、ｆｏ＝１ＭＨｚと
なる。実際に０ＴＤＲで使用する場合には、パルス幅数
ｎｓ　〜２００　ｎ　ｓ　、　ｆ　□は数ＫＨ７〜２０
ＫＨ２位に設定する場合が多い。このため第５図（ｂ）
に比較して、各スペクトル成分の分布に占める高周波ス
ペクトル成分の割合が高まり、主として数ＭＨ２から数
百ＭＨ２の範囲にスペクトルが拡がる。たとえば、パル
ス幅が０．０１Ｔ。

となるとスペクトルは１００ｆｏまで拡がることになる
。

一方、第５図（ｄ＞に比較して、各スペクトル成分の分
布に占める低周波数スペクトル成分の割合も高まり、主
として数１０Ｈｚから１００ＫＨ１位の範囲にスペクト
ルが分布する。したがってこの場合、数百ＫＨ２から数
Ｍｌ−（ｚの範囲に高域通過フィルタの低域の遮断域を
設定すれば、後方散乱光に対応する比較的低周波の信号
波形にできるだけ影響を与えないで、フレネル反射光に
対応する信号波形を大幅に減衰させることができる。

本発明の実施例により得られた具体的な効果を第６図に
示して説明する。

第６図の（ａ＞は０ＴＤＲでの観測波形の一例であり、
（ｂ）は（ａ）に示すフレネル反射パルス３１．３２．
３３の各部分を、それぞれ第６図（ｂ）、第６図（Ｃ）
、第６図（ｄ）として拡大して示したものである。

第６図（ａ＞において、横軸は期間ｔ（距離に対応）を
示し、縦軸は光信号の大きざ（右下がりの傾きが光損失
に対応）を示している。３５は後方散乱光のレベル変化
を示し、３１〜３４はフレネル反射光のパルス波形を示
している。

ここで３１と３２は過大な光反射パルスに起因してパル
スのピーク点に飽和を生じた場合を示している。

第６図（ｂ）において点線で示す波形３１ａは、第６図
（ａ）の波形３］を拡大した波形であり、波形３１ｂは
、本発明を実施した場合の波形を示す。この第６図（ｂ
）から明らかなように電気的飽和に起因してパルス幅が
３１ａに示すように広がり、いわゆるプツト・ゾーンが
生じていたが、３１ｂに示すように光パルスのパルス幅
に略等しくなる程度まで狭くなって、デッド・ゾーンを
解消することができた。同様に、第６図（Ｃ）において
も効果が明らかであり、飽和を生じない。第６図（ｄ）
でもパルスのピークを減衰させることができた。すなわ
ち波形３１ａ〜３３ａをそれぞれ波形３１ｂ〜３３ｂの
ように改善することができた。

本実施例では高域通過フィルタで高周波スペクトル成分
を抽出して除去したい信号を含む信号に逆極性で加算し
ているが、同様の効果は低域通過フィルタを通すことで
実現することができることは容易に推考できる。しかし
、この場合は以下に説明するような不都合があるので、
以下第７図を用いて説明する。

ここで第２図と第３図の構成要素に対応するものについ
ては同一の符号を付して説明を省く。

第７図（ａ）において９０は低域通過フィルタであり、
第７図（ｂ）にその一実施例を示す。この場合、近端反
則パルス光に対応する電気パルスの第７図（Ｃ）に実線
で示した入力（ＩＮ）のパルス幅に略対応する時間まで
は、低域通過フィルタの出力（ＯＵＴ＞における第７図
（Ｃ）の点線で示す波形の立上り部分のなまりが許され
る。ここでは、抵抗７４　（Ｒ１＞、７５　（Ｒ２）と
コンデンサ７６　（Ｃ１＞、７７　（Ｃ２）から成り、
それぞれ時定数Ｃ１Ｒ１，Ｃ２Ｒ２を有する２次のバタ
ワース特性を持つフィルタとしているが、より高次のフ
ィルタとしてもよい。また一般的にインダクタンス（Ｌ
）とコンデンサ（Ｃ）を用いた構成でもよい。

第７図（ａ＞は第２図と比較した場合、光検出器である
ＡＰＤとそのバイアス用電源が１組で良いという利点が
ある。しかし後方散乱光の低周波域に、フィルタ通過域
のリップルを含まないハタワース形フィルタとして、帯
域通過フィルタを構成すると、第７図（ｂ）に示すよう
に抵抗を信号路に直列に挿入する場合には、信号の減衰
をきたし、波形観測上信号対雑音比の悪化を招き好まし
くない。またこのとき第７図（Ｃ）の点線で示すパルス
波形の後縁にフィルタの時定数τに起因する波形のなま
りを生ずるため、ゲット・ゾーンを生じ、これを完全に
解消することはできない。また第７図（ａ）の低域通過
フィルタの出力端子（ＯＵＴ）に直列にショットキー・
ダイオード等を挿入しても、微小な後方散乱光に対応す
る信号の搬幅を減衰する方向に作用し好ましくない。さ
らにこれらの欠点を除くためにアクティブフィルタ等を
使用する場合が考えられるが、用いる素子の雑音やドリ
フトが問題となるだけでなく、能動素子の飽和等により
、ここでもデッド・ゾーンが発生しかねないという問題
がおる。

そこで能動素子を使用せずに、しかも低周波成分である
後方散乱光に対応する信号にフィルタ特性の悪影響を与
えることなく理想的な低域通過フィルタを通すのと同じ
効果を与える構成としたものが、第２図（ａ）および（
ｂ）であり、低周波域での平坦性を確保し、パルス波形
撮幅の減衰を図ると同時にパルス波形の後縁に生ずる波
形なまりもほぼ解消している。この波形のなまり（デッ
ド・ゾーンの部分）が残ると、０ＴＤＲのフレネル反射
光パルスの直後に続いて観測する後方散乱光レベルに変
化を生じ、このフレネル反射点での損失（たとえば接続
ロス）などを高精度に測定するには問題となる。

この波形ひずみの問題をも完全に解決し、デッド・ゾー
ンを完全に解消した本発明の他の実施例を以下、第８Ａ
、８図ないし第１０図を用いて、具体的に説明する。こ
こで第２図の構成要素に対応するものについては同一の
符号を付しておる。

第８Ａ図および第８Ｂ図において、６７ａは高域通過フ
ィルタ、９０ａは低域通過フィルタであり、第８Ａ図に
おける第１光検出器２６−１または第８Ｂ図における第
２光検出器２６−２で検出された信号をもとに生成した
両フィルタ出力を、結合回路３９ｂのダイオード４０お
よびダイオード６９を介して、第８Ａ図における第２光
検出器２６−２または第８Ｂ図における第１光検出器２
６−１で検出した信号と結合し、前置増幅器２７の入力
端子３９に印加する。

第９図は第８Ａ図および第８Ｂ図に示す回路の各部の波
形であり、これを用いて回路動作を説明する。

第９図（１）は第８Ａ図に対応しており、波形（ａ）は
、ＡＰＤである第１光検出器２６−１のアノード、つま
り高域通過フィルタ６７ａおよび低域通過フィルタ９０
ａの入力端子（ＩＮ＞に検出されるフレネル反射光に対
応した電気パルス出力波形である。これは一般に後方散
乱光レベルの約１０４〜１０５倍の大きざとなる。

波形（ｂ）、波形（Ｃ）は、それぞれ前記低域通過フィ
ルタ９０ａ、高域通過フィルタ６７ａを、それぞれダイ
オード６つおよび４０を介して出力した場合の信号波形
である。ところが、これらの各フィルタを介さずに結合
されたもう一方のＡＰＤである第２光検出器２６−２の
カソード出力（（ａ）の波形の逆極性のパルス）と高域
通過フィルタ６７ａの出力は、ダイオード４０を介して
接続しであるため、第４図（１）の波形（ｄ）の場合と
同様に、パルス波形（Ｃ）の減輝が実行され、第９図（
１）の波形（ｄ＞を得る。ざらに波形（ｂ）も印加され
ているので第７図（Ｃ）に示したパルス後縁での波形な
まり（デッド・ゾーン）を実質的に問題にならない程度
まで完全に相殺することができた。これを第９図（１）
の波形（ｅ）で示した。ここで、ダイオード４０は蓄積
電荷を有するため、逆方向にわずかなパルスなまりを生
じ、またダイオード６９は後方散乱光に対応する微小信
号成分を減縮して、パルス信号のベースライン近傍（微
小レベルでおり、たとえば順方向電流１０ｍＡのショッ
トキー・ダイオード使用のとき約０．２Ｖ以下）を実質
的に除去している。このため、第２図と比較して第８図
は、より高精度にパルス後縁のなまりを除去し、かつ第
２図の効果も併せて得られる構成となった。

同様に第９図（２）は第８Ｂ図に対応しており、波形（
ａ）は、ＡＰＤである第２光検出器２６−２のカソード
に検出される波形であり、高域通過フィルタ６７ａおよ
び低域通過フィルタ９０ａの出力をそれぞれダイオード
４０および６つを介して出力した波形である。また波形
（ｅ）は結合回路３９ｂの出力すなわち前置増幅器２７
の入力端子３９に印加される波形である。

第９図（１）および（２）において波形（ｂ′）ないし
波形（ｅ−）は波形（ｄ）の振幅が波形（ｂ）の振幅よ
り小さい場合を表わしている。ただしこの場合には、第
４図の場合と異なり第９図に示すように波形（ｂ”）と
波形（ｃ”）とが同相で加算されることとなるので、波
形（ｅ′）の振幅を減衰した状態で得るためには、波形
（ｂ′）の振幅を小さくし、かつ波形（ｂ′）をも小さ
くすることが必要となる。すなわち、低域通過フィルタ
９０ａの減衰を大きくし、かつ高域通過フィルタ６７ａ
の出力をこれにダイオード４０を通して直結する第８Ａ
図の第１光検出器２６−１または第８Ｂ図の第２光検出
器２６−２の出力よりわずかに大きくとるように、各Ａ
ＰＤの増倍率をバイアス電源で調整することになる。こ
のため第８Ａ図の第１光検出器２６−１または第８Ｂ図
の第２光検出器２６−２の出力ピーク値が、波形（Ｃ−
）を加算されて制限されることになり、これら光検出器
のＡＰＤの倍増率も一定以上大きくできないため前置増
幅器２７に入力する後方散乱光に対応する信号波形のピ
ーク値も制限されることになり、光検出器にＡＰＤを使
用した効果を十分発揮できなくなる。これを避けるため
には、これらのＡＰＤの増倍率を波形（Ｃ）の大きざに
制約されず大きくとることができることから波形（ａ）
ないし波形（ｅ）に示した状態で動作させるのが望まし
い。

ところで、波形（ｅ）および波形（ｅ′）に示すごとく
完全に方形波パルスとして時定数τ＝Ｏの状態を実現す
るためには、各フィルタ６７ａおよび９０ａの時定数τ
が等しいだけでなく相殺する前の（たとえば、第９図の
波形（ｂ）と波形（ｄ）の）パルス振幅が等しくなけれ
ばならないことは理論上明白でおる。しかも、完全に等
しくすると波形（ｅ）が得られなくなるため、本発明で
は両波形にわずかの振幅差をもたせた、フレネル反射光
に対応する信号の減衰波形（ｅ）を得るものである。す
なわち、波形（ｅ）を十分小振幅まで減衰させて得るこ
とにより、次段以降に接続される増幅器の飽和等を招か
ず、デッド・ゾーンを実質的に解消した後方散乱光の検
出が可能となった。

また、この波形（ｅ）は、０Ｔｉ）Ｒの重要な機能の一
つである光ファイバの障害点を判別するのに十分な大き
ざであればよく、むしろこの波形（ｅ）が０ＴＤＲでは
必要なのである。一方この波形（ｅ）を残すために、波
形（ｂ）と波形（ｄ＞にパルス振幅差を持たせるように
した場合の弊害はどの程度であろうか。以下この点につ
き第１０図を用いて説明する。

第１０図において、前述したように各フィルタ６７ａ、
９０ａの時定数τを等しく設定した場合、一方の波形が
ｙ３＝ｂｅｘＤ　　（−ｔ／τ）であり、他方の波形が
Ｖ４．＝−ａｅＸｐ　　（−ｔ／τ）とすれば、この２
つの波形を相殺すべく加韓を行うと、Ｖ３　十Ｖ４　＝
　（ｂ−ａ）ｅｘｐ　　（−ｔ／ｒ）となり、第４図に
斜線で示すような誤差が出力される。

一般に０ＴＤＲでは受光素子（ＡＰＤ等）の後段に高利
得の増幅器を用いるため、ａとｂは略等しく設定せざる
を得ないので上記誤差も十分小ざくできるものである。

変形例 （その１） 第１図において光方向性結合器２２ｃは１対３の分岐と
して１個のもので構成した例を図示しているが１対２の
分岐を２個使用した構成でもよい。

この１対２の分岐の一方を従来例で示した異方性結晶を
用いた光方向性結合器等とし、他方を１対２の光ファイ
バ分岐等で構成してもよい。

光ファイバ等で構成された導波路＠造の方向性結合器は
１対３の分岐も容易に突環でき、かつ従来例として第１
５図に示したハーフミラ−に比べて光学系が単純になり
光軸合せ等の作業も不要で迷光の発生もないために、本
発明に適用すれば極めて有効である。また、その各分岐
出力に対する光パワーの配分比も適当に設定できること
はいうまでもない。

（その２） 本発明に使用する第１および第２光検出器２６−１．２
６−２はＡＰＤに限定されるものではなく、一般に使用
されるＰＩＮホトダイオードでもよい。また２つの光検
出器は同一特性でおる必要はなく、受光する光量も同一
である必要はない。

ただし、フレネル反射光に十分応答するだけの帯域が必
要なことはいうまでもない。

（その３） 本発明を長距離用０ＴＤＲに適用する場合に、送出する
光パルスのパルス幅を、たとえば１μｓ〜２００μｓと
大きくとって、パルス繰り返し間隔を１ｍｓ〜２ｍｓと
する場合がある。このような場合には、光パルス幅を何
段にも切換えて、たとえば２ｎｓ、５ｎｓ、１０ｎｓ、
−，１００μ５．２００μｓと設定するのが一般的であ
る。

そこで高分解能の比較的狭い光パルス幅に対応して帯域
分割フィルタ、すなわち烏賊通過フィルタおよび低域通
過フィルタの遮断特性をスイッチで、それぞれ切換えて
、最適な状態で使用すれば、０ＴＤＲに本発明を効果的
に適用できることは明らかであろう。

（その４） 本発明に係わる低域通過フィルタは、後方散乱光の周波
数成分を考慮し、たとえば２Ｈ２位に低域の遮断域を有
し、かつ３００ＭＨｚ位に高域の遮断域を有するバンド
パスフィルタとしてもよい。

（その５） 上記した、その３およびその４の変形例において、本発
明を適用しない場合には、フィルタにその出力を印加し
ない方のＡＰＤのバイアス電源をスイッチ等でＯＦＦに
して、従来の方式で０ＴＤＲを構成することができる。

（その６） 減算回路３９ｂのダイオード４０．６９を各１個のダイ
オードではなく複数個のダイオードで構成してもよい。

この場合ダイオードの蓄積効果による好ましくない影響
を低減するためショットキー・ダイオード等を直列に使
用することが望ましい。また、ダイオード６９を複数個
の直列接続のダイオードに置換することにより、低域通
過フィルタに含まれる後方散乱光に対応する微小信号成
分を十分抑圧でき、かつ波形なまりを低減することがで
きる。このとき本ダイオードは信号抑圧回路として動作
する。またこのことから、高域通過フィルタ６７．６７
８をダイオード４０に複数個のダイオードを直列接続し
たもので置換し、実質的に理想的な高域通過フィルタを
通した場合と同様の効果を得ることができる。

（その７） 高域通過フィルタ６７ａ、低域通過フィルタ９Ｑａはハ
タワース形フィルタに限定されるものではなく、その他
チェビシェフ形フィルタ等のリップルを所定の大きざま
で低減したものを用いることができる。またその次数は
、遮断特性を急俊にするため等の目的で任意に設定して
用いることができる。

（その８） 第１図、第２図、第８Ａ図および第８Ｂ図に示した前置
増幅器として、第１１図に示す構成および特性のものを
用いることができる。（ａ）において、入力端子３９に
印加された信号は広帯域交流増幅器８０および高利得直
流増幅器８１の並列回路で増幅され、出力部の結合回路
を構成するコンデンサ８２と抵抗８３で合成されて、出
力端子８３に出力される。この両地幅器８０．８１の周
波数特性は、第１１図（ｂ）に示されている。

後方散乱光は、フレネル反射光の約１０−４〜１０−５
の大きさであり、微小信号でかつ低周波スペクトル成分
を主として含むため高安定の高利得直流増幅器８１で十
分増幅するものであり、遮断周波数ｆ１は送出光パルス
幅に殆んど無関係となり、数ＭＨ１−１０数ＭＨ７１！
ｊ：満たせばよい。これに対してフレネル反射光の光パ
ルスはピーク値が比較的大きく、デッド・ゾーンを発生
しないレベルまで低減したものに対して、低利得の広帯
域交流増幅器８０で増幅すれば十分であり、たとえば、
遮断周波数として、ｆ２が３０Ｍｆ−１ｚ〜１００Ｍｈ
ｚ、ｆ３が１００Ｍｌ−１ｚ　〜１００１００Ｏを満た
せばよい。光パルス幅が狭くなる程、広帯域が要求され
、上記の例では、たとえば、光パルス３ｎｓのときｆ３
は約２００ＭＨ２以上となる。

０ＴＤＲでは光パルス幅は前述したように時間分解能を
決定する要因であり、障害点などの位置をフレネル反射
光パルス立上り点に着目して測定する。

そこで、高安定な高利得直流増幅器の広帯域化の困難性
に着目して、高利得直流増幅器８１の帯域を後方散乱光
の検出に必要最小限の帯域に制限し、一方、フレネル反
射光の検出には、比較的安価な広帯域交流増幅器８０を
使用することで増幅器の構成を容易にしたものである。

これによって、送出光パルス幅が１ｎｓ以下の高分解能
０ＴＤＲにおいても、比較的安価な高安定かつ高利１坪
広帯域な受光用増幅器を得ることができる。

し発明の効果］ 以上の説明から明らかなように、０ＴＤＲにおける被測
定光ファイバの入射端面および該光ファイバ中の障害発
生領域等からの過大な光反射パルスによる悪影響を除去
し、いわゆるデッド・ゾーンとよばれる不観測領域を完
全に解消することができる。

本発明によれば従来解決困難とされていた光ファイバ中
からの過大の光反射パルスに対しても、近端反射パルス
に対する効果と同様な効果が得られ、デッド・ゾーンを
完全に解消できる。

本発明によれば、光ファイバ方向性結合器を用いて、高
周波光成分を高速動作可能な光検出器で光−電気変換し
た後に引算しているため、半導体レーザ光源等を用いた
場合に該光源に戻ってくる反射光等に起因するモード・
ホッピング雑音や光の多重反射等による雑音が発生した
場合にも、その高周波雑音を低減することができ、後方
散乱光の高感度検出が可能となる。

本発明によれば、ハーフミラ−やレンズ、光減衰器等を
用いた従来例に比べて、光導波路として構成された光フ
ァイバ方向性結合器を用いているために光軸合せの必要
もなく、パッシブ・フィルタやショットキー・ダイオー
ド等の簡単な回路部品付加のみで極めて顕著な効果が得
られ、迷光もなく、光検出レベルも非常に安定している
。

本発明によれば、能動素子の飽和を発生しないレベルま
で、入力信号に含まれる過大パルスを低減できるので、
次段に接続される前置増幅器の飽和を考慮する必要がな
くなり、増幅器の構成が容易となるという付随的効果も
得られる。

本発明において、結合手段を構成するダイオードの一方
を除き、直結し、または抵抗等と置換してもフィルタの
遮断特性を急俊なものとしたときに同様の効果が得られ
ることは明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す光・電気回路構成図、 第２図は本発明の具体的構成例を示す回路図、第３図は
第２図において用いられる烏賊通過フィルタの一実施例
を示す回路図、 第４図は第２図の動作を説明するための波形図、第５図
は本発明に用いられるフィルタの効果を説明するための
波形図とそのスペクトル図、第６図は本発明の効果を具
体的波形の差として示した波形図、 第７図は第２図に示した回路の特性を説明するための回
路図、波形図を含む参考図、 第８Ａ図および第８Ｂ図は本発明の他の実施例を示す回
路図、 第９図は第８Ａ、Ｂ図の動作を説明するための波形図、 第１０図は第８Ａ、Ｂ図の特性を説明するための特性図
、 第１１図は本発明に用いられる前置増幅器の変形例を示
す回路図、 第１２図および第１３図は従来例を説明するための光・
電気回路構成図、 第１４図は従来の異方性結晶を用いた光方向性結合器を
説明するための概念構成図、 第１５図は従来例を示すための光・電気回路構成図、 第１６図は従来例における減算作用を説明するための回
路図である。 ２１・・・光源　　　　　２２・・・ハーフミラ−２２
ａ・・・超音波偏向器 ２２Ｇ、２２ｄ・・・光方向性結合器 ２３・・・ドライバ回路　２４．２５・・・集光用レン
ズ２６・・・光検出器　　　２６−１・・・第１光検出
器２６−２・・・第２光検出器 ２７・・・前置増幅器　　２８・・・出力端子２９・・
・被測定光ファイバ ２９ａ・・・入射側端面 ３０・・・マスキング信号回路 ３１〜３３・・・波形　　３６．３７・・・矢印３８・
・・負荷抵抗　　　３９・・・出力端子３９ｂ・・・結
合回路　　４０・・・ダイオード４１〜４３・・・端面 ４１ａ、４２ａ、４３ａ・・・ロッド・レンズ４４・・
・常光　　　　　４５・・・異常光４７．４８・・・光
ファイバ ４９．４９８・・・減算回路 ５０．５１・・・レンズ　５２・・・光減衰器５３．５
４．５５・・・矢印 ６１．６２・・・抵抗 ６３．６４，６５．６６・・・コンデンサ６７．６７ａ
・・・高域通過フィルタ ６８・・・負荷抵抗　　　　６９・・・ダイオード７０
．７１・・・コンデンサ ７２．７３，７４．７５・・・抵抗 ７６．７７・・・コンデンサ ８０・・・広帯域交流増幅器 ８１・・・高利得直流増幅器 ８２・・・コンデンサ　　　８３・・・抵抗８４・・・
出力端子 ９０．９０８・・・低域通過フィルタ。

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. （１）被測定光ファイバの入射端面および屈折率の不連
   続点からのフレネル反射光と、前記被測定光ファイバの
   後方散乱光とを含む光信号を二分岐し、一方の光信号の
   前記後方散乱光の信号スペクトルを通さず、前記フレネ
   ル反射光の信号スペクトルを通過せしめ、前記フレネル
   反射光に対応する信号を得、他方の光信号と引き算する
   ことにより、前記後方散乱光の光検出信号を精度よく増
   幅できるレベルまで減衰せしめることを特徴とする光フ
   ァイバ後方散乱検出方法。
2. （２）前記フレネル反射光の信号スペクトルがすくなく
   とも１つの高域通過フィルタを通して得られるものであ
   る特許請求の範囲第１項記載の光ファイバ後方散乱検出
   方法。
3. （３）前記後方散乱光の信号スペクトルがすくなくとも
   １つの低域通過フィルタを通して得られるものである特
   許請求の範囲第２項記載の光ファイバ後方散乱検出方法
   。
4. （４）入射光を被測定光ファイバに送出し、該被測定光
   ファイバの入射端面および屈折率の不連続点からのフレ
   ネル反射光と前記被測定光ファイバからの後方散乱光を
   含む反射光を２つに分岐して受光するための光方向性結
   合手段と、 前記２つに分岐して受光されたそれぞれの光を検出する
   ための第１の光検出器、および第２の光検出器と、前記
   第１の光検出器の出力信号を帯域分割するすくなくとも
   一つのフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力信号と
   、前記第２の光検出器出力信号とを結合して前記フレネ
   ル反射光に対応する信号を減衰せしめるための結合手段
   と、前記減算手段の出力を増幅するための増幅手段とを
   、 具備したことを特徴とする光ファイバ後方散乱検出装置
   。
5. （５）前記光方向性結合手段が、すくなくとも１つの光
   ファイバ分岐を含んで成る特許請求の範囲第４項記載の
   光ファイバ後方散乱検出装置。
6. （６）前記フィルタ手段が、すくなくとも１つの低域通
   過フィルタを含んで成る特許請求の範囲第４項記載の光
   ファイバ後方散乱検出装置。
7. （７）前記結合手段がすくなくとも一つのダイオードを
   含む特許請求の範囲第４項記載の光ファイバ後方散乱検
   出装置。
8. （８）前記フィルタ手段が、すくなくとも１つのダイオ
   ードを含み、後方散乱検出信号を抑圧するように構成さ
   れた特許請求の範囲第４項記載の光ファイバ後方散乱検
   出装置。
9. （９）前記増幅手段が、前記結合手段の出力信号を入力
   されて、この出力信号に含まれる前記後方散乱光の信号
   スペクトルに対応する周波数特性を有する第１の増幅器
   と、前記結合手段の出力信号に含まれる前記フレネル反
   射光の信号スペクトルに対応する周波数特性を有する第
   ２の増幅器と、前記第１の増幅器の出力と前記第２の増
   幅器の出力を合成する手段とを具備したものである特許
   請求の範囲第４項記載の光ファイバ後方散乱検出装置。
10. （１０）前記第１の増幅器が、直流増幅器である特許請
    求の範囲第９項記載の光ファイバ後方散乱検出装置。
11. （１１）前記第１の増幅器が、直流増幅器であり、かつ
    、前記第２の増幅器が広帯域交流増幅器である特許請求
    の範囲第９項記載の光ファイバ後方散乱検出装置。