JPS6318850A - 搬送波再生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明はディジタル角度変調波を同期検波するために
用いられ、そのディジタル角度変調波からその搬送波と
同期した搬送波を再生する搬送波再生回路に関するもの
である。

「従来の技術」 ディジタル変調波を復調するための検波器としては従来
、同期検波器、遅延検波器、周波数検波器があるが、同
！ＩＪＩ検波器は理論的には最も優れた特性が得られる
ことが知られている。同門検波回路の基本構成を第１図
に示す。入力端子ｌからのディジタル角度変調波は搬送
波再生回路２に入力され、その変調波の搬送波に同期し
た搬送波が再生され、この再生搬送波は入力端子ｌから
の変調波とともに余弦位相比較検波器（同期検波器）３
に入力されてディジタル角度変調波が同期検波され、そ
の検波出力は出力端子４へ供給される。この同期検波回
路は安定した搬送波が変調波から再生されれば誤り率特
性の良いものとなる。

第２図に従来から用いられている４相ＰＳＫ同朋検波回
路の搬送波再生回路を示す。この構成は一般に４相ＰＳ
Ｋ用のコスタス・ループとして知られている。再生搬送
波を発生する電圧制御発振器５の出力は移相器６へ供給
され、移相器６はその入力に対し、位相を０°、４５°
、９０°。

１３５°と移相した信号をそれぞれ入力端子ｌからのデ
ィジタル角度変調波とともに余弦位相比較検波器１），
１２．１３．１４に入力し、これらの検波器１），１２
，１３．１４の各出力を乗算器１５に入力する。乗算器
１５の出力波形には、ディジタル角度変調波のＩ軸およ
びＱ軸で表される基準位相と電圧制御発振器５の出力の
位相との位相差にほぼ比例した大きさの直流成分と変調
のためにランダムに変動する成分とが含まれており、ル
ープフィルタ１６を用いて乗算器１５の出力を平滑化す
ることにより、そのうちの直流成分を抽出している。ル
ープフィルタ１６の出力を電圧制御発振器５に制御信号
として入力するごとにより、電圧制御発振器５−移相器
６−余弦位相比較検波器１），１２．１３．１４−乗算
器１５−ループフィルタ１６−電圧制御発振器５の位相
同門ループ（Ｐ　Ｌ　Ｌ）が構成されている。この回路
ではループフィルタ１６の出力が、前記位相差を少なく
するようにループが形成されており、電圧制御発振器５
からは安定した周波数および位相の再生搬送波が得られ
る。

余弦位相比較検波器１）は第３図に示すように乗算器１
７で入力変調波と再生搬送波とが乗算され、その乗算出
力から低域通過フィルタ１８で２倍波が除去される構成
となっている。余弦位相比較検波器１２〜１４も余弦位
相比較検波器１）と同様に構成される。

４１０ＰＳＫの変調波５（ｔ）　は次のように表すここ
とができる。

５（Ｌ）　　＝Ａｃｏｓ　　（２π　ｒ　　ｅ　ｔ　　
＋　φ　ｔ）　　　　　　（１）ここで、Ａは振幅、ｆ
ｃは搬送波周波数、φ。

は変調位相であり、４５°、１３５°、２２５°。

３１５°の４つの値をとる。すなわち各タイムスロット
の期間、変調位相は上記４つの位相の一つに停留する。

弐Ｆ１）はさらに次のように表すことができる。

Ｓ　（ｔ）　　−ＡｃｏｓφＩｃｏｓ（２πｆｃＬ）−
Ａｓｉｎφ＋５ｉｎ（２πｒｃｔ）　　（２１ここで、
式（２）の右辺第１項（同相成分）および第２項（直交
成分）の振幅成分のｍ　（１，Ｑ）＝（Ａ　ｃｏｓφ３
．　Ａｓ１ｎφ、）を二次元平面に射影すると、第４図
に示すような信号配置を得る。第４図ではＩの値を横軸
、Ｑの値を縦軸に対応させた。

このように変調波の位相は■軸およびＱ軸によって構成
される信号平面（１，Ｑ）を基準として表示できる。ま
た、変調位相を区別するために同口のように（０，Ｏ）
、　　（１，Ｏ）・・・のような符号の耕で信号を表し
ている。一般的に、上述したコスタス・ループのような
位相同期回路では受信側で信号の絶対的な搬送波位相を
再生することができず、再生搬送波位相は変調波の■軸
あるいはＱ軸上の４つの安定な位相点０’　、９０’　
、１８０°。

２７０°のうち１つに同期する。以後、これを変調波の
Ｉ軸およびＱ軸で表される基準位相と呼ぶ。

これらの位相の１つに同期した再生搬送波の位相をφ、
とすると、受信側ではφ、を１ｉ４＝とした相対的な信
号位相を検出することができる。再生搬送波を ｒｅ（υ＝ｃｏｓ　（２πｆｃｔ＋φ、）”　ｃｏｓφ
ｒ　ｃｏｓ（２πｆｃｔ）−ｓｉｎφｔ　ｓｉｎ　（２
ｒｃ　（ｃｔ）とすると、ｒｃＤ）　と直交する再生搬
送波ｒ！（Ｌ）はｒ　、（ｔ）　−ｃｏｓ　（２πｒｃ
ｔ＋φ、＋π／２）−−ｓｉｎ（２ｒｔ　ｆ　、　ｔ＋
φｒ）＝−ｓｉｎφｒｃｏｓ（２πｆｃｔ） −ｃｏｓφ、　５ｉｎ（２πｆｃＬ） となる。このとき、第２図中の余弦位相比較検波器１）
からの同相検波出力１．Ｑ）は、入力変調波５（Ｌ）と
再生搬送波ｒｃ（仁）との乗積信号から２倍波を除去し
た成分であり、 ＋　ｒ（ｔ）　＝　Ａｃｏｓφｉ　ＣＯ３φｒ　＋Ａｓ
１ｎφｌ５ｉｎφ１＝Ａｃｏｓ（φ、−φ１） ＝Ａｃｏｓφｉｒ ただし、φ８、＝φ、−φ、 となる。また余弦位相比較検波器１３からの直交検波出
力Ｑｒ（ｔ）は、５（ｔ）とｒｓ（ｔ）との乗積信号か
ら２倍波を除去した成分であり、 Ｑｒ（ｔ）　＝　−ＡｃｏｓφＬ　ｓｉｎψ、＋Ａｓ１
ｎψＨｃｏｓψｒ＝Ａｓｉｎ（φ□−φ、） ＝Ａｓｉｎ　ｌｌ’ｉｒ となる。受信側で（Ｌ　、Ｑｒ　）−（Ａｃｏｓφｉｒ
＋Ａｓ１ｎφｉｒ）を二次元平面で表示すると第５図に
示すようになる。再生搬送波の位相は１）軸あるいはＱ
ｒ軸によって示される。すなわち前述したようにφ、＝
０°、９０°、ｔｓｏ”または２７０゜であるからこれ
らφ、の値に応じて第５図Ａ、Ｂ。

Ｃ，Ｄとなり、これら図は第４図を時計方向に順次９０
°の整数倍だけ回転したものとなる。受信側のφ、かど
の値になるかは不確定なのであるから、送信側では位相
の相対的変化量を送信情報に対応させる差動符号化を行
う。受信側では（■、。

ＱＰ）の値にもとすいて受信位相を決定しその変化分を
算出して復号化を行う。

「発明が解決しようとする問題点」 移動通信等の無線通信ではその電波の伝播路上の多重反
射等によるフェージングが存在する。そのため受信電界
レベルの急激な低下によって同期検波回路の入力信号の
雑音の増加がバースト的に発生したり、受信電界レベル
が雑音レベルより十分高い場合でもランダムＦＭ（周波
政変ｆｉｌｅ）により搬送波位相の急激な変化がバース
ト的に発生したりする。ランダムＦＭにより位相が急激
に変動する場合、従来の位相同期ループを用いた搬送波
再生回路においては再生搬送波の位相が変調波の搬送波
位相に追従できず、安定した検波を行うことが困難とな
りデータに誤りが発生し、遅延検波に比べて伝送特性が
劣化する欠点があった。この様子を第６図中の曲線１９
に示す。第６図の横軸は受信電界レベルＥ、の雑音レベ
ルＮ０に対する比を示し、縦軸は復号符号のビン１−誤
り率ＢＥＲを示し、フェージング周波数が４０Ｈｚの場
合である。この図かられかるように、受信電界レベルが
雑音レベルより十分高い場合ＣＥｂ／Ｎ、＞１）、ビッ
ト誤り率ＢＥＲはＥ、／Ｎ、に反比例した特性を基本と
しているが、この場合、Ｅ、／Ｎ、が３０〜４０ｄＢ以
上ではランダムＦＭ雑音による誤り発生のためＢＥＲを
小さくできない。

この発明の目的は上述した従来の搬送波再生回路におけ
る欠点を解決し、入力信号波形がバースト的に変動した
場合でも搬送波再生を極めて確実かつ安定に行うように
した搬送波再生回路を提供することにある。

「問題点を解決するための手段」 この発明による搬送波再生回路においては入力ディジタ
ル角度変調波の搬送波位相が急激に変化する状態がバー
スト的に発生することをバーストとして検出するセンサ
回路と、再生搬送波位相によって構成される信号平面（
１，、Ｑ、）において入力ディジタル角度変調波の位相
が第何象限にあるかを同期検波出力から検出する象限検
出器と、入力ディジタル角度変調搬送波の各タイムスロ
ット毎に、変調波位相がほぼ停留する時点において前記
象限検出器によって検出した象限を変えることなく、つ
まりその象限と対応した予め決められた基準位相の一つ
に再生搬送波の位相を再設定する位相設定器とを設ける
。この再設定における確定位相としては検波出力波形が
再設定の前後において位相判定のためのしきい値レベル
と交差しないという条件を満たすようにする。これは再
設定の前後で検波された符号が変化しないことに相当す
る。

このような構成となっているため入力ディジタル角度変
調波の位相またはレベルがバースト的に変動すると、そ
の変動がセンサ回路で検出され、そのバースト朋間中に
おいては、各タイムスロット毎の変調波位相が停留する
時点において、前記象限検出器により検出された象限を
参照してその象限からずれることなく、再生搬送波の位
相が前記位相設定器で、予め決められた位相に再設定さ
れる。

たとえば、４相ＰＳＫの場合には、検波波形から位相を
判定するタイミング、すなわち各タイムスロットのほぼ
中心で変調波の位相が停留する。

この時点で前記位相再設定が行われる。位相変動が激し
い場合でも、ｌタイムスロット内で再生符号が変化しな
い程度、４相ＰＳＫの場合±π／４以内であれば、１タ
イムスロツトごとにその時の基準位相に再生搬送波の位
相が、その時の検波用゛力の状態（象限検出器の検出状
態）に応じて設定されるため、各タイムスロットごとに
正しい同期検波が可能になる。

〔実施例〕

この発明の実施例を第７図に示す。第７図において第２
図と対応する部分には同一記号を付けである。この実施
例では入力端子１からの入力ディジタル角度変調波の搬
送波の位相変動を検出するセンサ回路２１が設けられ、
さらに余弦位相比較検波器１）および１３の各出力が供
給される象限検出器２２とが設けられている。更にセン
サ回路２１および象限検出器２２の検出出力は制御回路
２３へ供給され、制御回路２３はその入力検出出力に応
じて電圧制御発振器５の出力側に挿入された位相設定器
２４を制御して再生搬送波の位相を再設定する。

移相器６は位相設定器２４の出力の位相をＯｏ。

４５’、９０°、１３５°にそれぞれ移相した信号を余
弦位相比較検波器１），１２，１３．１４へそれぞれ供
給する。入力ディジタル角度変調波のレベル位相がバー
スト的変動を受けない安定な変位状態では前述した位相
同期ループが動作して安定した周波数の再生搬送波が得
られる。

この実施例においては、まず、変調波に含まれる搬送波
成分の位相がバースト的に変動した時、そのバースト期
間はセンサ回路２１で検出される。

制御回路２３はセンサ回路２１よりのバースト検出出力
信号を受けてそのバースト期間中、各タイムスロット毎
に変調波の位相が停留する時点において位相整合機能を
起動する。この位相整合機能を起動する直前では変調波
の信号平面（Ｌ　Ｑ）と再生搬送波位相を基準とする平
面（１，、Ｑ、）との関係はランダムＦＭ雑音により例
えば第８図に示すようにずれている。ここでは■と■、
とのなす角度、すなわちφ、が１８０°　＋αの場合に
ついて示した。前記位相整合ｉ能は両信号平面（１，Ｑ
）と（１，、Ｑ、）の軸のずれを位相設定器により瞬間
的に修正するものである。

その修正法は、４相ＰＳＫの場合、以下のように行う。

復調側のクロック再生回路の時定数は一般に、バースト
の時間より長いので、バーストの期間中においても変調
位相が停留する時点すなわち受信位相を判定するタイミ
ングを正確に保持していると考えられ、そのタイミング
クロックが端子２５から制御回路２３に入力されている
。同期検波回路が受信位相を判定するタイミングにおい
ては、変調波位相φ、はランダムＦＭ雑音により再生搬
送波の位相とは例えば第８図に示すようにずれているが
、φ、は４５°、１３５°、２２５°。

３１５°の４つのうち１つに停留している。このとき、
変調波と再生搬送波との安定な同期状態の関係は第５図
に示したように４ｉｆｆｌり存在する。そこで、位相設
定器２４によって再生搬送波の位相すなわち電圧制御発
振器５の出力信号位相を前記４つの安定位相のうちの１
つに再設定する。

しかし、位相の再設定時に、変調波基準位相の確定の方
法によっては誤りが発生する場合がある。

つまり２相ＰＳＫは最大１ビツト、４相ＰＳＫは最大２
ビツト、８相ＰＳＫは最大３ピントの各誤りが発生する
場合がある。例えば、再設定する直前において再生搬送
波の周波数および位相が第８図に示す関係にあるとき、
すなわちφ、＝１８０゜＋α、つまり再生搬送波の位相
誤差がαであるとき、黒丸印・で表わされる被変調波検
波位相は再生搬送波によって構成される検波軸（■１．
Ｑ、）の第１象限に存在する。次に再生搬送波によって
構成される検波軸（１，、Ｑｉを第９図Ｃに示すように
すれば位相誤差αを打ち消すように位相設定すると、正
確に再設定され、その再設定再生搬送波による検波位相
は第１象限である。しかし、第９図Ａに示すようにφ、
＝０°に、再生搬送波の位相を再設定すると、黒丸印の
被変調波検波位相は第３象限へ移動し、同様に第９ｌ８
に示すようにφ１＝９０°に、または同図りに示すよう
にφ、＝２７０’にそれぞれ再生搬送波の位相を再設定
すると、第８図中に示した黒丸印の信号点はφｉ、＝　
１３５°　（第２象限）、φｉ、＝−４５゜（第４象限
）にそれぞれ移動し、何れの場合も再設定の前後におい
て検波出力波形の信号平面（■１゜Ｑ、）上における象
限が変わる。すなわち位相判定のためのしきい値レベル
を越えて変化する。従って、検波位相が再設定により変
化し、出力データに誤りが発生する。

そこで位相を再設定するとき、信号平面（１、。

Ｑ、、）上で象限が変わらないように、すなわち検波出
力波形が位相判定を行うしきい値レベルを越えないよう
に電圧制御発振器５の出力信号によって構成される検波
軸を変調波の■軸およびＱ軸で表される基準位相に再設
定する必要がある。

そのためにこの発明では位相を再設定する直前において
変調波の検波位相の象限を検出し、再設定の前後でその
象限が変わらない再生搬送波の基準位相φ、を確定し、
その位相に位相設定器２４を用いて設定を行う。こうす
れば再設定の前後で再生データに誤りが発生することも
ない。この位相再設定を各タイムスロットごとに行うた
め、この実施例では１タイムスロツトあたり±４５°４
５°位相変化に対して再生搬送波を完全に追従させるこ
とができる。　。

象限検出器２２は検波器１）．１３の各出力が正の時は
第１象限、検波器１）の出力が負、検波器Ｉ３の出力が
正の時は第２象限、検波器１）゜１３の各出力が共に負
の時は第３象限、検波器１）の出力が正、検波器１３の
出力が負の時は第４象限をそれぞれ象限検出出力とする
。

信号点を基準にすると信号点が第１象限にある時は、そ
の信号に対して再生搬送波■、が−４５゜（３１５°）
であれば理想的な位相同期状態であり、同様に信号点が
第２象Ｉ＠、第３象限および第４象限にそれぞれあると
きはその各信号に対し再生搬送波１．が２２５°、１３
５”及び４５°にあれば理想的な位相同期状態である。

従って位相整合時における象限検出器２２の検出象限に
応じて、再生搬送波１．の位相を予め決めた基準位相４
５°、１３５°、２２５°、３１５°の何れかに設定す
ればよい。例えば電圧制御発振器５の発振周波数を再生
搬送波周波数より高くし、位相設定！３２４をプリセッ
ト形分周器で構成し、電圧制御発振器５の出力をこの分
周器で分周して再生搬送波を取り出し、位相整合時に検
出象限が第１象限の場合はその出力再生搬送波の位相が
３１５゜になるようにその分周器をプリセットすればよ
い。

センサ回路２１は例えば入力変調波と、それを遅延した
信号との位相差を検出する筒車な遅延検波器で構成でき
る。すなわち第１０図に示すように入力端子１からの変
調波は乗算器２６へ供給されると共に遅延回路２７を通
じて乗算２Ｓ２６へ供給され、乗算器２６の出力は低域
通過フィルタ２８により搬送波の２倍の周波数成分が除
去され、そのフィルタ出力は比較器２９で基準値と比較
され、基準値より小さくなると、比較器２９の出力が高
レベルになり、パース１４！出出力として出力される。

入力端子１の変調波は式（１）に示したように、Ｓ　（
ｔ）　＝　Ａ　ｃｏｓ　（ωｃｔ＋φｉ　（ｔ）　１ω
ｃ＝２πｆｃ であり、遅延回路２７の遅延量Δτは変調波のタイムス
ロットと比較して十分小さく、搬送波の数波長程度とさ
れる。従って遅延回路２７の出力信号Ｄ（ｔ）は次式と
なる。

Ｄ（ｔ）＝Ａ　ｃｏｓ　（ωｃ（ｔ＋Δτ）＋φｉ　　
（ｔ）　　１乗算器２６の出力は次式となる。

Ｓ（ｔ）ＸＤ（ｔ）＝　　　　ｃｏｓ　ｆ２（ωｃｔ＋
Ｐｉ（ｔ））＋ωＣΔτ］　十−ｃｏｓωＣΔτ フィルタ２８で２ωｃｔの成分を除去すると、フィルタ
２８の出力、つまり遅延検波出力は、−　ＣＯＳωＣΔ
τ となる、ｖｉ送波の位相がランダムに急激に変化しない
と、遅延検波出力は一定値となり、ｕ（Δｒ；ｎπとす
ると遅延検波出力は最大となる。いまランダムＦＭ雑音
により変調波の位相がφｍ（ｔ）変動すると、その時の
変調波Ｓ　’　（ｔ）は、Ｓ　’　（ｔ）　＝　Ａｃｏ
ｓ　（ωｃｔ＋φ、（し）＋Δφ、１（ｔ）１となり、
遅延回路２７の出力Ｄ　’　（ｔ）は、Ｄ　’　（ｔ）
　”　Ａｃｏｓ　［ωｃ（ｔ＋八へ）＋φｉ　（ｔ）＋
φｍ（１＋Δτ）） となる。従って乗算器２６の出力は、 Ｓ’（ｔ）ＸＤ’（υ＝　−ｃｏｓ　（２（ωｃｔ十φ
１（ｔ））＋ωＣΔτ＋φ、（Ｌ）十φ□（を十Δτ）
）＋　−ｃｏｓ’　ＩωＣΔτ＋φｉ（ｔ＋Δτ）−φ
ｍ（ｔ）］となり、フィルタ２日の出力は、 −　ｃｏｓ　＜ωＣΔτ＋φＲ（ｔ＋Δτ）−φＲ（ｔ
）１となる。つまりランダムＦＭ雑音により搬送波の位
相が変動すると、フィルタ２８の出力は変動し、ωＣΔ
τ＝ｎπとすると、前記位相変動によりフィルタ２８の
出力が低下する。フィルタ２８の出力の低下が所定値以
上になると、比較器２９の入力が基準値以下になり、そ
の出力は高レベルに反転し、バーストがイ灸出される。

搬送波の位相変動は主に受信レベルが急激に変化する時
に発生するため、センサ回路２１としては受信信号のレ
ベルを検出してパース日食出するように構成することも
できる。すなわち第１）図に示すように受信ディジタル
角度変調波が端子３１よりレベル検出器３２に入力され
、その受信波の瞬時レベルが検出され、その検出出力の
高周波成分が高域通過フィルタ３３で取出され、つまり
受信レベルが急激に変化している成分のみが取出され、
これが２乗検波器３４で２乗検波され、瞬時レベルの急
激変動の大きさが検出され、その出力は比較器５５で基
準位と比較され、基準値より大きい場合は比較出力が高
レベルとなりバーストが検出される。

なお、点線で示すようにレベル検出器３２の検出瞬時レ
ベルを低域通過フィルタ３６に通して平均レベルを検出
し、その平均レベルとレベル検出器３２からの検出瞬時
レベルとを比較器３７で比較し、瞬時レベルが平均レベ
ル以下の場合に比較器３７の出力が高レベルとなり、こ
の高レベルと比較器３５の出力の論理積をアンド回路３
８でとり、アンド回路３日の出力が裔レベルの時をバー
スト検出状態としてもよい。

制御回路２３はいわゆるマイクロプロセッサを用いた構
成、ハードウェア構成の何れとしてもよい。後者の例を
第１２図に示す。位相設定器２４として前述したプリセ
ット可能なカウンタよりなる分周器を用いた場合で、基
準位相４５°、１３５°。

２２５°、３１５°をそれぞれ得るために必要な位相設
定器２４に対する初期値Ａｌ　、　Ａ２　、　Ａ：Ｉ　
。

Ａ４　（３６０分周を行う場合、４５，１３５゜２２５
．３１５）がレジスタ４１．４２．４３゜４４にそれぞ
れ設定され、これらレジスタ４１゜４２．４３．４４の
各出力はそれぞれゲート４５゜４６．４７．４８へ供給
される。象限検出器２２より第１象限、第２象限、第３
象限、第４象限の各出力が出力端子２４ａ、２４ｂ、２
４ｃ、２４ｄよりそれぞれゲート４８，４７．４６．４
５にゲート制御信号として供給される。ゲート４５〜４
８の各出力はオアゲート２９を通して位相設定器２４へ
供給される。一方センサ回路２１の出力と端子２５から
のタイミングクロックとの論理積がアンド回路５１でと
られ、バースト検出中はアンド回１．５１の出力により
、各タイムスロットごとにオアゲート２９の出力が位相
設定器２４にプリセットされる。

第６図中の曲線５２はこの発明を４相ＰＳＫ伝送系に用
いた場合の誤り率特性の実験結果を示す。

ただしフェージング周波数は４０Ｈｚである。この発明
を用いることにより受信電界レベルが雑音レベルよりも
十分高い場合、ランダムＦＭ９１音に起因する誤り特性
がこの発明を用いない場合（曲線１９）より改善されて
いることが理解される。

第１３図も４相ＰＳＫ伝送系について行った実験結果を
示し、同図Ａはこの発明を用いないフェージング下にお
ける同期検波出力のアイパターンを示し、同図Ｂはこの
発明を用いた場合の同期検波出力のアイパターンを示す
。ただし、フェージング周波数は２００Ｈｚ、第３図中
の乗算器１７の代りに排他的論理和を用いた。両図を比
較するとこの発明を用いると、ランダムＦＭによる搬送
波位相変動に対して再生搬送波位相が各タイムスロット
の中心で瞬時に追従していることが判る。

以上は４相ＰＳＫを例として詳細に説明をしたが、多値
のＰＳＫにも一般に適用できることは明らかである。た
だし、４相ＰＳＫで用いた象限検出器２２については多
値化に応じて位相領域を確定する回路に替えるとともに
、位相設定器２４についても精度の高いものが要求され
る。また狭義の位相変調波のみならず、ＧＭＳＫ　（ガ
ウシアンフィルタート　ミニマムシフト　キーイング）
波のように位相が停留点をもつ変調波の搬送波再生に対
しても一般的に適用することができる。４相ＰＳＫは第
１４図Ａに示すように位相が停留する時点と受信位相を
判定するタイミングとが一致しているが、ＧＭＳＫ波は
第１４図Ｂに示すようにこれらの時点は異なっている。

しかしながら、位相が停留する時点毎に位相再設定を行
えば前述した４相ＰＳＫの場合と同様の効果を得ること
ができる。

「発明の効果」 以上説明したように、この発明はバースト期間中、各タ
イムスロット毎に、その位相がほぼ停留する時点におい
て再生搬送波の位相を、変調波の■軸およびＱ軸で表わ
される基準位相の１つに再設定させ、かつその条件とし
て検波出力波形が再設定の前後において位相判定のため
のしきい値レベルと交差しないように構成したから、１
タイムスロツトあたり±４５°以内（４相ＰＳＫの場合
）の位相変化を持つランダムＦＭに対してはデータの誤
りは発生しないという効果がある。

この発明は伝送路上に多重反射によるフェージングが存
在するデジタル移動通信において間性能同期検波回路の
搬送波再生回路に適用して、搬送波位相の急激な変化が
バースト的に発生したときに、そのバースト期間中１タ
イムスロツトあたり±４５°以内の位相変化を持つラン
ダムＦＭによって引き起こされる誤りは無くなり誤り率
特性が改善される。

【図面の簡単な説明】

第１図は一般的な同期ネ★波回路の基本構成を示すブロ
ック図、第２図は従来の４相ＰＳＫの搬送波再生回路の
構成を示すブロック図、第３図は第２図中の余弦位相比
較検波器ＩＩの具体例を示すブロック図、第４図は４相
ＰＳＫの信号菟間図、第５図は変調波の位相と同期状態
にある再生搬送波の位相を基準とする信号平面（Ｉ、、
Ｑ、）を示す図、第６図は同期検波回路のフェージング
下の誤り率特性図、第７図はこの発明の実施例を示すブ
ロック図、第８図は実施例における変調波の１３号平面
（１，Ｑ）と再生搬送波の位相を基準とする信号平面（
１，、Ｑ、）の関係を示す図、第９図は実施例における
変調波の信号平面（１，Ｑ）と同期状態にある再生搬送
波の位相を基準とする信号平面＜１．、ＱＰ）を示す図
、第１０図及び第１）図はそれぞれセンサ回路２１の具
体例を示すブロック図、第１２図は制御回路２３の具体
例を示すブロック図、第１３図Ａは一般的な同３Ｉｌｌ
検波回路のフェージング下のアイパターンを示す図、第
１３図Ｂはこの発明を用いた同期検波回路のフェージン
グ下のアイパターンを示す図、第１４図Ａは４相ＰＳＫ
波の位相停留点と位相判別タイミング点の関係を示す図
、第１４図ＢはＧＭＳＫ波の位相停留点と位相判別タイ
ミング点の関係を示す図である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）ディジタル角度変調波を電圧制御発振器からの再
   生搬送波により同期検波器で同期検波し、その検波出力
   をループフィルタを通じて電圧制御発振器へ制御信号と
   して供給する位相同期ループを構成して上記再生搬送波
   を抽出する搬送波再生回路において、 上記同期検波器に入力されるディジタル角度変調波の搬
   送波成分の位相が急激に変動する状態が連続的に発生す
   るバーストを検出するセンサ回路と、 上記同期検波器の同期検波の出力をもとに、上記ディジ
   タル角度変調波の位相が上記再生搬送波に対して何れの
   象限にあるかを検出する象限検出器と、 上記電圧制御発振器の出力側に挿入され、上記バースト
   期間中に、上記ディジタル角度変調波の位相がほぼ停留
   する時点において上記象限検出器の検出象限が変化する
   ことなく、予め決められた基準位相の一つに上記再生搬
   送波の位相を再設定する位相設定器とを設けたことを特
   徴とする搬送波再生回路。