JPS63186591A

JPS63186591A - 直流調整装置

Info

Publication number: JPS63186591A
Application number: JP62315443A
Authority: JP
Inventors: アルフレッド　バウアー
Original assignee: Braun GmbH
Current assignee: Braun GmbH
Priority date: 1986-12-18
Filing date: 1987-12-15
Publication date: 1988-08-02
Anticipated expiration: 2012-03-12
Also published as: EP0271752B1; ATE98067T1; US4829218A; CA1285315C; EP0271752A2; EP0271752A3; DE3788342D1; JP2589518B2; DE3643221A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、直流モータのアーマチャ巻線と並列に接続さ
れたフリーホイールダイオードと、直流モータのアーマ
チャ巻線及び直流電圧源に直列に接続された制御可能な
スイッチング素子とを有し、上記スイッチング素子の制
御端子が５直流モータの回転速度の所望値を発生する発
生器を備えたパルス巾変調器の出力に接続された直流調
整装置に関する。

（従来技術）１９７８年発行の雑誌ｒＥ１ｅｋｔｒｏｎｉｋＪ第１ｅ
ｋｔｒｏｎｉｋＪ５頁に掲載された直流モータの回転速
度を制御するための回路構成においては、直流モータの
アーマチャ回路が、直流調整器を介して、交流電源に接
続されたブリッジ整流器の直流電圧端子に接続されてい
る。直流調整器は、直流モータのアーマチャ巻線及びブ
リッジ整流器の直流電圧端子に直列に接続された制御可
能な半導体スイッチを備えている。直流モータのアーマ
チャ巻線にはフリーホイールダイオードが並列に接続さ
れている。制御可能な半導体スイッチの制御端子は、制
御電圧源に各々接続された駆動段、発振器及びパルス巾
変調器を含む制御回路に接続されている。直流モータの
所望の速度は、パルス巾調整器によって予め決定するこ
とができる。

動作中に、直流調整器の制御可能な半導体スイッチは、
整流された交流電圧を直流モータのアーマチャ端子に素
早く連続的に印加し、制御可能な半導体スイッチのオン
時間中にはこの半導体スイッチにアーマチャ電流が流れ
、一方、制御可能な半導体スイッチのオフ時間中にはフ
リーホイールダイオードにアーマチャ電流が流れる。パ
ルスのデユーティ係数、即ち、平均パルス巾と平均パル
ス間隔の比を変えることにより、アーマチャ電流の時間
巾を変えて、直流モータをはゾ所望の速度にセットする
ことができる。制御可能な半導体スイッチを制御するた
めに制御回路によって行なわれるパルス巾変調により、
一定のパルス間隔、ひいては、一定の周波数を使用する
ことができる。

このため、比較器は、一定振幅及び一定周波数のデルタ
電圧即ち鋸歯状電圧を、パルスデューティ係数として所
望の値を与える一定の制御電圧と比較する。従って、比
較器の出力電圧は、制御電圧の大きさによって左右され
、それに応じて出力信号のパルス巾で変調できるように
する。

（発明が解決しようとする問題点）パルス巾変調の直流調整器を用いて直流モータの回転速
度を制御する場合には、直流電圧の大きさの変動及び時
間に伴う変動により直流モータのアーマチャ電流が変化
するので、直流リップル電圧が存在する中ではアーマチ
ャ電流に著しい変動が生じ、これは、付加的な手段を設
けなければ。

直流調整器の制御可能な半導体スイッチを制御する制御
回路で補償することができず、モータのアーマチャの負
荷損失を著しく増大させる。このようなアーマチャ電流
の変動が大きい程、整流された単相交流電源から一般的
に導出される直流電圧の平滑化が悪くなる。直流リップ
ル電圧を平滑化してフィルタするのに適したフィルタは
、複雑で、高価で、しかも、相当のスペースを必要とす
る。

そこで、本発明の目的は、直流モータのための直流調整
器であって、構造が簡単で、直流モータの確実な動作を
確保し、直流モータの過負荷を回避し、しかも、直流モ
ータに現われる電圧の演算平均が直流調整器に現われる
直流電圧の大きさの変動又は時間に伴う変動によって左
右されずに、直流調整器の制御回路の制御電圧のみに基
づくものとなるよう確保し、この制御電圧が所望の速度
を決定すると共に、複雑な平滑化及びフィルタ装置の必
要性を排除するような直流調整器を提供することである
。

（問題点を解決するための手段）この目的は、上記したような直流調整装置において、上
記パルス巾変調器が２段制御器として構成されて、ヒス
テリシスを有する第１比較器を備えており、その一方の
入力には、所望の回転速度に対応する第１の制御電圧が
印加されそしてその他方の入力は積分素子に接続され、
該積分素子は、電子スイッチを介して直流電圧に接続さ
れ、そして上記比較器の出力は、上記制御可能なスイッ
チング素子の制御端子に接続され、更に、このスイッチ
ング素子の信号が上記電子スイッチの制御端子に送られ
るようにされたことを可能にする直流調整装置によって
達成される。

信頼性のある動作を確保し且つ直流モータの過負荷状態
を回避する一方、直流調整器の構造を簡単化できるのに
加えて、本発明の解決策では、直流モータのアーマチャ
電流を非常に均一なものにすることができる。というの
は、直流モータに現われる電圧の演算平均が直流モータ
及び直流調整器に現われる直流電圧の大きさの変動によ
って左右されず、直流調整器を制御する制御回路の所望
の速度を予め決定する制御電圧のみに基づいたものとな
るからである。

本発明の解決策の効果的な実施例によれば、電子スイッ
チの制御端子に送られる信号は、制御可能なスイッチン
グ素子の制御端子又はヒステリシスを有する比較器の出
力と制御可能なスイッチング素子の出５力との両方から
引き出され、最後に述べる実施例は、制御可能なスイッ
チング素子の切り換え時間及び記憶時間に起因する時間
変位を考慮している。

本発明の解決策の更に効果的な実施例においては、直流
電圧源に並列に接続されて直列構成の　　”２つの分圧
抵抗で構成された分圧器において直流電圧を取り出すこ
とができ、更に、電子スイッチのスイッチング回路が第
１の分圧抵抗に並列に接続されそして積分素子が２つの
分圧抵抗の接続点に接続されたことを可能にする。

本発明の解決策のこの実施例では、直流調整器及び直流
モータに現われる全ての直流電圧が電子スイッチを経て
積分素子及びヒステリシスを有する比較器の入力に印加
されるのではなく、分圧器により、電子スイッチのスイ
ッチング回路に並列な抵抗を分圧器の全抵抗で割った商
に対応する部分のみが印加される。その結果、ヒステリ
シスを有する比較器の電圧スレッシュホールドは、この
商に対応する係数で減少される。電圧スレッシュホール
ドのこの減少により、モノリシックな集積部品やシュミ
ットトリガを使用することができる。

電流制限機能を果たすために、本発明の解決策の更に別
の効果的な実施例では、制御可能なスイッチング素子の
制御端子が、ヒステリシスを有する第２の比較器を含む
第２の２段制御装置の出力に更に接続され、この比較器
の非反転入力には、第２の制御電圧が印加されそしてそ
の反転入力は、ＲＣ素子を経て、制御可能なスイッチン
グ素子の負荷端子と測定抵抗のリードとの接合点に接続
され、測定抵抗の他方のリードは直流電圧源に接続され
る。

この解決策は、制御可能なスイッチング素子及び直流モ
ータを過負荷に対して保護するように働く簡単で高速な
電流制限機能を与える。

（実施例）本発明の考え方は、添付図面に示された実施例の以下の
詳細な説明より明らかとなろう。

第１図において、直流モータ３の回転速度を制御するた
めの回路構成には、直流モータ３のアーマチャ巻線に直
列に接続された電力導通性変調型電界効果トランジスタ
（ＣＯＭＦＥＴ）の形態の制御可能なスイッチング素子
２と、直流モータ３のアーマチャ巻線に並列に接続され
そしてアーマチャ電流の流れ方向と逆の極性にされたフ
リーホイールダイオード４とが示されている。

単相交流電源に接続されたブリッジ整流器の直流電圧端
子より成る直流電圧源Ｕは、直流モータ３と、制御可能
なスイッチング素子２を制御するための制御回路とに電
流、を供給するように働く。

制御回路は、ヒステリシスをもつ第１の比較器１０、即
ち、シュミットトリガを備えており、その非反転入力に
は抵抗１３を経て制御電圧Ｕｓｔが印加される。更に、
シュミットトリガ１０の非反転入力は、抵抗１４を経て
その出力に接続されている。シュミットトリガ１０の反
転入力は、積分抵抗９と積分キャパシタ７との接合点に
接続され、これらは積分素子を形成する。積分抵抗９の
他方のリードは、直流電圧源Ｕと並列に接続された分圧
器を形成する２つの分圧抵抗１１．１２の接合点に接続
される。積分キャパシタ７の他方のリードは、直流電圧
源Ｕの負の端子に直結される。

第１の分圧抵抗１１に並列に接続されているのは、電子
スイッチ８のスイッチング回路であり。

その制御端子は、インバータ１５を経て、ヒステリシス
を有する第１の比較器即ちシュミットトリガ１０の出力
に接続されている。更に、シュミットトリガ１０の出力
は、制御可能なスイッチング素子２の制御端子に直結さ
れている。

第１図の回路構成と基本的に同じである第２図の第２の
態様においては、半導体電子スイッチ８の制御端子がイ
ンバータ１５を経てシュミットトリガ１０の出力に接続
されるのではなく、制御可能なスイッチング素子２のス
イッチング回路に並列に接続された２つの直列接続抵抗
１６．１７の接合点に接続される。

第１図の回路構成の動作モードについて以下に詳細に説
明する。

直流モータの回転速度を制御する直流調整器の上記機能
と同様に、直流モータ３のアーマチャ巻線は、制御可能
なスイッチング素子２により、迅速に連続的に直流電圧
源Ｕに接続されたり切断されたりする。この構成では、
アーマチャ電流は、制御可能なスイッチング素子２がオ
ンである時にはこの制御可能なスイッチング素子２のス
イッチング回路に流れ、或いはこの制御可能なスイッチ
ング素子２がオフである時にはアーマチャ巻線に並列に
接続されたフリーホイールダイオード４に流れるという
ように交互に流れる。

制御可能なスイッチング素子２の制御は上記の制御回路
によって行なわれ、即ち、ここに述べる高速２段制御を
用いた実施例では、分圧器１１゜１２から取り出された
直流電圧源Ｕの部分電圧が半導体電子スイッチ８を経て
積分素子７．９に送られ、その時定数は、アーマチャの
インダクタンスをアーマチャの抵抗で割った商によって
決定された直流モータの時定数にはゾ対応する。２段制
御装置は、積分素子７．９と、ヒステリシスを有する第
１比較器即ちシュミットトリガ１０と、半導体電子スイ
ッチ８とによって形成される。

直流モータ３に現われる電圧の演算平均が高速２段制御
装置７．９．１０によって所望の値をとるようにするた
めには、直流モータ３に現われる全電圧又は分圧器１１
．１２によって分圧された部分電圧が２段制御装置の入
力に存在しなければならない。しかしながら、モータの
電圧は２段制御装置の基準電位（直流電圧源Ｕの負の端
子）を参照するものではなく正の端子を参照するもので
あることを考慮すれば、直流モータ３に現われる電圧は
、制御可能な半導体スイッチ８によって与えられねばな
らない。

制御可能なスイッチング素子２が導通した時には、直流
電圧Ｕが直流モータ３に現われる一方、分圧器１１．１
２によって分圧されて下げられた直流電圧が２段制御装
置の入力即ち積分素子７．９に現われる。

制御可能なスイッチング素子２が導通しない時には、直
流モータ３に直流電圧Ｕが現われない。

分圧器１１．１２によって分圧されて下げられた直流電
圧が２段制御装置の入力に保持されないようにするため
に、下方の分圧抵抗１１にまたがって接続された半導体
電子スイッチ８を導通状態に入れることによりこの制御
装置が短絡される。分圧されたモータ電圧は、このよう
に２段制御装置の入力に与えられ、即ち、半導体電子ス
イッチ８が開いた状態では、直流電圧源Ｕの部分電圧が
積分抵抗９に現われ、一方、半導体電子スイッチ８が閉
じた状態では、負又はアース電位が積分抵抗９に現われ
る。

このようにしてヒステリシスを有する第１の比較器即ち
シュミットトリガ１ｏの反転入力に現われる積分された
部分モータ電圧Ｕｃは、ヒステリシスを有する比較器即
ちシュミットトリガにおいてモータ電圧の所望値即ちそ
の所望の回転速度を表わす制御電圧Ｕｓｔと比較される
。この比較に基づいて、それに対応する制御信号が第１
のシュミットトリガ１０の出力に現われたり現われなか
ったりし、それにより、制御可能なスイッチング素子２
を制御するか又はインバータ１５を経て制御可能な半導
体スイッチ８を制御する。

シュミットトリガ１ｏの出力から制御可能な半導体スイ
ッチ８の制御端子へのフィードバックにより、積分素子
７，９の入力にはパルス状電圧が現われ、その演算平均
は制御電圧Ｕｓｔに対応する。制御可能なスイッチング
素子２も同様にシュミットトリガ１０の出力信号によっ
て制御されるから、このパルス状電圧に対応して直流モ
ータ３に現われる電圧Ｕｃは、次の分圧比でより大きな
ものとなる。

Ｒよ、＋Ｒ１□ Ｒ０□ このようにして、直流モータ３は、モータ電圧の演算平
均値Ｕ旧こ対応する純粋な直流電圧で動作するかのよう
に働く。その結果、本発明の回路構成は、入力電圧源の
変動やリップルにあまり影響されなくなり、モータ電圧
、即ち直流モータ３の回転速度は、はゾ制御電圧Ｕｓｔ
の大きさのみに基づいたものとなる。

第２図の回路構成の動作モードは、第１図の回路構成の
動作モードと実質的に対応するが、その相違点は、制御
可能な半導体スイッチ８の制御が、抵抗１６．１７を経
て取り出されて制御可能なスイッチング素子２のスイッ
チング回路に現われる電圧に基づいたものとなることで
ある。これにより、制御可能なスイッチング素子２の切
り換え遅延及び蓄積時間が考慮に入れられ、直流モータ
３の回転速度のより均一な制御が達成される。

第３図において、過電流制限機能が追加された直流モー
タのための直流調整器は、第１図及び第２図の回路構成
と同様に、直流モータ３のアーマチャ巻線に直列に接続
された制御可能なスイッチング素子２と、直流モータ３
のアーマチャ巻線に並列に接続されたフリーホイールダ
イオード４とを備えている。この回路構成において詳細
に示されていて、直流モータ３と、制御可能なスイッチ
ング素子２を制御する制御回路とに電圧を供給するよう
に働く入力回路は、単相交流電源１００と、直列抵抗１
０１と、並列キャパシタ１０２と、スイッチ１０３と、
ブリッジ整流器１０４とを備えており、直流電圧端子と
並列に平滑化キャパシタ１０５が接続されている。

第１図及び第２図の回路構成と同様に、制御可能なスイ
ッチング素子２を制御するための制御回路は、ヒステリ
シスを有する第１比較器、即ちシュミットトリガ１０と
、積分素子７．９と、制御可能な半導体スイッチ８とで
構成された第１の高速２段制御装置を備えている。この
実施例でトランジスタとして表わされた制御可能な半導
体スイッチ８のスイッチング回路は、第１の分圧抵抗１
１と並列に接続されており、この抵抗は、第２の分圧抵
抗１２と共に、平滑化キャパシタ１ｄ５と並列に接続さ
れて、分圧器を形成する。

積分抵抗９の一方のリードは、２つの分圧抵抗１１．１
２の接続部に接続され、そしてその他方のリードは、ヒ
ステリシスを有する第１の比較器即ちシュミットトリガ
１０の反転入力と、積分キャパシタ７の一方のリードと
に接続され、このキャパシタの他方のリードは、負の直
流電圧端子もしくはアース電位に接続されている。

ヒステリシスを有する第１の比較器即ちシュミットトリ
ガ１０の非反転入力には、第１の制御電圧Ｕｓｔｌが印
加され、これは、平滑化キャパシタ１０５に接続された
安定化回路によって与えられる一定の直流電圧源からポ
テンショメータを介して通学道りに取り出される。シュ
ミットトリガ１０への電圧供給は、例えば、＋１０ボル
トの安定化直流電圧源から同様に行なわれる。

第１図及び第２図の回路構成に対応する制御回路に加え
て、第２の高速２段制御装置が設けられており、この制
御装置は、ヒステリシスを有する第２の比較器即ちシュ
ミットトリガ２０と、このシュミットトリガ２０の反転
入力に接続されたＲＣ素子１８．２１と、直流モータ３
のアーマチャ巻線及び制御可能なスイッチング素子２の
負荷回路に直列に接続された測定抵抗２２とで構成され
る。第２のシュミットトリガ２０の非反転入力には、第
２の制御電圧Ｕｓｔ２が印加される。

第２図の回路と同様に、制御可能な半導体スイッチ８の
制御端子は、制御可能なスイッチング素子２のスイッチ
ング回路及び測定抵抗２２と並列に接続された２つの抵
抗１６，１７の接合点に接続される。

ヒステリシスを有する２つの比較器、即ち、シュミット
トリガ１０．２０の出力は、互いに直結されて、制御可
能なスイッチング素子２の制御端子に接続されると共に
、外部抵抗１９を経て、＋１０ボルトの安定化電圧源に
接続される。

第３図の回路構成の動作モードは、第４図に示された永
久磁石直流モータの回転速度対トルク図を参照して以下
に詳細に述べる。

シュミットトリガ１０、積分素子７，９及び電子スイッ
チ８を含む第１の高速２段制御装置の動作モードは、第
１図及び第２図を参照して説明した回路の動作モードと
同じである。しかしながら、第２の高速２段制御装置に
より、電流の演算平均１ａｖが制御可能なスイッチング
素子２により最大値に制限され、それにより生じるモー
タ電流ＩＭは、直流モータ３の回転速度及び該モータの
他の一定量に基づくものとなる。

制御可能なスイッチング素子２に流れる電流は、測定抵
抗２２に測定電圧を発生し、これは、ＲＣ素子１８．２
１において積分されそしてヒステリシスを有する第２の
比較器２０の反転入力に通される。最大電流値を決定す
る制御電圧Ｕｓｔ２がヒステリシスを有する第２比較器
２ｏの非反転入力に存在するので、制御可能なスイッチ
ング素子２に流れる電流が最大値を越える状態により、
ヒステリシスを有する比較器２ｏの出力、即ち、制御可
能なスイッチング素子２の制御を決定する出力が作動化
される。というのは、比較器１０．２０の両出力は外部
抵抗１９に対してオープンコレクタ型のものであり、ワ
イヤドオア機能が達成されるからである。

制御可能なスイッチング素子２及びフリーホイールダイ
オード４におけるオン状態ロスを無視すれば、制御可能
なスイッチング素子２に流れる電流の演算平均Ｉａｖに
対するモ７タ電流工　の依阿与件は、次の関係によって表わされるシ但し、Ｕは直流
電圧源によって送られる供給電圧であり、Ｕは直流モー
タ３における電圧の演算平均である。

電流制限機能が設定された場合には、モータ速度ｎに対
して次の式が得られる。

但し、Ｒａは直流モータ３のアーマチャ抵抗値であり、
Ｋはモータデータに基づく定数である。この式から、設
定された電流制限機能として第４図に破線で示された回
転速度特性が得られる。

電子スイッチ２の電流に比例する抵抗２２の電圧が第２
の２段制御装置１８．２０．２１．２２の入力に印加さ
れるので、第２の２段制御装置１８．２０．２１．２２
は、電子スイッチ２に流れる電流の演算平均を一定に維
持するのであって、モータ電流の演算平均を一定に維持
するのではない。これは、厨房用の駆動装置において特
に望まれることである。制御が第１の２段制御装置７．
８．９．１０から・第２の２段制御装置１８．２０．２
１．２２へ移されると、直流モータ３に送られる電力が
一定に維持されるようになる。

第４図は、ヒステリシスを有する第１比較器１０の非反
転入力に現われる制御電圧Ｕｓｔｌをパラメータとして
速度対トルクの特性を示している。

電流制限機能が設定されているので、第１の制御電圧Ｕ
ｓｔｌに基づく実線で示された特性曲線は、最大電流を
越えた時にはモータ電圧の演算平均の制御により破線で
示したような特性曲線となる。

安全特性と称するこの特性は、直流モータ３が静止して
いる状態で生じるモータ電流が永久磁石を消磁させるに
至らせないように選択するのが効果的である。

上記の電流制限機能の実質的な利点は、高い回転速度に
おいてモータ電流の値を著しく下げることであり、これ
は、直流モータの整流、ひいては、ブラシの寿命に効果
をもたらす。

第５図に示された直流調整器の回路図は、整流器の入力
回路と、制御可能なスイッチング素子２に対する制御回
路（ヒステリシスを有する２つの比較器１０．２０を含
む）とを備えており、それらの構成及び機能は、前記の
実施例に対応するものであり、同様の回路素子が同じ参
照番号で示されている。

第５図の実施例において、ヒステリシスを有する第１比
較器１０の制御電圧は、ポテンショメータ５３による分
圧器において調整され、一方、ヒステリシスを有する第
２比較器２０の制御電圧は、直流電圧源に接続された２
つの直列接続抵抗２５．２６より成る分圧器から取り出
される。直流調整器の作動電圧は、平滑化キャパシタ１
０５にかシる直流電圧から抵抗５５を介して取り出され
る。更に、ツェナーダイオード５２が設けられており、
これは、比較回路に電流を供給するための作動電圧を調
整して制御電圧を発生すると共に、制御可能なスイッチ
ング素子２を制御するエミッタホロワ５０を作動するよ
うに同様に機能する。

第５図に示された直流調整器の付加的な部品は、ヒステ
リシスを有する更に別の比較器３０．４ｏを含み、これ
らの比較器は、各々、過剰温度状態が生じた時にモータ
をオフにすると共に電子的な直流調整器の電子制御シス
テムの作動電圧を監視するように働く。

電子的な過剰温度保護機構は、アーマチャ巻線の銅ワイ
ヤが例えば１２０℃の最大温度に達する前に直流モータ
３をオフにするように働く。回転するアーマチャ巻線は
、センサで測定するように容易に接近することができな
いので、アーマチャ巻線に発生する熱は、適当なサイズ
及び定格の低抵抗電流検出抵抗３３を設けることによっ
て別の場所に再現させ、即ち、アーマチャ巻線を加熱す
るアーマチャ電流をこの電流検出抵抗３３に流し、この
抵抗３３を同様に加熱させる。

この電流検出抵抗３３に発生する熱はＮＴＣ抵抗３２に
よって感知され、この抵抗３２は、電流検出抵抗３３と
熱接触されて、ヒステリシスを有する第３比較器３０の
非反転入力に接続される。

ＮＴＣ抵抗３２の他方のリードは、基準電位に接続され
る。

更に、ヒステリシスを有する第３比較器３０の非反転入
力は、抵抗３４を経て入力電圧の正の端子に接続される
と共に更に別の抵抗３１を経てその出力に接続される。

ヒステリシスを有する第３比較器３０の出力は、更に、
ダイオード３５のカソードに接続され、そのアノードは
、ヒステリシスを有する最初の２つの比較器１０．２０
の出力の接合部に接続される。ヒステリシスを有する第
３比較器３０の反転入力は、入力電圧が印加される分圧
器３６．３７に接続される。

電流検出抵抗３３、ひいては、直流モータ３のアーマチ
ャ巻線の温度が上昇すると、ＮＴＣ抵抗３２の抵抗値が
減少する。この抵抗値が所定値より下がると、ヒステリ
シスを有する第３比較器３０の出力が低電位に切り換わ
り、ヒステリシスを有する第１及び第２比較器１ｏ、２
０の出力をダイオード３５を経て低電位に引っ張る。こ
れにより、制御回路５０を経て制御可能なスイッチング
素子２がオフ状態に保持され、従って、アーマチャ電流
が流れず、直流モータ３がオフに切り換えられる。

ヒステリシスを有する第３比較器３０の出力電位が低電
位に切り換わると、抵抗５４及び発光ダイオード５１に
電流が流れて該ダイオードを発光させる。これは、過熱
によってモータがオフにされたことを指示する。

アーマチャ電流の遮断により、電流検出抵抗３３はゆっ
くりと冷却し、従って、熱結合されたＮ　Ｔ　Ｃ抵抗３
２の抵抗値は、所定値に達してヒステリシスを有する第
３比較器３０の出力を再び高電位に切り換えるまで減少
し、所定値に達すると、ヒステリシスを有する最初の２
つの比較器１ｏ、２０の出力は、再びアクティブな状態
となり、第１図ないし第３図を参照して述べたように制
御可能なスイッチング素子を制御し、直流モータ３を再
びオンにする。

直流調整器の電子制御システムの作動電圧を監視するた
めに、ヒステリシスを有する第４比較器４０が使用され
、この比較器は、直流調整器がオンにされた時に、例え
ば、定格が１５ボルトである電子制御システムの作動電
圧が約１０ボルトの最小値に達するまで制御可能なスイ
ッチング素子２に電流が流れないようにし、制御可能な
スイッチング素子２に熱的な過負荷が生じるおそれを排
除する。

作動電圧を監視するために、ヒステリシスを有する第４
比較器４０の非反転入力は分圧器４２．４６に接続され
、一方、その反転入力は、ダイオード４４のアノードと
、入力電圧の正端子に接続′された抵抗４３とに接続さ
れる。ダイオード４４のカソードは基準電圧に接続され
る。更に、ヒステリシスを有する第４比較器４０の非反
転入力は、更に別の抵抗４１を経てその出力に接続され
、この出力は、ダイオード４５のカソードにも接続され
、そのアノードは、ヒステリシスを有する最初の２つの
比較器１ｏ、２ｏの出力に接続される。

直流調整器の電子制御システムに現われる作動電圧は、
分圧器４２．４６によって分圧された後に、ヒステリシ
スを有する第４比較器４０の非反転入力に送られ、一方
、その反転入力は、ダイオード４４のホワード電圧を基
準電圧として受は取り、このダイオードには交差電流が
流れ、これは抵抗４３によって調整することができる。

直流調整器がオンにされた後に、ヒステリシスを有する
第４比較器４０の非反転入力に現われる電圧がその反転
入力の電圧（この電圧はダイオード４４のホワード電圧
に対応する）を所定量だけ越えた場合には、ヒステリシ
スを有する第４比較器４０の出力が高電位に切り換わり
、他の比較器１０．２０．３０の機能を解除する。これ
は、作動電圧が、抵抗の大きさを対応的に決めることに
よりセットされた例えば１ｏボルトの最小値に達した場
合である。その前に、ヒステリシスを有する第４比較器
４ｏの出力は、ヒステリシスを有する他の比較器１０．
２０．３ｏの出力、ひいては、制御可能なスイッチング
素子２の制御回路５０の入力を低電位に保持し、スイッ
チング素子２をオフ状態にしてアーマチャ電流が流れな
いようにする。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による直流モータのための直流調整器
の一実施例の回路図、第２図は、本発明による直流モータのための直流調整器
の第２の実施例の回路図、第３図は、第２図に基づく回路図で、直流モータのアー
マチャ電流を制限する付加的な回路を備えた本発明によ
る直流調整器の第３の実施例の回路図。第４図は、第３図の回路構成を用いた時の回転速度対ト
ルクを示すグラフ、そして第５図は、直流モータを保護するための過剰温度保護機
能及び作動電圧監視機能が追加された本発明による直流
調整器の第４の実施例の回路図である。２・・・制御可能なスイッチング素子３・・・直流モータ４・・・フリーホイールダイオード８・・・半導体電子スイッチ１０．２０．３０．４０・・・比較器１１．１２・・・電圧分割抵抗１５・・・インバータ１６．１７・・・抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

（１）直流モータのアーマチャ巻線と並列に接続された
フリーホイールダイオードと、上記直流モータのアーマ
チャ巻線と直流電圧源とに直列に接続された制御可能な
スイッチング素子とを備え、上記スイッチング素子の制
御端子が直流モータの回転速度の所望値を発生する発生
器を備えたパルス巾変調器の出力に接続された直流調整
装置において、上記パルス巾変調器は、ヒステリシスを
有する第１の比較器を備えた２段制御器として構成され
、該第１比較器の一方の入力には、所望の回転速度に対
応する第１の制御電圧が印加され、他方の入力には積分
素子が接続され、該積分素子は、電子スイッチを介して
直流電圧に接続されそして上記第１の比較器の出力は、
上記制御可能なスイッチング素子の制御端子に接続され
、更に、該スイッチング素子の信号が上記電子スイッチ
の制御端子に送られるように構成されたことを特徴とす
る直流調整装置。
（２）上記電子スイッチの制御端子は、ヒステリシスを
有する前記比較器の出力に接続され、この出力は、上記
制御可能なスイッチング素子の制御端子に接続される特
許請求の範囲第１項に記載の直流調整装置。
（３）上記電子スイッチの制御端子は、上記制御可能な
スイッチング素子のスイッチング回路と並列に接続され
た２つの抵抗の接続点に接続される特許請求の範囲第１
項に記載の直流調整装置。
（４）上記直流電圧は、直流電圧源と並列に接続された
分圧器において取り出すことができ、この分圧器は２つ
の直列接続された分圧抵抗より成り、そして上記電子ス
イッチのスイッチング回路は、第１の分圧抵抗に並列に
接続され、上記積分素子は、前記２つの分圧抵抗の接続
点に接続される特許請求の範囲の前記各項のいずれかに
記載の直流調整装置。
（５）上記制御可能なスイッチング素子の制御端子は、
更に、電流を制限するために、ヒステリシスを有する第
２の比較器を含む第２の２段制御器の出力に接続され、
該第２比較器の非反転入力には、第２の制御電圧が印加
され、反転入力は、ＲＣ素子を経て、上記制御可能なス
イッチング素子の負荷側端子と、測定抵抗の一方の端子
との接続点に接続され、該測定抵抗の他方の端子は直流
電圧源に接続される特許請求の範囲の前記各項のいずれ
かに記載の直流調整装置。
（６）上記ＲＣ素子は抵抗を備え、その一方の端子は、
ヒステリシスを有する第２の比較器の反転入力とキャパ
シタの第１の端子とに接続され、他方の端子は、上記制
御可能なスイッチング素子の負荷側端子に接続され、上
記キャパシタの第２の端子は直流電圧源に接続される特
許請求の範囲第５項に記載の直流調整装置。
（７）直流モータのアーマチャ巻線に直列に接続された
電流検出抵抗がＮＴＣ抵抗と熱接触状態にされ、該ＮＴ
Ｃ抵抗は、ヒステリシスを有する第３の比較器の非反転
入力に接続され、このヒステリシスを有する第３の比較
器の反転入力は、直流電圧源の端子に接続された分圧器
に接続され、ヒステリシスを有する第３の比較器の出力
は、ダイオードを経て上記ヒステリシスを有する第１及
び第２比較器の出力に接続され、このダイオードのカソ
ードはその出力に接続されていて、アーマチャの電流が
流れる電流検出抵抗が所定の温度まで加熱された時に、
ヒステリシスを有する第３の比較器の出力電位が高い電
位から低い電位へと切り換えられて、制御可能なスイッ
チング素子の制御を遮断するようにされた特許請求の範
囲の前記各項のいずれかに記載の直流調整装置。
（８）ヒステリシスを有する第４の比較器の非反転入力
は、直流電圧源に接続された分圧器に接続され、このヒ
ステリシスを有する第４の比較器の反転入力は、抵抗と
ダイオードの接続部に接続され、該ダイオードのカソー
ドは、直流電圧源の基準電位に接続され、上記ヒステリ
シスを有する第４の比較器の出力は、ダイオードを経て
上記ヒステリシスを有する第１及び第２の比較器の出力
に接続され、上記ダイオードのカソードは、その出力に
接続されていて、上記分圧器の抵抗値に基づいて、上記
ヒステリシスを有する第４比較器の出力電位は、直流電
圧源の電圧が最小値に達した時に低い電位から高い電位
へと切り換わり、これにより、上記制御可能なスイッチ
ング素子の制御を可能にする特許請求の範囲の前記各項
のいずれかに記載の直流調整装置。