JPS63171019A - スイッチング素子スナッバ - Google Patents
スイッチング素子スナッバInfo
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- JPS63171019A JPS63171019A JP62249047A JP24904787A JPS63171019A JP S63171019 A JPS63171019 A JP S63171019A JP 62249047 A JP62249047 A JP 62249047A JP 24904787 A JP24904787 A JP 24904787A JP S63171019 A JPS63171019 A JP S63171019A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
- H02M1/34—Snubber circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
- H02M1/34—Snubber circuits
- H02M1/346—Passive non-dissipative snubbers
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は一般に電源に関し、とくに無損失型スイッチン
グ・トランジスタ、スナッバに関する。
グ・トランジスタ、スナッバに関する。
スイッチング・トランジスタ・スナツバとはスイッチン
グ・トランジスタにかかるストレスを軽減するためにト
ランジスタの負荷線を変、形し、かつスイッチング型の
電源によって引き起こされる電磁干渉（ＥＭＩ）をも軽
減することができる、スイッチング型電源回路に付加さ
れる回路である。
グ・トランジスタにかかるストレスを軽減するためにト
ランジスタの負荷線を変、形し、かつスイッチング型の
電源によって引き起こされる電磁干渉（ＥＭＩ）をも軽
減することができる、スイッチング型電源回路に付加さ
れる回路である。
スイッチング型電源回路内のスイッチング・トランジス
タはオフ時に誘導負荷となり、そのためトランジスタの
負荷曲線はスナツバ無しでは第３図のようになる。負荷
曲線がスナッバにより再変形されないと、回路のピーク
・コレクタ電圧は第４図に示すようにピーク・コレクタ
電流とともに同時発生し、その結果、スイッチング・ト
ランジスタで消費される電力は最大となる。第５図には
シングルエンド型フライバック・コンバータ内の損失型
抵抗・コンデンサ（ＲＣ）スナツバ回路が示しである。
タはオフ時に誘導負荷となり、そのためトランジスタの
負荷曲線はスナツバ無しでは第３図のようになる。負荷
曲線がスナッバにより再変形されないと、回路のピーク
・コレクタ電圧は第４図に示すようにピーク・コレクタ
電流とともに同時発生し、その結果、スイッチング・ト
ランジスタで消費される電力は最大となる。第５図には
シングルエンド型フライバック・コンバータ内の損失型
抵抗・コンデンサ（ＲＣ）スナツバ回路が示しである。
トランジスタＱ、がオンである間、コンデンサＣＩは、
抵抗Ｒ＋を介してＥｉｎの値に充電される。トランジス
タＯＩがオフに切換えられると、スナツバがないときに
はトランジスタＱ、を流れた、変圧器Ｔ１からの電流は
コンデンサＣ８と抵抗Ｒ１とに転流される。抵抗Ｒ１に
より通常、消費される電力はＰ ” （ｆ ） （ＣＩ
） （２Ｅｉｎ）”である。
抵抗Ｒ＋を介してＥｉｎの値に充電される。トランジス
タＯＩがオフに切換えられると、スナツバがないときに
はトランジスタＱ、を流れた、変圧器Ｔ１からの電流は
コンデンサＣ８と抵抗Ｒ１とに転流される。抵抗Ｒ１に
より通常、消費される電力はＰ ” （ｆ ） （ＣＩ
） （２Ｅｉｎ）”である。
Ｃ，＝２０００ｐＦ、 ｆ ＝２０ＫＨｚ及びＥｉｎ
（ｍａｘ） ＝３６０Ｖであるオフライン・コンバー
タの場合はＰ＝２０．７ワツトになることがわかる。
（ｍａｘ） ＝３６０Ｖであるオフライン・コンバー
タの場合はＰ＝２０．７ワツトになることがわかる。
第６図にはシングルエンド型フライバック・コンバータ
用の損失型ダイオード・抵抗・コンデンサ（ＤＲＣ）ス
ナッバ回路が示しである。この回路の機能はＲＣスナッ
バ回路の機能と同様である。
用の損失型ダイオード・抵抗・コンデンサ（ＤＲＣ）ス
ナッバ回路が示しである。この回路の機能はＲＣスナッ
バ回路の機能と同様である。
しかし、電力消費は依然として高いものの、抵抗Ｒ，に
はダイオードＣＲ，が付けられて分路されているのでお
よそ半分になる。
はダイオードＣＲ，が付けられて分路されているのでお
よそ半分になる。
第７図には１９７９年５月の第６回合国ソリッドステ゛
−ト電力変換会議（ｔｈｅ ５ｉｘｔｈ Ｎａｔｉｏｎ
ａｌ ５ｏｌｉｄ−５ｔａｔｅ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖ
ｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ）の会報に所収の
Ｅｕｇｅｎｅ Ｃ，Ｗｈｉｔｃｏｍｂ氏の論文ｒ ＤＥ
Ｓ ＩＧＮ ＩＮＧＮＯＮ−ＤＩＳＳＩＰＡＴＩＶＥ
Ｃ［ＩＲＲＥＮＴ ５ＮＵＢＢＥＲＳ ＦＯＲＳ
ＷＩＴＣＨＥＤＭＯＤＥ Ｃ０ＮＶＥＲＴＥＲ５Ｊ ニ
開陳されている無損失型ダイオード・インダクタ・コン
デンサ（ＤＬＣ）スナッバ回路が示しである。このスナ
ッバはおそらくは１１５ｖの交流電力では無損失的に動
作するであろうが、２３０ｖの交流電力で動作させると
欠点を生じる。抵抗Ｒ７とＲ２との間の接続点での電圧
はダイオードＣＲ，を通して引かれる電流によってプル
・ダウンされる傾向がある。その結果、コンデンサＣＩ
は約３００ボルト又はそれ以上の定格の高圧コンデンサ
である必要がある。この部品はほとんどの標準型コンデ
ンサより物理的に大きく、一般的ではないので、より高
価である。国際市場向けの電源を設計する上での共通の
目標には電力及び物理的なスペースの効率、及び国際電
力規格（１１５／２３０Ｖ）への適応性が含まれる。
−ト電力変換会議（ｔｈｅ ５ｉｘｔｈ Ｎａｔｉｏｎ
ａｌ ５ｏｌｉｄ−５ｔａｔｅ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖ
ｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ）の会報に所収の
Ｅｕｇｅｎｅ Ｃ，Ｗｈｉｔｃｏｍｂ氏の論文ｒ ＤＥ
Ｓ ＩＧＮ ＩＮＧＮＯＮ−ＤＩＳＳＩＰＡＴＩＶＥ
Ｃ［ＩＲＲＥＮＴ ５ＮＵＢＢＥＲＳ ＦＯＲＳ
ＷＩＴＣＨＥＤＭＯＤＥ Ｃ０ＮＶＥＲＴＥＲ５Ｊ ニ
開陳されている無損失型ダイオード・インダクタ・コン
デンサ（ＤＬＣ）スナッバ回路が示しである。このスナ
ッバはおそらくは１１５ｖの交流電力では無損失的に動
作するであろうが、２３０ｖの交流電力で動作させると
欠点を生じる。抵抗Ｒ７とＲ２との間の接続点での電圧
はダイオードＣＲ，を通して引かれる電流によってプル
・ダウンされる傾向がある。その結果、コンデンサＣＩ
は約３００ボルト又はそれ以上の定格の高圧コンデンサ
である必要がある。この部品はほとんどの標準型コンデ
ンサより物理的に大きく、一般的ではないので、より高
価である。国際市場向けの電源を設計する上での共通の
目標には電力及び物理的なスペースの効率、及び国際電
力規格（１１５／２３０Ｖ）への適応性が含まれる。
本発明は実用的で効率的なスイッチング・トランジスタ
・スナッバ回路を提供することを目的とする。
・スナッバ回路を提供することを目的とする。
本発明の好適な実施例に基づき、実用的で効率的な無損
失型スイッチング・トランジスタ・スナッバ回路が従来
型の無損失型スイッチング・トランジスタ・スナッバに
ダイオードを付加し、かつオフ時のスイッチング・トラ
ンジスタからの転換電流によるスナッバ・コンデンサ内
の残留エネルギを活用することにより実現される。スナ
ッバ回路の目的はコンデンサを入力電圧に充電して、ス
イッチング・トランジスタを急激な立上り時間及びピー
ク電力の引き（ｄｒａｗ）からしゃへいすることである
。このスナッバ回路は、コンデンサが周期中の１ポイン
トにて必要な電圧に充電されるが、極性は逆であるとい
う事実を利用したものである。
失型スイッチング・トランジスタ・スナッバ回路が従来
型の無損失型スイッチング・トランジスタ・スナッバに
ダイオードを付加し、かつオフ時のスイッチング・トラ
ンジスタからの転換電流によるスナッバ・コンデンサ内
の残留エネルギを活用することにより実現される。スナ
ッバ回路の目的はコンデンサを入力電圧に充電して、ス
イッチング・トランジスタを急激な立上り時間及びピー
ク電力の引き（ｄｒａｗ）からしゃへいすることである
。このスナッバ回路は、コンデンサが周期中の１ポイン
トにて必要な電圧に充電されるが、極性は逆であるとい
う事実を利用したものである。
付加されたダイオードはコンデンサに正しい電荷を保持
する。ＬＣ共振周期の半周期を利用することによりコン
デンサの極性は逆転される。別のダイオードはＬＣ共振
周期を停止する。回路内には抵抗素子が存在しないので
、回路は理想的に電力を消費しない。この回路は１１５
ｖでも２３０Ｖの交流電力でも等しく動作する。この設
計によって高耐圧コンデンサの必要性がなくなり、振動
が少なくなり、かつ標準型の、より小型の効率の高い部
品を使用できる。
する。ＬＣ共振周期の半周期を利用することによりコン
デンサの極性は逆転される。別のダイオードはＬＣ共振
周期を停止する。回路内には抵抗素子が存在しないので
、回路は理想的に電力を消費しない。この回路は１１５
ｖでも２３０Ｖの交流電力でも等しく動作する。この設
計によって高耐圧コンデンサの必要性がなくなり、振動
が少なくなり、かつ標準型の、より小型の効率の高い部
品を使用できる。
第１図は本発明の望ましい実施例を示している。
インダクタＬ、の目的はトランジスタＱ、がオンである
間、コンデンサＣ１にその頂部から底部に向けて正から
負に向う極性でＥｉｎと等しいかそれに近い電荷を充電
することである。次にＣＩはトランジスタＱ、がオフに
切換わる間に変圧器の一次電流をトランジスタＱ１から
コンデンサＣ１およびダイオードＣＲ３に転流して、第
３図の負荷線に示すようなトランジスタＱ、内のストレ
スを軽減する。
間、コンデンサＣ１にその頂部から底部に向けて正から
負に向う極性でＥｉｎと等しいかそれに近い電荷を充電
することである。次にＣＩはトランジスタＱ、がオフに
切換わる間に変圧器の一次電流をトランジスタＱ１から
コンデンサＣ１およびダイオードＣＲ３に転流して、第
３図の負荷線に示すようなトランジスタＱ、内のストレ
スを軽減する。
コンデンサＣ１は、トランジスタＱ、のコレクタ電圧が
その最大値に到達すると、ダイオードＣＲ，とＣＲ４を
通して頂部から底部へ向けて負から正に向う極性の電圧
に充電される。コンデンサＣＩに印加される電圧は変圧
器Ｔ１の一次のリセット電圧と変圧器Ｔ、の漏れインダ
クタンス・スパイク電圧との和に等しい。この電圧はＥ
ｉｎよりも高いことが可能であり、又、通常はＢｉｎよ
り高い。ダイオードＣＲ，はトランジスタＱ１がオンに
戻るまでコンデンサＣＩが放電することを阻止する。コ
ンデンサＣ８にががる電圧は十分な値であるが所望の極
性とは反対の極性である。従ってインダクタＬ１とコン
デンサＣ＋とから成るＬＣ共振回路はトランジスタ０．
がオンの時間中、コンデンサＣＩの電圧極性を逆転する
。ブロッキング・ダイオードＣＲｇはコンデンサＣ１に
その頂部から底部へ向けて正から負に向かうＢｉｎとほ
ぼ等しい電荷を残して半周期の終りで振動を停止する。
その最大値に到達すると、ダイオードＣＲ，とＣＲ４を
通して頂部から底部へ向けて負から正に向う極性の電圧
に充電される。コンデンサＣＩに印加される電圧は変圧
器Ｔ１の一次のリセット電圧と変圧器Ｔ、の漏れインダ
クタンス・スパイク電圧との和に等しい。この電圧はＥ
ｉｎよりも高いことが可能であり、又、通常はＢｉｎよ
り高い。ダイオードＣＲ，はトランジスタＱ１がオンに
戻るまでコンデンサＣＩが放電することを阻止する。コ
ンデンサＣ８にががる電圧は十分な値であるが所望の極
性とは反対の極性である。従ってインダクタＬ１とコン
デンサＣ＋とから成るＬＣ共振回路はトランジスタ０．
がオンの時間中、コンデンサＣＩの電圧極性を逆転する
。ブロッキング・ダイオードＣＲｇはコンデンサＣ１に
その頂部から底部へ向けて正から負に向かうＢｉｎとほ
ぼ等しい電荷を残して半周期の終りで振動を停止する。
インダクタ内ｔ内に蓄積された超過電流は全てダイオー
ドＣＲｆｆを経てソースＢｉｎへと再びダンプ（ｄｕｍ
ｐ）される。
ドＣＲｆｆを経てソースＢｉｎへと再びダンプ（ｄｕｍ
ｐ）される。
コンデンサＣＩを充電するのに許容される時間量はトラ
ンジスタＱ、のオン時間以下であることが必要であり、
以下の式により定められる。
ンジスタＱ、のオン時間以下であることが必要であり、
以下の式により定められる。
充電時間−ｔ＝期間／２＝（２π（１，”（：、） （
＋／り ） ／２ｔ＝π（Ｌ、１１（：、） （＋／Ｉ
＋１ここでＬ＋及びＣ１は共振周波数を定める。
＋／り ） ／２ｔ＝π（Ｌ、１１（：、） （＋／Ｉ
＋１ここでＬ＋及びＣ１は共振周波数を定める。
充電経路はグランドからダイオードＣＲ，，インダクタ
ＬＩ％コンデンサＣ１及びトランジスタＱ、を経由して
グランドへと戻る。無損失直列共振回路（振動を持続す
ることが許容される）においては回路内の総エネルギＵ
はインダクタのエアギャップ（磁束）内に蓄積されてい
るエネルギＵｂとコンデンサの電界内に蓄積されている
エネルギＵｅとの和に等しい。すなわち、 Ｕ−Ｕｂ＋Ｕｅ＝ （１／２）Ｌ＊ｉ”＝（１／２）（
９”）／にこでｉはインダクタ内の電流であり、ｑはコ
ンデンサ内の電荷である。
ＬＩ％コンデンサＣ１及びトランジスタＱ、を経由して
グランドへと戻る。無損失直列共振回路（振動を持続す
ることが許容される）においては回路内の総エネルギＵ
はインダクタのエアギャップ（磁束）内に蓄積されてい
るエネルギＵｂとコンデンサの電界内に蓄積されている
エネルギＵｅとの和に等しい。すなわち、 Ｕ−Ｕｂ＋Ｕｅ＝ （１／２）Ｌ＊ｉ”＝（１／２）（
９”）／にこでｉはインダクタ内の電流であり、ｑはコ
ンデンサ内の電荷である。
第９図は理想的なＬＣ共振回路内の電流と電圧の位相関
係を示す。エネルギＵは、電流ｉが最大値にあり、かつ
一方向に流れる時と、最大値にあり、かつ別の方向に流
れる時、すなわち振動の１周期中の９０’と２７０６の
２点において、そのすべてが、インダクタ内に存在する
。該エネルギはコンデンサが逆の極性に充電される場合
、すなわちθ°または３６０ ’と１８０６とにおいて
、１周期中に２度そのすべてがコンデンサ内に存在する
。
係を示す。エネルギＵは、電流ｉが最大値にあり、かつ
一方向に流れる時と、最大値にあり、かつ別の方向に流
れる時、すなわち振動の１周期中の９０’と２７０６の
２点において、そのすべてが、インダクタ内に存在する
。該エネルギはコンデンサが逆の極性に充電される場合
、すなわちθ°または３６０ ’と１８０６とにおいて
、１周期中に２度そのすべてがコンデンサ内に存在する
。
第１図に示すスナッバ回路に於ては、インダクタし、に
ががる、その左から右へ向けての正がら負に向う電圧の
極性はθ°から９０″で生じる。この極性は９０’から
１８０ ’へ向けて逆転する。電流は１８０ ”におい
て、ダイオードＣＲ，により阻止され、エネルギの全て
はコンデンサＣ１に残る。ダイオードＣＲｆｆは全ての
超過エネルギをＥｉｎ電圧供給源にダンプするためのク
ランプとして機能する。ダイオードＣＲ，内の逆回復（
ｒｅｖｅｒｓｅ ｒｅｃｏｖｅｒｙ）時間のために、電
流の一部はインダクタＬ、へと戻され、かつダイオード
ＣＲ，は、インダクタＬ、が逆バイアス・ダイオードＣ
Ｒ，及び他の浮遊キャパシタンスと共に振動する際、ダ
イオードＣＲ１に現れる逆電圧を制限するためのもので
ある。必要な電圧は既にコンデンサＣＩにて確立され、
かつスナツバ回路はトランジスタＱ、をオフに切換える
態勢にある。
ががる、その左から右へ向けての正がら負に向う電圧の
極性はθ°から９０″で生じる。この極性は９０’から
１８０ ’へ向けて逆転する。電流は１８０ ”におい
て、ダイオードＣＲ，により阻止され、エネルギの全て
はコンデンサＣ１に残る。ダイオードＣＲｆｆは全ての
超過エネルギをＥｉｎ電圧供給源にダンプするためのク
ランプとして機能する。ダイオードＣＲ，内の逆回復（
ｒｅｖｅｒｓｅ ｒｅｃｏｖｅｒｙ）時間のために、電
流の一部はインダクタＬ、へと戻され、かつダイオード
ＣＲ，は、インダクタＬ、が逆バイアス・ダイオードＣ
Ｒ，及び他の浮遊キャパシタンスと共に振動する際、ダ
イオードＣＲ１に現れる逆電圧を制限するためのもので
ある。必要な電圧は既にコンデンサＣＩにて確立され、
かつスナツバ回路はトランジスタＱ、をオフに切換える
態勢にある。
本発明の別の実施例は第２図に示しである。この場合、
補助巻線がコンデンサＣ＋ｔ” Ｂｉｎに充電するため
の付加電圧を供給する。変圧器ＴＩが二次側にエネルギ
を伝達している間、トランジスタＱ、上のＶｃｅは降下
し、ダイオードＣＲ２はコンデンサＣ３の電位によりわ
ずかに順方向バイアスをかけられる。
補助巻線がコンデンサＣ＋ｔ” Ｂｉｎに充電するため
の付加電圧を供給する。変圧器ＴＩが二次側にエネルギ
を伝達している間、トランジスタＱ、上のＶｃｅは降下
し、ダイオードＣＲ２はコンデンサＣ３の電位によりわ
ずかに順方向バイアスをかけられる。
変圧器Ｔ、に対して、等しい充電、放電時間を有する理
想的なシングルエンド型フライバック・コンバータに於
ては、コンデンサＣ３には補助−次巻線がなくともＢｉ
ｎと等しい電荷が残るであろう。
想的なシングルエンド型フライバック・コンバータに於
ては、コンデンサＣ３には補助−次巻線がなくともＢｉ
ｎと等しい電荷が残るであろう。
トランジスタＱ１のコレクタにおける最適化された波形
を第１０図に示す。オンに切換わる直前に、エネルギは
変圧器ＴＩからダンプされ、ＶｃｅはＥｉｎと等しい電
圧に戻っている。コンデンサＣＩにかかる電圧はその頂
部から底部へ向けて負から正に向う極性となろう。何故
ならばトランジスタＱ１のコレクタ上の電圧がそのピー
ク値にあるときは、コンデンサはダイオードＣＲ３を経
て充電するからである。トランジスタＱ１がオンに切換
わると、ダイオードＣＲ２、インダクタしいコンデンサ
ＣＩ及びトランジスタＱ、により形成される共振回路は
半周期だけ振動するであろう。（何故ならば、ダイオー
ドＣＲ，は１方向だけの電流しか許容しないからである
。）コンデンサＣ８内に蓄積されたエネルギは全てイン
プラし、に転移し、次にコンデンサＣＩに戻る。
を第１０図に示す。オンに切換わる直前に、エネルギは
変圧器ＴＩからダンプされ、ＶｃｅはＥｉｎと等しい電
圧に戻っている。コンデンサＣＩにかかる電圧はその頂
部から底部へ向けて負から正に向う極性となろう。何故
ならばトランジスタＱ１のコレクタ上の電圧がそのピー
ク値にあるときは、コンデンサはダイオードＣＲ３を経
て充電するからである。トランジスタＱ１がオンに切換
わると、ダイオードＣＲ２、インダクタしいコンデンサ
ＣＩ及びトランジスタＱ、により形成される共振回路は
半周期だけ振動するであろう。（何故ならば、ダイオー
ドＣＲ，は１方向だけの電流しか許容しないからである
。）コンデンサＣ８内に蓄積されたエネルギは全てイン
プラし、に転移し、次にコンデンサＣＩに戻る。
この時、コンデンサＣＩは再びＥ、に充電されるが、極
性は頂部から底部へ向かって正から負へと向かう極性で
ある。
性は頂部から底部へ向かって正から負へと向かう極性で
ある。
しかし実際には、オン切換え時にコンデンサＣ３に残る
電圧は、コレクタの波形が第１０図のようではないので
Ｅｉｎより一般に、かなり低い。ＤＬＣスナツバは多量
のエネルギを消費しないので、トランジスタＱ１の完全
な１周期中、多くの異なる共振回路が存在する。これら
の種々の回路の振動は、回路中に抵抗がないので、変圧
器Ｔ＋がダンプされている間、多くは減衰しない。変圧
器ＴＩ （−次）、コンデンサＣＩ、インダクタＬ、及
びダイオードＣＲ。
電圧は、コレクタの波形が第１０図のようではないので
Ｅｉｎより一般に、かなり低い。ＤＬＣスナツバは多量
のエネルギを消費しないので、トランジスタＱ１の完全
な１周期中、多くの異なる共振回路が存在する。これら
の種々の回路の振動は、回路中に抵抗がないので、変圧
器Ｔ＋がダンプされている間、多くは減衰しない。変圧
器ＴＩ （−次）、コンデンサＣＩ、インダクタＬ、及
びダイオードＣＲ。
の共振回路はオン切換え時に振動しがちであり、かつオ
ン切換え時にどこにエネルギが蓄積されているかによっ
て、コンデンサＣＩへの充電可能な電圧が定まる。ダイ
オードＣＲｚ及びトランジスタＱ１に帰因する電圧降下
はまた、ジュール熱による損失エネルギを表わす。第１
１図参照。
ン切換え時にどこにエネルギが蓄積されているかによっ
て、コンデンサＣＩへの充電可能な電圧が定まる。ダイ
オードＣＲｚ及びトランジスタＱ１に帰因する電圧降下
はまた、ジュール熱による損失エネルギを表わす。第１
１図参照。
オン切換え時に、コンデンサが（０，７） Ｅｉｎの電
圧を有しているとすると、トランシタしはオフ切換え時
にはダイオードＣＲ３が順バイアスされるまで変圧器か
らの電流ＩＴＩの全てを流さなければならない。トラン
ジスタＱ１はＶｃｅ −（０，３） Ｅｉｎになるまで
Ｉｔ＋の全てを伝達しなければならないだろう。
圧を有しているとすると、トランシタしはオフ切換え時
にはダイオードＣＲ３が順バイアスされるまで変圧器か
らの電流ＩＴＩの全てを流さなければならない。トラン
ジスタＱ１はＶｃｅ −（０，３） Ｅｉｎになるまで
Ｉｔ＋の全てを伝達しなければならないだろう。
そこでコンデンサＣＩをＢｉｎまで充電できるように、
コンデンサＣ１上の損失電荷を補うために変圧器に別の
巻線が付加された （補助−次巻線−Ａｕｘ ｐｒｉ）
。
コンデンサＣ１上の損失電荷を補うために変圧器に別の
巻線が付加された （補助−次巻線−Ａｕｘ ｐｒｉ）
。
６．３３＝１に等しいＰＲ，： Ａｕｘ ｐｒｉ巻線比
はコンデンサＣＩにおける十分な電荷と、ダイオードＣ
Ｒ３を介してダンプされる超過電流との適切な妥協点で
ある。この比率は厳密なものではなく、−次巻線は既に
、利用可能な別の諸機能向けに存在し得よう。＾ｕｘ
ｐｒｉによりコンデンサＣ５に印加される電圧量は理想
的な回路において、 Ｖｃｈｇ ＝ ２ （Ｅａｕｘ）である。
はコンデンサＣＩにおける十分な電荷と、ダイオードＣ
Ｒ３を介してダンプされる超過電流との適切な妥協点で
ある。この比率は厳密なものではなく、−次巻線は既に
、利用可能な別の諸機能向けに存在し得よう。＾ｕｘ
ｐｒｉによりコンデンサＣ５に印加される電圧量は理想
的な回路において、 Ｖｃｈｇ ＝ ２ （Ｅａｕｘ）である。
本発明の１実施例においては、インダクタＬ、＝６８０
μＨ１コンデンサＣＩ＝ ２２００ｐＦである。コンデ
ンサーは高いピーク電流う取り扱うために高品質コンデ
ンサ（低損失係数）でなければならない。
μＨ１コンデンサＣＩ＝ ２２００ｐＦである。コンデ
ンサーは高いピーク電流う取り扱うために高品質コンデ
ンサ（低損失係数）でなければならない。
Ｗｉｍａ ＦＫＰＩコンデンサを選ぶのが好適である。
インダクタＬ１も高品質でなければならない。インダク
タＬ１にかかる電圧は（Ｅｉｎ ＋ Ｅａｕｘ）である
ので、＠線は短絡しないように管理されなければならな
い。インダクタＬ１はインダクタし、により発生される
磁場を包含するためギヤツブ付のトロイド又はボットコ
アのものであるものとする。Ｖｏｕｔ ＝ １２０Ｖ、
１ｏｕｔ＝、４５Ａ、 Ｐｏｕｔ＝５４Ｗのとき本電源
で計測された効率は８８％であった。
タＬ１にかかる電圧は（Ｅｉｎ ＋ Ｅａｕｘ）である
ので、＠線は短絡しないように管理されなければならな
い。インダクタＬ１はインダクタし、により発生される
磁場を包含するためギヤツブ付のトロイド又はボットコ
アのものであるものとする。Ｖｏｕｔ ＝ １２０Ｖ、
１ｏｕｔ＝、４５Ａ、 Ｐｏｕｔ＝５４Ｗのとき本電源
で計測された効率は８８％であった。
以上説明したように、本発明を用いることにより、スイ
ッチング・トランジスタ・スナッバ回路に使用するコン
デンサには、高耐圧物を使用する必要はなく、標準型の
、より小型で廉価な部品を使用することができる。
ッチング・トランジスタ・スナッバ回路に使用するコン
デンサには、高耐圧物を使用する必要はなく、標準型の
、より小型で廉価な部品を使用することができる。
第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は本発明の
別の実施例を示す図、第３図はスナッバ回路なし、ＲＣ
スナッバ回路付、及びＤＲＣまたはＤＬＣ回路付電源の
トランジスタ負荷線を示す図、第４図はスナッバ回路の
ない電源におけるスイッチング・トランジスタのコレク
タ電流１ｃとコレクタ電圧Ｖｃｅとの関係を示す図、第
５図はシングルエンド型フライバック・コンバータ用の
ＲＣ損失型スナッバ回路を示す図、第６図はシングルエ
ンド型フライバック・コンバータ用のＤＲＣ損失型スナ
ツバ回路を示す図、第７図は従来の無損失型ＤＬＣスナ
ッバ回路を示す図、第８Ａ図及び第８Ｂ図はそれぞれ第
１図、第２図に示された本発明の実施例でのコレクタ電
流１ｃ及びコレクタ電圧Ｖｃｅに対するタイミングを示
す図、第９図はＬＣ共振回路の電流と電圧の位相関係を
示す図、第１０図は前記別の実施例における最適化コレ
クタ電圧波形を示す図、第１１図は前記別の実施例にお
ける実際のコレクタ電圧波形を示す図である。
別の実施例を示す図、第３図はスナッバ回路なし、ＲＣ
スナッバ回路付、及びＤＲＣまたはＤＬＣ回路付電源の
トランジスタ負荷線を示す図、第４図はスナッバ回路の
ない電源におけるスイッチング・トランジスタのコレク
タ電流１ｃとコレクタ電圧Ｖｃｅとの関係を示す図、第
５図はシングルエンド型フライバック・コンバータ用の
ＲＣ損失型スナッバ回路を示す図、第６図はシングルエ
ンド型フライバック・コンバータ用のＤＲＣ損失型スナ
ツバ回路を示す図、第７図は従来の無損失型ＤＬＣスナ
ッバ回路を示す図、第８Ａ図及び第８Ｂ図はそれぞれ第
１図、第２図に示された本発明の実施例でのコレクタ電
流１ｃ及びコレクタ電圧Ｖｃｅに対するタイミングを示
す図、第９図はＬＣ共振回路の電流と電圧の位相関係を
示す図、第１０図は前記別の実施例における最適化コレ
クタ電圧波形を示す図、第１１図は前記別の実施例にお
ける実際のコレクタ電圧波形を示す図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 次の（イ）〜（ハ）を設けて成るスイッチング素子スナ
ッバ。 （イ）電圧を保持するための容量性手段。 （ロ）スイッチング素子の不導通時に、前記容量性手段
に、入力にほぼ等しい電圧を保持しておくための捕獲手
段。 （ハ）前記スイッチング素子の導通時に前記容量性手段
の極性を逆にするための手段。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US913788 | 1986-09-30 | ||
| US06/913,788 US4772810A (en) | 1986-09-30 | 1986-09-30 | Apparatus for non-dissipative switching transistor snubber |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63171019A true JPS63171019A (ja) | 1988-07-14 |
Family
ID=25433577
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62249047A Pending JPS63171019A (ja) | 1986-09-30 | 1987-09-30 | スイッチング素子スナッバ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4772810A (ja) |
| EP (1) | EP0262820A3 (ja) |
| JP (1) | JPS63171019A (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4025322A1 (de) * | 1990-08-10 | 1992-02-13 | Thomson Brandt Gmbh | Netzbetriebene phasenanschnitt-steuerschaltung |
| US5055991A (en) * | 1990-10-12 | 1991-10-08 | Compaq Computer Corporation | Lossless snubber |
| KR100219314B1 (ko) * | 1992-09-25 | 1999-09-01 | 무라따 미치히로 | 공진형 전원 회로 |
| US5379206A (en) * | 1992-12-02 | 1995-01-03 | Argus Technologies, Ltd. | Low loss snubber circuit with active recovery switch |
| GB2280552B (en) * | 1993-07-29 | 1997-05-21 | Murata Manufacturing Co | Resonance power circuit |
| US5414613A (en) * | 1993-08-20 | 1995-05-09 | Rem Technologies, Incorporated | Soft switching active snubber for semiconductor circuit operated in discontinuous conduction mode |
| GB9423449D0 (en) * | 1994-11-21 | 1995-01-11 | Cambridge Power Conversion Ltd | Switch mode power supplies |
| US5615094A (en) * | 1995-05-26 | 1997-03-25 | Power Conversion Products, Inc. | Non-dissipative snubber circuit for a switched mode power supply |
| US5694302A (en) * | 1996-08-20 | 1997-12-02 | Compaq Computer Corporation | Passive clamp and ripple control for buck boost converter |
| DE19709448A1 (de) * | 1997-03-07 | 1998-09-10 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Schaltnetzgerät mit Sperrwandler |
| US6008630A (en) * | 1998-07-02 | 1999-12-28 | Compact Computer Corporation | Soft-switched built-in active snubber circuit |
| US6611410B1 (en) | 1999-12-17 | 2003-08-26 | Siemens Vdo Automotive Inc. | Positive supply lead reverse polarity protection circuit |
| EP1411205A3 (en) * | 2002-10-17 | 2005-05-11 | Hunter Douglas Industries B.V. | Power conversion unit and method of providing power to a window covering |
| US8000112B2 (en) * | 2008-04-11 | 2011-08-16 | Flextronics Ap, Llc | Active snubber for transition mode power converter |
| KR20150026470A (ko) | 2013-09-03 | 2015-03-11 | 삼성전자주식회사 | 광원 구동장치, 디스플레이장치 및 그 구동방법 |
| US11888311B2 (en) * | 2021-08-26 | 2024-01-30 | Advanced Energy Industries, Inc. | Simplified voltage-boosting snubber network |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50145840A (ja) * | 1974-05-11 | 1975-11-22 | ||
| DE2639589C2 (de) * | 1976-09-02 | 1982-10-14 | Andreas Prof. Dr.-Ing.habil. 7000 Stuttgart Boehringer | Anordnung ohne prinzipbedingte Verluste zur Entlastung elektrischer oder elektronischer Einwegschalter von ihrer Verlustleistungsbeanspruchung beim Ausschalten |
| US4414479A (en) * | 1981-07-14 | 1983-11-08 | General Electric Company | Low dissipation snubber for switching power transistors |
| US4403269A (en) * | 1982-03-05 | 1983-09-06 | International Business Machines Corporation | Non-dissipative snubber circuit apparatus |
| CH653495A5 (fr) * | 1983-07-05 | 1985-12-31 | Cerac Inst Sa | Circuit de commande d'un convertisseur statique. |
-
1986
- 1986-09-30 US US06/913,788 patent/US4772810A/en not_active Expired - Fee Related
-
1987
- 1987-09-10 EP EP87307992A patent/EP0262820A3/en not_active Withdrawn
- 1987-09-30 JP JP62249047A patent/JPS63171019A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0262820A2 (en) | 1988-04-06 |
| EP0262820A3 (en) | 1989-07-26 |
| US4772810A (en) | 1988-09-20 |
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