JPS6315916Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 この考案は電子楽器等で用いる楽音合成装置に
関し、特にデイジタル演算によつて所望音色の楽
音を合成する装置に関する。

周波数変調演算もしくはそれに類似した演算に
よつて所望音色の楽音を合成する方法もしくは装
置は、米国特許第4018121号明細書（特開昭50−
126406号）あるいは特開昭55−7733号明細書等で
知られている。しかし、それらの先行出願に示さ
れたような従来技術においては、周波数変調演算
もしくはそれに類似した演算による楽音合成の基
本構成が示されているにとどまり、具体的な音色
もしくは楽器音を合成するための手段が十分に解
明されてはいなかつた。また、この分野の従来技
術においては、所望の音色もしくは楽器音を得る
ための演算パラメータの与え方の解明に重きが置
かれており、そして、この解明は極めて困難であ
つた。

この考案は上述の点に鑑みてなされたもので、
周波数変調演算によつて楽音を合成するものにお
いて、簡単な構成によつて多系列効果を実現でき
る楽音合成装置を提供しようとするものである。

以下添付図面を参照してこの考案の一実施例を
詳細に説明しよう。

第１図を参照すると、巡回型周波数変調演算回
路１０（以下、周波数変調演算をFMと略称す
る）とオペレータOP１を含む系列と、オペレー
タOP２及びOP３を含む系列の２つが並列に設け
られている。両系列で夫々合成された楽音信号す
なわちオペレータOP１及びOP３の出力信号は加
算器１１で加算され、両系列の楽音信号を加算合
成したものが該加算器１１から出力される。巡回
型FM回路１０においても１個のオペレータOP
０が用いられている。各オペレータOP０〜OP３
の内部構成は同一であり、例えば第２図のように
なつている。

第２図において、オペレータOP０〜OP３は正
弦波テーブル１２を含んでおり、加算器１３から
与えられるデータをアドレス信号として所定位相
角に対応する正弦波サンプル点振幅値を該テーブ
ル１２から読み出す。このオペレータOP０乃至
OP３は周波数変調演算の基本演算素子として機
能する。すなわち、加算器１３の一方入力には変
調波信号入力１４を介して適宜の変調波信号の瞬
時振幅値を示すデータ（これを仮に（ω_nｔ）で
示す）が与えられ、他方入力には搬送波位相入力
１５及び乗算器１６を介して搬送波信号の瞬時位
相角を示すデータ（これを仮にω_cｔで示す）が
与えられる。乗算器１６には搬送周波数制御入力
１７を介して搬送周波数を制御するための係数
（これを仮にｋで示す）が与えられる。従つて、
入力１５から与えられた位相角データω_cｔに係
数ｋを掛けた値「kω_cｔ」が加算器１３に入力さ
れる。以上の構成によつて、正弦波テーブル１２
からは搬送波信号を変調波信号によつて周波数変
調した信号の瞬時振幅値 sin｛kω_cｔ＋（ω_nｔ）｝ …(1) が読み出される。

正弦波テーブル１２の出力は乗算器１８を経由
してオペレータOP０乃至OP３の出力信号とな
る。乗算器１８には振幅制御入力１９を介して正
弦波テーブル１２の出力信号の振幅を制御するた
めの係数が与えられる。この入力１９に外部から
与えられる係数は、オペレータOP０乃至OP３の
用途に応じて、楽音の振幅エンベロープを設定す
る係数（これを仮にＥ（ｔ）で示す）または変調
指数に相当する係数（これを仮にＩ（ｔ）で示す）
のどちらかである。オペレータの出力を変調波信
号として用いる場合は乗算器１８に与えられる係
数は変調指数Ｉ（ｔ）を示し、楽音信号として用
いる場合はその係数は振幅エンベロープの瞬時値
Ｅ（ｔ）を示す。

第１図において、オペレータOP１の変調波信
号入力（第２図の１４に相当するもの）にはシフ
ト回路２１を介して巡回型FM回路１０の出力信
号が加わる。巡回型FM回路１０においては、オ
ペレータOP０の出力信号が平均化回路２４及び
シフト回路２０を介して該オペレータOP０の変
調波信号入力（第２図の１４）に回帰している。
尚、オペレータOP０の入力と出力との間には適
宜の時間遅れがあるものとする。もう一方の系列
では、オペレータOP２の変調波信号入力（第２
図の１４）には何の信号も加えられていず、オペ
レータOP３の変調波信号入力にオペレータOP２
の出力信号がシフト回路２３を介して加えられ
る。シフト回路２０，２１，２３は各オペレータ
OP０乃至OP３に与えられる変調波信号のデイジ
タル値を上位桁または下位桁に適量シフトするも
ので、各々におけるシフト量はデータS₀，S₁，S₃
に応じて可変できるようになつている。このシフ
トによつて、巡回型FM回路１０においては回帰
率が制御され、オペレータOP１，OP３において
は変調指数が制御される。

各オペレータOP０〜OP３の搬送波位相入力
（第２図の１５）には、発生しようとする楽音の
周波数に対応して繰返し変化する瞬時位相角デー
タqF（第２図のω_cｔに相当するもの）が夫々入力
される。この位相角データqFを発生する装置は
特に図示しないが、鍵盤における押鍵に応じて所
定周波数に対応する定数Ｆを読み出し、この数Ｆ
を規則的に累算して値「qF」（ｑは計算タイミン
グの進展に伴なう変数）を得る装置、その他周知
の装置を用いることができる。各オペレータOP
０〜OP３の搬送周波数制御入力（第２図の１７）
には搬送周波数制御係数k₀，k₁，k₂，k₃が各別に
入力される。通常、各オペレータOP０〜OP３に
は共通の位相角データqFが入力されるが、これ
を係数k₀〜k₃に応じて制御することにより、各オ
ペレータにおける搬送周波数を独立に制御するこ
とができる。

オペレータOP０，OP２の振幅制御入力（第２
図の１９）には変調指数に相当する振幅係数I₀
（ｔ），I₂（ｔ）が夫々与えられる。これらの係数
I₀（ｔ），I₂（ｔ）及びシフト量を指示するデータ
S₀，S₁，S₃に応じて各オペレータOP０，OP１，
OP３で用いる変調波信号の変調指数が設定され
る。オペレータOP１，OP３の振幅制御入力（第
２図の１９）には振幅エンベロープを示す係数
E₁（ｔ），E₃（ｔ）が与えられる。尚、オペレータ
OP２には変調波信号が加えられていないため、
事実上、位相角データqFと係数k₂とによつて定
まる周波数の正弦波信号を発生する回路として動
作する。

巡回型FM回路１０では、周波数変調された信
号を任意の回帰率で変調波信号として帰還するよ
うにしているため、倍音成分が豊富でしかも低次
倍音ほどレベルが高く高次倍音になるほどレベル
が低くなる単調減少傾向の応用性の高いスペクト
ル分布をもつ信号を合成することができ、かつ回
帰率（すなわちシフト回路２０のシフト量）を制
御することにより倍音数を容易に制御できるとい
う利点をもつている。すなわち、シフト回路２０
のシフト量を制御して回帰率を高めると、巡回型
FM回路１０から出力される信号において相対的
に高次の倍音成分が数及びレベル共に増強され、
回帰率を低くするとその逆に相対的に高次の倍音
成分が数、レベル共に減少する。平均化回路２４
は、巡回によつて生じる信号振幅のハンチング現
象を防止するために設けられるもので、オペレー
タOP０から該回路２４に入力される信号の隣接
サンプル点同士の振幅の平均値を求めて出力する
ようにしてある。

第１図のようなオペレータ組合せによれば、一
方の系列ではオペレータOP１において巡回型
FM回路１０から発生された倍音成分の豊富な変
調波信号によつて周波数変調が行なわれ、他方の
系列ではオペレータOP３においてオペレータOP
２から発生された正弦波信号によつて単純な周波
数変調が行なわれることになる。従つて、以下で
述べるような特殊な多系列効果が簡単な構成によ
つて実現できることになる。

ビブラフオンやエレクトリツクピアノにみられ
るような音のうねりを出すためには、両系列で同
系の音色を合成し、かつ夫々のピツチを幾分ずら
すようにすればよい。系列間でピツチをずらすた
めには、オペレータOP０及びOP１で使用する位
相角データqFの定数Ｆの値とオペレータOP２及
びOP３で使用する位相角データqFの定数Ｆの値
とを幾分ずらせばよい。同系の音色とするには両
系列で得られる楽音の倍音成分が似るようにすれ
ばよい。例えば、ビブラフオンの音色を合成する
場合、各オペレータOP０〜OP３の搬送周波数制
御係数をk₀＝７，k₁＝１，k₂＝７，k₃＝１に夫々
設定する。勿論、同系音色といつても両系列の音
色が全く同じではなく、一方が巡回型FM回路１
０を用いているため、味わいのある特殊な多系列
効果をもたらす。

両系列の演算形式の違いを利用して異なる音色
の楽音を混合した効果を得ることも容易に行なえ
る。例えば、ストリングとクラリネツトを混合す
る場合は、各オペレータOP０〜OP３の搬送周波
数制御係数をk₀＝１，k₁＝１，k₂＝２，k₃＝１と
し、オペレータOP０とOP１を含む系列でストリ
ングを分担させ、OP２とOP３を含む系列でクラ
リネツトを分担させる。

１音色のスペクトル構成を両系列で部分的に分
担し合うことにより、スペクトル分布が比較的離
散的な傾向にある音色例えばパイプオルガン等の
音色を合成するのにも適している。例えば、スペ
クトル構成における規則的な部分（例えば倍音を
豊富に含むパイプ音によつてもたらされるスペク
トル部分）は巡回型FM回路１０を含む系列を用
いて合成し、スペクトル構成における不規則的な
部分（例えば特定次数の倍音が強いパイプ音によ
つてもたらされるスペクトル部分）はオペレータ
OP２とOP３を含む単純な周波数変調演算系列を
用いて合成するとよい。

尚、第１図では巡回型FM回路１０を含む系列
と単純な周波数変調演算によつて楽音合成を行な
う系列とが夫々１系列しか設けられていないが、
各々をまたはどちらか一方を複数系列並列に設け
るようにしてもよい。また、単純な周波数変調演
算を行なう系列の最初のオペレータOP２には周
波数変調機能が要求されないので、単なる正弦波
（または所定波形）発生器を用いてもよい。また、
オペレータOP０〜OP３を個別に設けずに、１台
のオペレータを時分割使用してOP０〜OP３の機
能を果すようにしてもよい。また、ハードロジツ
クに限らず、マイクロコンピユータのソフトウエ
ア処理によつてこの考案を実施することも可能で
ある。

尚、巡回型FM回路１０では複数のオペレータ
を用いて巡回ループを構成するようにしてもよ
い。また、各オペレータに含まれる正弦波テーブ
ル１２は正弦波に限らず、その他の所定波形を記
憶するものであつてもよい。さらにまた、シフト
回路２１，２３は適宜省略することができる。

以上説明したようにこの考案によれば、巡回型
周波数変調演算回路の出力を変調波信号として周
波数変調演算を行なう系列と、単純な周波数変調
演算を行なう系列とを並設したので、特殊な多系
列効果が簡単な構成で実現できるようになるとい
う優れた効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの考案の一実施例を示すブロツク
図、第２図は第１図で用いるオペレータの一例を
示すブロツク図である。 OP０，OP１，OP２，OP３……オペレータ、
１０……巡回型周波数変調演算回路、１１，１３
……加算器、１２……正弦波テーブル、１４……
変調波信号入力、１５……搬送波位相入力、１
６，１８……乗算器、１７……搬送周波数制御入
力、１９……振幅制御入力、２０，２１，２３…
…シフト回路、（ω_nｔ）……変調波信号、ω_c
ｔ，qF……位相角データ、ｋ，k₀，k₁，k₂，k₃
……搬送周波数制御係数、Ｉ（ｔ），I₀（ｔ），I₂
（ｔ）……変調指数、Ｅ（ｔ），E₁（ｔ），E₃（ｔ）
……振幅係数。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 １ 自らの出力信号を変調波信号として回帰さ
   せ、この変調波信号と楽音周波数に対応する搬
   送波情報とによつて周波数変調演算を行なう巡
   回型周波数変調演算手段、及びこの巡回型周波
   数変調演算手段の出力信号が変調波信号として
   加えられ、この変調波信号と楽音周波数に対応
   する搬送波情報とによつて周波数変調演算を行
   なう演算手段を含む第１の系列と、 楽音周波数に対応する所定波形信号を発生す
   る手段及びこの所定波形信号を変調波信号とし
   て楽音周波数に対応する搬送波情報を用いて周
   波数変調演算を行なう演算手段を含む第２の系
   列と を夫々少なくとも１系列づつ並列に具備し、
   前記第１及び第２の系列における演算パラメー
   タが夫々独立に制御可能であり、前記各系列の
   出力を加算合成して楽音信号を得るようにした
   楽音合成装置。 ２ 前記第１及び第２の系列における各演算手段
   の各々は、楽音周波数に対応して繰返し変化す
   る位相角データに任意の係数を乗算し、前記搬
   送波情報として出力する第１の乗算手段と、前
   記第１の乗算手段の出力と変調波信号とを加算
   する加算手段と、所定の波形を予め記憶し、前
   記加算手段の出力をアドレス信号として前記波
   形を読み出す波形記憶手段と、前記波形記憶手
   段の出力信号の振幅を可変制御する第２の乗算
   手段とを含むものである実用新案登録請求の範
   囲第１項記載の楽音合成装置。