JPS63158903A - 変調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「発明の目的」 （産業上の利用分野） 本発明は、一般的には、バランス型変調器に関し、より
詳細に言えば、直線性と、搬送波抑圧に改善を加えた可
変コンダクタンスギルバート型変調器に関するものであ
る。

（従来の技術） アナログ変調器と乗算器とはよく知られている。

周知の乗算器回路の中で一つの特殊な型は、可変相互コ
ンダクタンス差動ペア即ちギルバート型乗算器である。

このような回路は回路出力が二個の入力電圧の直線的産
物である場合、役立つように設計されている。典型的に
は、直線的産物は、スケール因子で調節可能である。基
礎的差動ペアー乗算器はビー・ギルバートの「サブナノ
セカンド反応を持つ精密なフォーコーダント乗算器」で
ＩＥＥＥ固体回路誌、５Ｃ−３，Ｎα４，３６５〜３６
７頁（１９６８年１２月）で紹介された。又、クラーク
、エタルの通信回路：分析と設計（アジソン、ウニズレ
−出版社、１９７１年）３６２〜２７３頁をギルバート
型乗算器の教科書として参照されたい。ギルバート型乗
算器は集積回路に容易に応用できる。例えば、モートロ
ーラ半導体では、ＭＣｌ５９５Ｌチツプとして知られる
フォーコーダント乗算器チップを製造している。

上記の可変相互コンダクタンスギルバート型乗算器への
一つの入力が搬送波信号であり、別の入力が変調入力の
場合、その乗算器は有用な変調器である。このような変
調器は一般にバランス型抑圧搬送波即ち可変相互コンダ
クタンスギルバート型変調器と同様の二重側波帯変調器
として知られている。これらのタイプの変調器の実用例
にはＡＭ送信、受信と磁気共鳴画像（ＭＲＩ　）システ
ム（核磁気共鳴（ＭＭＲ）画像システムとして知られる
）の送信回路における変調ラジオ周波数（ＲＦ）電流の
パルス発生を含んでいる。ＭＲＩシステムには、変調Ｒ
Ｆ雷電流物体の核の制御励起を検査するための交流磁場
を発生するために用いられる。

可変相互コンダクタンスギルバート型変調器は素子１０
として第一図にブロック線図で示めされている。変調器
入力電圧Ａ　（ｔ）は変調器入力ポート１１で変調器１
０に入力され、搬送波入力信号Ｖｃ　　（ｔ）は搬送波
入力ポート１２で入力される。結果として得られる変調
出力Ｖｏｕｔ　　（ｔ）は変調器１０の変調出力ポート
１３で作られる。変調器に含まれるものは、差動相互コ
ンダクタンス増幅器１４．２個の固定電源１５、電流探
知抵抗器Ｒ１と可変相互コンダクタンス回路１６である
。

差動相互コンダクタンス増幅器１４には、変調器入力電
圧を受ける２本の導線からなる入力ポート１７と、固定
電源１５から駆動電流を受ける共通ポート１８と、出力
ポート１９がある。差動相互コンダクタンス増幅器１４
には、第２図に示す通り夫々ノ入力（２ＯＡ、２１Ａ）
、出力（２０Ｂ。

２１Ｂ）及び共通導線（２０Ｃ，２１Ｃ）を持つ二つの
能動装置を含む。能動装置２０．２１は例えば、入力（
２０Ａ、２１Ａ）がトランジスターのベースであり、出
力（２０Ｂ、２１Ｂ）がコレクターであり、共通導線が
エミッターからでているような二極トランジスターであ
るかもしれない。

又その能動装置は、例えば、入力としてゲートを持ち、
出力としてソースを持ち、コマンズ（共用物）として流
出口を持つＪ　ＦＥＴ５かもしれない。

能動装置（２０，２１）への入力導線を通る電流は出力
及び共通導線における電流と比べればごくわずかなもの
である。かくして、共通ポート１８へ固定電源１５によ
り供給される駆動電流の合計は差動相互コンダクタンス
増幅器１４の出力ポート１９における出力電流の合計と
等しい。変調器１０の変調入力ポート１１における変調
入力電圧と差動相互コンダクタンス増幅器１４の入力ポ
ート１７における変動入力電圧との変化は出力ポート１
９における増幅器１４の差動出力電流における変化を生
みだしている。

第１図、第２図に示される通り、電流探知抵抗器Ｒ１は
差動相互コンダクタ−増幅器１４の共通ポート１８．の
二本の導線と交叉して調整器１０における局部的フィー
ドバックを供給するように接続されている。第３図に示
されるように、固定電源２２は、必要な駆動電流を提供
するため、夫々１／２Ｒ１の値を持つ２個の電流探知抵
抗器と共に用いられる。

可変相互コンダクタンス回路１６は搬送波入力ポート１
２における搬送波入力信号Ｖｃ　　（ｔ）を受け、又、
差動相互コンダクタンス増幅器１４の出力ポート１９か
ら差動出力電流を受ける。搬送波入力と可変相互コンダ
クタンス１６の変調出力との利得は搬送波入力信号の変
調を供給する差動相互コンダクタンス増幅器１４から受
ける差動出力電流に対する可変相互コンダクタンス回路
１６の応答によって変化する。

可変相互コンダクタンスギルバート型変調器１０の一つ
の特別な実施例は第４図に示されている。その回路の概
略図はモートローラセミコンダクター社のモートローラ
直線的直角位相型乗算器集積回路に関する「仕様と応用
情報ＭＣ１５９５Ｌ／ＭＣ１４９５ＬＪからとったもの
である。第４図に説明されている概略図全体は直線化さ
れたギルバート型乗算器を示している；しかしながら、
その概略図の右半分は上記の一般の型の変調器であり、
第１図と第２図に説明されている。その図面は第４図の
概略図にある変調器の部分と第１図の変調器のブロック
線図部分との間に関連する部分を示す説明を含んでいる
。その概略図は又モートローラＭＣ１５９５Ｌチツプ１
２のＰｌからＰｌ４の集積回路ビンを含む。更に、第４
図の概略図はモートローラチップ自身には供給されてい
ない付は加えられた電流探知抵抗器Ｒ１を示す。

（発明が解決しようとする問題点） 変調器の好ましい変調出力はＶｏｕｔ（ｔ）＝Ａ　（ｔ
）　Ｘ５１ｎ　　Ｗｅｔ、でその場合、角振動数Ｗｃは
搬送波周波数であり、Ａ　（ｔ）は変調器信号である。

変調器に対する実際の入力電圧は搬送波入力信号電圧Ｖ
ｃ（ｔ）−Ｖｒ　Ｓｉｎ　　Ｗｅｔと変調器入力電圧Ｖ
ｂ（ｔ）−Ａ　（ｔ）である。これらの入力電圧では、
理想的変調器出力はｖｏｕｔ　”（Ｖｃ　ＸＶｂ）／Ｖ
ａ　であり、その場合、１／ｖ層は出力電圧を決定する
スケール因子定数である。

しかしながら、実際には、変調器は二つの重大な欠陥を
持っている。非理想の変調器の欠陥は複雑な機能を持つ
変調器の二つの入力Ａ−Ａ　（ｔ）とＢ−Ｖｒ　Ｓｉｎ
　　Ｗｅｔであり、テーラ−シリーズ展開を用いて、次
の通り表わすことができる。

Ｖｏｕｔ　−に００＋ＫＯＩＢ＋に１０Ａ＋ＫｌＩＡＢ
＋に２１Ａ　　Ｂ＋ＫＩ　Ａ３Ｂ＋・・・十Ｋ１２ＡＢ
２　＋に１３ＡＢ３＋・・・ｊ 理想的なケースは、Ｋ１１−Ｖｒ／Ｖｍとその他はすべ
てＫｉｊ−０である。

非理想変調器における更に重大な欠陥は非直線性と搬送
波の貫通接続である。変調の入力と変調の出力との非直
線的関係、特に搬送波・周波数に近い周波数ではかなり
重大な問題である。ＡＭ送信機におけるこのような非直
線性は受信機の復調信号にひずみを生ぜしめる。ＭＨＩ
（磁気共鳴画像）システムでは、望ましくない非直線性
は変調ＲＦ雷電流不正確なパルスの発生を生じせしめ、
かわりに必要な交流磁場を不正確に発生せしめ、そのた
め物体の核の不正確な励起が行なわれる。

これは、誤ったＭＨＩイメージを生成することとなる。

上記方程式（３）の第−行以降の各項は非直線性として
分類できる。変調信号が搬送波周波数よりはるかに低い
周波数（例えば変調に対するラジオ信号や搬送波に対す
るラジオ信号）である。通常の場合には、方程式（３）
の最も重要な非直線性項目は方程式の第二行の項目であ
る。これらの項目は、変調入力と搬送波周波数に近い周
波数におけるＲＦ比出力の非直線的関係を表わしている
。

その他の重要な非直線的項目は搬送波周波数からはるか
に離れた周波数で現われるであろう。

好ましくない搬送波送信接続は、変調入力信号Ａ　（ｔ
）がゼロの場合、出力電圧Ｖ　ｏｕｔがゼロでない変調
器に表われる。例えば、ＭＨＩシステムでは、搬送波送
信接続によって変調器が、核のＲＦ励起を完全に１遮断
する”ことができない。

上記方程式（３）の中で、Ｋ０１Ｂ項は好ましくない搬
送波貫通接続である。典型的には、変調器出力電圧にお
けるこの項からの寄与というものは、Ｋ０１項がＫ１１
項で帳消しにされるように変調入力信号Ａ　（ｔ）のゼ
ロをわずかに移動させることで帳消しにすることができ
る。しかしながら、変調器には、通常変調器を迂回し且
つ、変調入力信号のゼロへの移動により完全にキャンセ
ルできない搬送波入力から変調出力への静電容量のよう
な別のメカニズムがある。

好ましくない搬送波送信接続から生ずる別の懸念は、変
調入力が時間機能の場合に現われる。このような場合、
ゼロの直流レベルのサイン波が変調入力に適応されると
、搬送波周波数における変調出力は当然変調器の望まし
い抑制搬送波特質を与えるところのゼロとなる。しかし
ながら、従来の技術における変調器には、入力の直流レ
ベルが正確にゼロにセットされる時でさえ、入力のサイ
ン波振幅の機能である搬送波周波数では一定の出力とな
っている。

変調器の理想的出力電圧から逸脱している別の事項には
、方程式（３）に示される直流電流オフセット項Ｋ　０
０％変調入力貫通接続ＫＩＯ項、そして方程式（３）の
第三行における項目を含む、直流電流オフセット項Ｋｏ
ｏは、直流に応答しない回路を変調器の後の出力回路が
含むことができるので常に重要とは限らない。変調入力
貫通接続ＫＩＯが搬送波周波数よりはるかに低く、方程
式（３）の３行目の項目が搬送波周波数の高調波に近い
出力を与えているので、これら項目のすべては変調器出
力の後の適当な帯域フィルターによってとりのぞかれる
。このようなフィルターは搬送波周波数に近い周波数だ
けでのみ通過できるが、低い周波数（直流且変調）や特
定の高い周波数（担体の高調波）に対していずれも不適
合である。

上述した帯域フィルターの利用と、変調入力信号Ａ　（
ｔ）のゼロシフトを利用してさえも、現在の可変相互コ
ンダクタンスギルバート型変調器は望ましくない非直線
性とそれらの出力における搬送波送信接続によって尚、
影響をうける。かくして、上記論理から望ましくない非
線性と搬送波送信接続の問題が軽減されるところの改良
バランス型変調器に対する重要が大きいことは明らかで
ある。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 本発明によれば、可変相互コンダクタンスギルバート型
変調器は差動相互コンダクタンス増幅器を持ち、これに
は、入力電圧信号を受ける入力ポート、差動出力電流の
出力ポートと入力ポートの電圧信号が変化する時、出力
ポートの差動出力電流に変化を与える導線を持つ共通ポ
ートと、駆動電流の合計がほぼ差動相互コンダクタンス
増幅器の出力電流の合計に等しいが、その差動相互コン
ダクタンス増幅器の共通ポートの二本の導線に駆動電流
を供給している固定電流を持っている。

（作用） 変調入力電圧信号を受けるための変調入力ポートと、変
調電圧信号を供給するための差動相互コンダクタンス増
幅器の入力ポートと接続された変調出力ポートと、電流
探知抵抗器の両端に接続されたフィードバック回路にお
いて、電流探知抵抗によって検出される電圧を変調入力
ポートにおける電圧値に応じて変化させ出力増幅器の差
動出力電流の直線性を改善する。

（実施例） 再び、図面を参照しながら説明すると、その中では類似
した参照記号は数枚の図面を通して類似した或は同一の
部品を示しており、第５図の中に、本発明の一実施例で
ある可変相互コンダクタンスギルバート型変調器５０を
線図で示している。第５図で示すように、改善されたバ
ランス型変調器５０は第１図で示す基礎可変相互コンダ
クタンスギルバート型変調器１０を含み、上述されたフ
ィードバック回路５１と変調器１０の望ましくない非直
線性と搬送波送信接続を夫々低減する出力増幅器５２を
有している。

上述したように、入力ポート１７における入力はポート
１９から可変相互コンダクタンス回路１６へ供給される
増幅器１４の差動出力電流を制御する。差動出力電流に
おける変化は変調電流を生みだす搬送波入力から可変相
互コンダクタンス回路１６の出力への利得を制御する。

変調入力電圧に関し、増幅器１４の差動出力電流の直線
性を改善するため、又このように、変調入力電圧に関し
、変調出力の直線性を改善するため、フィードバック回
路５１が第５図に示される変調器１０に付加される。

フィードバック回路５１は変調入力電圧信号Ａ　（ｔ）
を受けるための変調入力ポート５３、増幅器１４に変調
電圧信号を供給するための差動相互コンダクタンス増幅
器１４の入力ポート１７と効果的に接続した変調出力ポ
ート５４と電流探知抵抗器Ｒ１の両端に効果的に接続さ
れた二本の導線を持つフィードバックポート５５を含ん
でいる。

フィードバック回路５１は電流探知抵抗器Ｒ１の両端の
電圧を、変調入力ポート５３への変調入力電圧信号の電
圧に応じて変化させ、増幅器１４の入力ポート１７に流
入させている。電流探知抵抗器から送られたフィードバ
ックはかくして抵抗器Ｒ１を通る電流を変調入力電圧は
完全に比例させ、その変調入力電圧はそのかわり、増幅
器１４の差動出力電流をその入力ポート１丁の電圧信号
に完全に比例させている。このフィードバックは変調器
５０への変調入力電圧信号入力に関し、ポート１３にお
ける変調出力の直線性に重大な改善を与えている。

フィードバック回路５１の回路の実施例が第６図に記載
されている。第６図に説明されているように、２つの差
動増幅器６０と６１は電流探知抵抗器Ｒ１（第６図に記
載はない）からでたフィードバックを利用している。特
に、差動増幅器６０は変調入力ポート５３の導線に効果
的に接続された非反転入力６２をもち、電流探知抵抗器
Ｒ１の端に効果的に接続された反転入力６３を持ってい
る。差動増幅器６０の出力６４は差動相互コンダクタン
ス増幅器１４（第６図に示されていない）の入力ポート
１７の導線に効果的に接続されている。同様に、第二の
差動増幅器６１は変調入力ポート５３の別の導線に効果
的に接続された非反転入力６５と電流探知抵抗器Ｒ１の
別の端に効果的に接続された反転入力δ６を持つ。差動
増幅器６１の出力６７は増幅器１４の入力ポート１７の
別の導線に効果的に接続されている。第６図に示される
ように、二つの差動増幅器６０．８１の出力６４．６７
はフィードバック回路５１の変調出力ポート５４である
。二つの差動増幅器の非反転入力６２．６５はフィード
バック回路５１の変調入力ポート５３であり、２つの差
動増幅器の反転入力８３．８６はフィードバック回路の
フィードバックポート５５である。

フィードバック回路は電流探知抵抗Ｒ１の一端の電圧を
変調入力ポートの導線における電圧に応じて変化させ又
、Ｒ１の別端の電圧を変調入力ポートの別の導線の電圧
に応じて変化させている。

第６図に示される形状では、例えば、フィードバック回
路は入力６３の電圧（即ち、電流探知抵抗器Ｒ１の一端
）を入力６２（即ち、変調入力ポート５３の導線）の電
圧に応じて変化させている。

同様に入力δ６の電圧は入力６５の電圧に応じて変化す
る。もし望むならば、変調入力ポートの導線を接地でき
るし、それによってＲ１の一端の電圧をゼロにさせるこ
とができる。望むならば、フィードバック回路によって
電流探知抵抗器Ｒ１両端の電圧は変調入力電圧信号の電
圧に応じて変化させられる。当業者には明らかなように
、フィードバック回路の望ましい操作を提供する電源を
含む余分の回路が必要である。実用的な回路が第８図に
詳細に説明されている。

上記フィードバック回路は望ましい直線性改善を生みだ
す。変調器１０の好ましからざる搬送波送信接続を減少
させるため、出力増幅器５２は第５図の改善されたバラ
ンス型変調器５０に示された変調器出力ポート１３に接
続される。出力増幅器５２は搬送波入力ポート１２の搬
送波入力信号と変調出力ポート１３との間の改善された
絶縁を生みだす。出力増幅器は回路の搬送波帯域幅を増
加させ、変調器搬送波の回路の外部に存在する好ましく
ない牛ヤバシタンスカップリングを減少させる変調器１
０によってあられれるインピーダンスを引き下げる絶縁
増幅器である。

出力増幅器５２の好適な実施例は第７図に示される。増
幅器５２は入力ポードア０と出力ポードア１を持ち一対
の整合ＪＦＥＴＳ７２．７３を含む。Ｊ　ＦＥＴ５のゲ
ートは接地される。ＪＰＥＴ７２の源は絶縁増幅器入力
ポードア０の導線であ、　リ、変調器出力ポート１３の
導線に効果的に接続される。ＪＦＥＴの流出口は増幅器
５２の出力ポードア１の導線である。同様にＪＦＥＴ７
２の源は変調出力ポート１３の別の導線に効果的に接続
されている入力ポードア０の別の導線であり、ＪＦＥＴ
の流出口は出力増幅器５２の出力ポードア１の別の導線
である。ＪＦＥＴＳのゲートに必要な動作電圧は端子７
４に供給される。改善された搬送波抑圧を持つ変調出力
は増幅器ポート７１の改善されたバランス型変調器５０
から出力される。

上記改善の何れをも具体化する実用回路は第８図に示さ
れる。その回路は上述したモートローラＭＣ１５９５Ｌ
チツプを利用し、そのチップは第８図における素子８０
と名づけられる。フィードバック回路は差動増幅器６０
．６１を構成する差動増幅器回路８１として示され、関
連構成物はチップ８０の“Ｘ″入力接続された電流探知
抵抗器Ｒ１とほかにＲＩＯに対するＲ２．Ｃ６，Ｃ２１
とＣ２２に対するＲ２７．ＣＩである。出力増幅器回路
８２はチップ８０の“２”出力と出力変圧器Ｔ２との間
を接続する二重整合ＪＦＥＴＳ７２，７３を用いる。搬
送波入力はセンタータップされた変圧器ＴＩを通りチッ
プ８０の“Ｙ”入力に連結される。

チップ８０．差動増幅器６０．６１と ＪＦＥＴＳ７２．７３への電力供給と制御に必要な周知
の成分に加え、第８図の実用回路は高周波数で回路をバ
ランスするのを助ける出力増幅器の出カフ１におけるコ
ンデンサーＣ１７と０２０を含む。

コンデンサー〇ＩＯとＣ１９は搬送波（“Ｙ＃）入力か
らチップ出力（“２”）へのチップ８０の周波数応答を
平らにするため付加されている。電位差計Ｒ２７とＲ２
９は直流バランスの調整のためつけられている。Ｒ２７
は変調入力がゼロの時搬送波周波数がゼロに調節できる
ように搬送波抑圧を調整するのに役立っている。Ｒ２９
は出力における変調成分の抑制を調節するのに役立つ。

電位差計Ｒ２８は通常状態のチップ８Ｇの利得を調整す
るため取りつけられている。

上述した実用回路の成分値に関し、従来の技術に習熟し
た人は望ましい成分値を容易に選択し、本開示セ提供さ
れる情報、チップ８０に関する情報やテキスト回路分析
の活用により、改善されたバランス型変調器を調整する
ことができる。

上記実用回路は従来技術の可変相互コンダクタンス４象
限ギルバート型変調器をその直線性と搬送波抑圧のいづ
れにおいても凌駕し改善された成果を提供している。

本発明の精神にもとることなく本発明の可変相互コンダ
クタンス４象限ギルバート型変調器に種々の修正と変化
がなされ得ることは本技術に精通した人々にとっては明
らかなことである。例えば、フィードバック回路は変調
器の直線性効果を改善するため４象限ギルバート型乗算
器の“Ｘｌと“Ｙ“入力の何れにも利用可能である。そ
の他、変調入力や搬送波入力に対する入力ポートは逆転
可能である。かくして、本発明は付属の特許請求又は同
様の条件の範囲内であるならば本発明の修正や変化を含
んでいると理解される。

［発明の効果］ 本発明による可変相互コンダクタンスギルバート型変調
器によれば、変調器の入力と出力間の非直線性が減少さ
れ、かつ搬送波送信接続を減少させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の可変相互コンダクタンスギルバート型変
調器のブロックダイヤグラムである。 第２図は第１図で説明されている変調器の差動相互コン
ダクタンス増幅器の詳細を示すブロックダイヤグラムで
ある。 第３図は固定電源と電流探知抵抗器との異なる接続を説
明している従来の可変相互コンダクタンスギルバート型
変調器の一部を示すブロックダイヤグラムである。 第４図は第１図の可変相互コンダクタンス変調器に対応
する部分を示すモートローラＭＣ１５９５Ｌ直線性直角
位相乗算器集積回路の概略図である。 第５図は本発明の実施例である可変相互コンダクタンス
ギルバート型変調器の線図である。 第６図は本発明の実施例である第５図のフィードバック
回路の詳細を示す概略図である。 第７図は本発明の実施例である第５図の出力増幅器の詳
細を示す概略図である。 第８図は本発明の実施例である可変相互コンダクタンス
ギルバート型変調器の実用回路の概略図である。 １４・・・・・・差動相互コンダクタンス増幅器１５・
・・・・・固定電源 １６・・・・・・可変相互コンダクタンス増幅器５１・
・・・・・フィードバック回路 ５２・・・・・・出力増幅器 代理人弁理士　　則　近　憲　佑 同　　近藤　猛 第　　１　　図 第　　２　　図 第　　３　　図 第　　６！ｌ 第　　６　　図 第　　７　　図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 可変相互コンダクタンスギルバート型変調器において、
   入力電圧信号を受ける入力ポートと、差動出力電流の出
   力ポートと、入力ポートの電圧信号が変化する時出力ポ
   ートの差動出力電流に変位を与えるための導線を有す共
   同ポートをもつ差動相互コンダクタンス増幅器と、駆動
   電流が差動相互コンダクタンス増幅器の出力電流にほぼ
   等しくなるよう、差動相互コンダクタンス増幅器の共通
   ポートの導線へ駆動電流を供給する固定電源と、差動相
   互コンダクタンス増幅器の共通ポートの導線に交叉する
   電流探知抵抗器と、差動出力電流が入力される差動相互
   コンダクタンス増幅器の出力ポートに接続され、搬送波
   入力信号の供給を受け搬送波入力ポートと変調出力ポー
   トを有し、変調出力を供給する搬送波入力信号の利得を
   変化させる差動相互コンダクタンス増幅器の差動出力電
   流に応答する可変相互コンダクタンス回路と、変調電圧
   信号を受ける変調入力ポートを有し、差動相互コンダク
   タンス増幅器に変調電圧信号を提供する差動相互コンダ
   クタンス増幅器の入力ポートに効果的に接続された変調
   出力ポートと差動相互コンダクタンス増幅器の差動出力
   電流をその入力ポートの電圧信号に完全に比例させる変
   調電圧信号の電圧に応じて電流探知抵抗器を変化させる
   ため電流探知抵抗器に交叉して効果的に接続された二本
   の導線を持つフィードバックポートを有するフィードバ
   ック回路とから構成されることを特徴とする変調器。