JPS63148859A - インバ−タ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は三相交流電源をダイオードブリッジで整流して
直流に変換し、Ｐ　Ｗ　Ｍ　１１１１１　ｆｉｌ電圧形
インバータにて交流に変換するインバータ装置に関する
。

（従来の技術） 電圧形インバータは、その出力側からインバータの入力
側を見たインピーダンスが低いことが特徴である。すな
わち、インバータ直流回路のインピーダンスが低く、交
流出力電圧の瞬時値は正または負の直流電圧値がゼロの
値となる。電圧形インバータの基本回路や制御について
は上山直彦１ｉｉｒニュードライブエレクトロニクス」
第１版、電気書院昭５７．７．３章に詳述されている。

第５図は電圧形インバータの従来の代表的な構成を示し
たもので、１は三相電源、２はダイオードブリッジ、３
は直流フィルタコンデンサ、４はＰＷＭ制御インバータ
、５は交流負荷である。直流フィルタコンデンサ３は、
ダイオードブリッジ２の整流リップル電圧の低減と、Ｐ
　Ｗ　Ｍ制御インバータ４の各アームのスイッチングお
よび負荷の大きさにより定まる直流電流のリップルによ
る電圧変動を低減する目的で設けられており、通常子マ
イクロファラッドオーダの電解コンデンサを用いている
。

該インバータ装置の構造の小形化を考えた場合、第５図
の構成では直流フィルタコンデンサ３の容量の低減があ
げられる。電解コンデンサの容量に対する許容リップル
電流はフィルムコンデンサを始めとする交流用のコンデ
ンサに比べて小さい。

したがって、電解コンデンサ容量を低減した場合、イン
バータのスイッチングによる直流電流の脈動分が吸収し
きれず、コンデンサの加熱をひき起す場合がある。すな
わち、電解コンデンサを使用した場合にはそれほど容量
低減が期待できないこととなる。

比較的小容量の電圧形インバータを考えた場合、パワー
ＭＯ８ＦＥＴやバイポーラトランジスタなどの電力用半
導体デバイスのスイッチング速度はますます高速化され
てきており、高い変調周波数でＰＷＭ制御可能となって
いる。また、インバータの直流電圧が変動しても安定な
出力電圧が（ｑられるように制御技術も進歩してきてい
る。

（発明が解決しようとする問題点） 以上の説明より、インバータ装置の小形化にあたり、直
流フィルタコンデンサ容量を低減して目的を達しようと
した場合、直流電流脈動分の吸収能力がなくなる場合が
ある。また、速いスイッチング速度のデバイスが増加し
てきており、これらデバイスを併用して装置として小形
化する必要性が大きくなってきた。

本発明は以上の点を考慮してなされたもので、ＰＷＭ制
御インバータの直流フィルタコンデンサ容量の低減、も
しくはその省略をはかることを目的とする。

［発明の構成コ （問題点を解決するための手段） この目的を達成するために、本発明ではダイオードブリ
ッジの交流側回路に並列にリップル電流吸収用のコンデ
ンサを設けた構成とする。

（作　用） インバータの各アームのスイッチングによる直流電流の
脈動はそのままダイオードブリッジを介して交流側に設
けられたコンデンサにより吸収され、電源側電流は正弦
波状となる。

（実施例） 第１図は本発明の一実施例を示す構成図であり、６は電
源側に並列接続したスター結線の交流フィルタコンデン
サであり、他の要素は第５図と同一要素のものは同一番
号に対応する。

以下、第１図の構成に基づき本発明の詳細な説明する。

インバータの直流電流は一般に第２図に示すようにパル
ス状となる。パルス状電流の包絡線は負荷周波数の１／
７６周期毎にくり返えされる波形で、負荷力率によりそ
の形が異なってくる。

この電流の平均的な値は負荷が一定ならば一定となる。

すなわち、パルス状電流を平均化すれば一定となる。こ
のパルス状ＩＩは第１図のダイオードブリッジ２のダイ
オードに直接流れる。いま図でＵとＹのダイオードが電
源１の位相関係からオン状態となっているとすると、等
価回路は第３図のようになる。ここで７は三相電源１と
ダイオードブリッジ２の間に存在する等価インダクタン
スである。第２図に示したパルス状電流はＲ相コンデン
サＣＲとＳ相コンデンサＣｓに流れ、平滑化された平均
的な電流が電源側に流れることとなる。

インバータの負荷力率が悪い場合や、負荷から電力が回
生きれる場合は、直流電流の方向が逆方向となることが
ある。この時は第１図の構成ではダイオードブリッジの
ダイオードが逆阻止状態となり電流が流れないで過電圧
となる。これを防止するため、第１図構成のインバータ
では上記現象が生じない負荷を選定する必要がある。ま
た、過電圧が生じるような負荷では直流回路にスナバを
設けたり、発電用として抵抗とチョッパ回路を設けて過
電圧を抑制すればよい。

以上の作用により本実旋例ではインパーク直流側電流の
脈動分は交流フィルタコンデンサで吸収され、交流電流
はなめらかな値となる。インバータのスイッチング周波
数を高くすることにより、パルス周期は短かくなり、小
さなコンデンサ容量でリップルの少ない交流側特性を得
ることができ、構造的に小形化が可能となる。

従来、電圧形インバータのダイオードブリッジの交流電
流は、軽負荷時Ｎ源周波数の１　、／’　６周期毎にパ
ルス状電流として流れていた。これは直流回路の大容量
コンデンサへの充電電流であるが、本実施例では交流側
にコンデンサを設けているため、この現象は生じない。

また、交流フィルタコンデンサは進み力率の性質を持つ
から、遅れ力率の装置が周辺にある場合は総合して力率
改善効果も持つこととなる。

第４図は交流フィルタコンデンサをデルタ結線とした場
合の構成例である。ダイオードブリッジ交流入力端子に
直接接続し、構造的にインバータ入力端子からコンデン
サまでの結線長を短かくすることによりフィルタコンデ
ンサの効果は大きくなる。作用は前実施例と同様である
。

［発明の効果コ 以上説明したように、本発明ではＰ〜Ｖ　Ｍ制御インバ
ータの直流電流の脈動をダイオードブリッジの交流側に
設けたフィルタコンデンサにより吸収して、交流電流の
高調波成分を小さくできる。

インバータを高い変調周波数で運転する場合にはコンデ
ンサ容量も小さくでき、構造的に従来の装置に比べて小
形化できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図はイン
バータの直流電流波形例を示す図、第３図は第１図のダ
イオードＵとＹを介して電流が流れている場合の等価回
路図、第４図は本発明の他の実施例を示す構成図、第５
図は従来装置の構成図である。 １・・・三相電源、２・・・ダイオードブリッジ、３・
・・直流フィルタコンデンサ、４・・・ＰＷＭ制御イン
バータ、５・・・交流負荷、６・・・交流フィルタコン
デンサ、７・・・等価インダクタンス。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 第１図 よ 第２図 第３図 第４図 第５図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 三相交流電源をダイオードブリッジで整流して直流に変
   換し、ＰＷＭ制御インバータにて交流に変換するインバ
   ータにおいて、前記ダイオードブリッジの交流側回路に
   スター又はデルタ接続のフィルタコンデンサを設けた事
   を特徴としたインバータ装置。