JPS6314876B2

JPS6314876B2 -

Info

Publication number: JPS6314876B2
Application number: JP56098858A
Authority: JP
Inventors: Masaharu Suzuki
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1981-06-25
Filing date: 1981-06-25
Publication date: 1988-04-01
Also published as: US4472808A; JPS58190A

Description

【発明の詳細な説明】この発明はレーザ装置にかかわり、特に導波路
型ガスレーザ装置に関する。

近年、伝搬可能な中空導波路内で励起放電さ
せ、これによつてレーザ光を発生させるようにし
た導波路型ガスレーザ装置が開発されているが、
現在これの励起方式には大きくわけて２つの方式
がある。

１つは従来より行なわれている10〔kV〕程度の
高圧直流電圧による直流励起（以下DC励起と称
する）であり、もう一つは米国特許4169251号あ
るいは特許出願公開昭54−103692号に示されてい
るように30〔ＭHz〕〜３〔ＧHz〕のVHF帯あるい
はUHF帯における高周波励起、即ちRF励起によ
る方法である。

また、上記DC励起方式は電極１の放電路を光
軸に平行にとるか垂直にとるかによつて２つの方
式に分かれる。即ち、第１図に示すように放電路
２を光軸３に平行に形成すると共に電極１を光軸
３方向に離間させて配置する縦形励起方式及び第
２図に示す光軸３を介して対峙させる横形励起方
式に分けることができる。

そして、いずれの方式のものも電極１間で放電
を生じさせ、その放電により得た光を放電路２の
両端に設けられる図示しない共振ミラーで反射さ
せて放電路２内で共振させ、増幅してレーザ光と
して出力する。

ところで、上述の縦形励起方式では、電極間隔
が長いため、電極１に加える印加電圧を高くしな
ければ放電させることができない。又、上述の電
極１や放電路２、共振ミラー等はレーザ管に封入
されるがこのレーザ管を密封するため管を封じ切
りにする時はガス圧を上げることにより、長期寿
命化をはかるが、ガス圧の上昇は放電に必要な電
圧をさらに上げることになる。

これに対し、上記横形励起方式は第２図の如く
放電路に沿つた平行な一対の電極１を光軸３を介
して対峙させる方式であるため、電極間隔が狭く
なるから印加電圧は縦形励起方式よりも低くする
ことができ、その分、ガス圧を上げやすい利点が
あるが、反面、平行な電極であるから導波路２中
で一様な放電をさせることが難しいといつた欠点
もある。

DC励起による縦形励起方式及び横形励起方式
の共通の欠点は、どちらも放電インピーダンスが
負特性であるため、放電電流の時間的な安定化及
び導波路内での空間的な安定のために、バラスト
抵抗を直列に接続する必要があり、効率の悪化、
装置の大型化を招くことである。又、DC励起に
よる放電においては、陰極降下が存在するため、
陰極によるスパツタリングが共振ミラーを汚し、
レーザ出力を減少させ、又、陰極降下領域中での
高電場はレーザガスを分離し、装置寿命を制限す
る。

初期の導波路型ガスレーザ装置、例えば米国特
許3772611号あるいは米国特許4103255号にみられ
る導波路型ガスレーザ装置では、電源が比較的簡
単な構成で済むDC励起方式で行なわれていたが、
大出力のレーザ光を得るためには、導波路長即
ち、放電路長を長くとることが必要となり、その
ために縦形励起方式では電極間隔がより長くな
り、放電電圧が必然的に高くなる問題を生じ、ま
た、横形励起方式では放電の空間的一様性が得に
くく、効率の面で問題を生じている。

このようなことからDC励起による導波路型ガ
スレーザ装置で得られる出力は数Ｗが上限であつ
た。

これに対し、RF励起方式は第３図に示すよう
に絶縁体４を介在させて平行に一対の電極１を対
峙させ配設し、導波路を形成し、前記電極１に
30MHz〜36GHzのいわゆるVHF帯あるいはUHF
帯の高周波電界を印加することにより、放電を起
こさせる方式であり、次のような長所がある。即
ち１無電極放電であり、陰極降下が存在しないた
め、陰極のスパツタリングがなく、共振器ミラ
ー汚れが少なく、ガスの解離も少ない。したが
つて長寿命。

２陰極降下がないため、励起エネルギの損失が
少ない。

３横形励起にすれば励起電圧を100V程度の低
電圧にすることができ電源装置の故障を少なく
できる。

４放電インピーダンスが正のため、放電安定化
に必要なバラスト抵抗が不要。したがつて装置
の小型化、効率の向上に役立つ。

５放電が空間的に一様に分布する。

６高出力化，小型軽量化しやすい。

などである。

これに対し短所は以下に示す点である。

１ DC電源の他にRF励起源を必要とする。

２導波路とRF励起源とのインピーダンスマツ
チングをとる必要があり、これを行なわない
と、エネルギが有効に伝送されず、効率が悪く
なる。

３ DCからRFへの変換効率が発生する周波数に
よつても変わるがおおよそ60％前後のため、
RF励起源での発熱量が多い。

４レーザ出力の制御性が悪い、即ち、導波路と
のマツチングをとる必要があるため大幅な周波
数シフトはとれず周波数変調では十分なレーザ
出力の可変幅を得られない。又、印加高周波電
圧値の可変を行なうAM変調（振幅変調）では
RF源の損失が大きく、発熱量が多く、放熱の
ための対策が必要となり装置の小型、軽量化を
難しくする。

本発明は上記事情に鑑みて成されたもので、そ
の目的とするところは、前記RF励起方式の長所
をそのまま備えつつ、短所をすべて解決したハ
イ・リピテイシヤン・パルス・トランスバース・
デイスチヤージ・イクサイテーシヨン（HIGH
REPETITION PULSE TRANSVERSE
DISCHARGE EXCITATION）法（以下HRP
法と呼ぶ）による導波路型ガスレーザ装置を提供
せんとするものであり、以下、その詳細を図面及
び実施例に基づいて説明する。

第４図は、本発明装置のうち、導波路部分につ
いての一実施例を示す斜視断面図である。図中４
１は上下に離間して配設された縦長の一対の電極
であり、この電極４１は金属製で且つレーザ光の
光軸４２方向に沿つて配設されている。また、こ
の一対の電極４１間にはその側端縁近傍に前記光
軸４２に沿つて絶縁材４３が配設されており、こ
の絶縁材４３と電極４１とによつて包囲されて形
成される前記光軸４２に沿つた空間が導波路４４
となる。また上記電極４１はその導波路壁面部分
となる部分は5μm以下のラフネス即ち仕上げ精度
で光学研磨されている。また前記絶縁材４３はそ
の導波路壁面となる部分について5μm以下のラフ
ネスで光学研磨されており、且つこの絶縁材４３
は熱伝導特性と絶縁特性の優れた材料で作られて
いる。４５は導波路を形成する電極４１、絶縁材
４３を包囲し、導波路部分を外部より密封し、保
護する封入カバーである。レーザガスは導波路内
及び封入カバー４５で囲まれた空間内に封じ込ま
れている。レーザガスとしてはCO₂（二酸化炭
素）、N²（ちつ素）、He（ヘリウム）の三種混合ガ
スを使用し得るが他のレーザガスもしくは、他の
混合ガスにおいても使用され得る。

このような構成の導波路４４は基本的にはRF
励起法の導波路と同じであり、電極４１に三値論
理形式の高圧パルス電圧を印加して放電させ、こ
れを導波路４４の両端側に設けられる図示しない
共振ミラーで光共振させてレーザ光を励起させ、
光軸方向にレーザ光を放出する。

ところで、放電時には放電による発熱のため、
導波路内で高熱が発生し導波路内面が加熱されレ
ーザガス温度も上昇する。一方利得の点から考え
るとレーザガス温度の上昇とともに利得が下がり
レーザ出力が下がる。このため、電極４１及び導
波路４４を十分冷却することによりレーザ出力の
低下を防ぐ必要がある。そこで本発明にあつては
電極４１には熱伝導特性が優れ、なおかつ導電性
の優れた金属を使用している。即ち、銅、アルミ
ニウムなどがこれに適している。一方絶縁材４３
には光学研磨することにより十分な反射特性が得
られることはもちろん、熱伝導特性が優れ、絶縁
性の優れた素材を選択することが必要である。即
ち、これにはBeOが最適であり、ついでBN，
SiO，Al₂O₃、などが優れている。又、本発明に
あつては電極４１と絶縁材４３との間の熱的な結
合を円滑に行なうようにしている。即ち、熱抵抗
を少なくするに電極４１と絶縁材４３との接する
面について十分な平面度をもたせ、両面を機械的
に密着させている。

また、本発明の導波路型ガスレーザ装置におい
ては、交番パルス電界は放電電子の相互作用を無
視できる程度の十分早い時間で反転する“Ｈ”，
“Ｏ”，“Ｌ”の三つのレベルを有する３値論理形
式のパルスとして電極４１の間に印加させる。即
ち、これはRF励起方式の意味するところと、全
く同一であり、電極４１は導波路中の交番パルス
電界による放電中の電子及び陽イオンの移動を制
御する機能のみを有し、放電電流を与えない。

したがつて陰極降下が存在しないためスパツタ
リングがなく、ガスの解難も少ない長寿命動作が
可能であり、陰極降下による励起エネルギの損失
もなくなる。

又、放電維持電圧は低下し、低電圧動作を可能
にし、放電インピーダンスは正の特性を示し、放
電の空間的一様性が得られる。

さらに放電インピーダンスが正特性であること
から放電安定化のためのバラスト抵抗が不要とな
り、バラスト抵抗で消費されるエネルギ損失もな
くなる。

本発明において電極４１に印加される交番パル
ス電圧は第５図に示すような３値論理形式の波形
をしている。即ち一周期ＴのうちT₁の期間＋V_cc
〔Ｖ〕（論理レベル“Ｈ”）になりつづいてT₂の期
間０〔Ｖ〕になり再度T₁の期間−V_cc〔Ｖ〕（論理
レベル“Ｌ”）になるパルス波形である。このよ
うな波形のパルスを電極４１に印加することによ
りつぎのような特性を得ることができる。即ち、
この時の最適パルス振幅値はガス圧電極間隔によ
つてかなり変わるが一例としてあげるとガス圧
100〔Torr〕電極間隔１〔mm〕では(1)式で示され
る。

100〔Ｖ〕＜｜±V_cc｜＜200〔Ｖ〕 ……(1) 範囲の低電圧値で十分動作可能である。又、パ
ルス繰り返し周期Ｔは(2)式で示されるがＴ＝２＊T₁＋T₂ ……(2) この時のパルス繰り返し周期Ｔは次の(3)式で示
される範囲であることが望ましい。即ち 30nsＴ10000ns ……(3) パルス繰り返し周期Ｔの下限が30ns程度で制限
されるのは現在得られるパルス発生素子即ちスイ
ツチング素子の最も短かい応答時間が数ns程度で
あるためである。しかしパルス繰り返し周期Ｔに
ついてはパルス発生素子の問題を除いて考えれば
下限は、導波路が分布定数回路として見做し得る
値、即ち10ns程度となる。

一方パルス繰り返し周期Ｔの上限値は特に明確
な境界があるわけでなく、10000ns程度以下であ
ればほとんど問題なく放電を開始する。

次に第６図は本発明によるハイ・リピテイシヤ
ン・パルス・トランスバース・デイスチヤージ・
エキサイテーシヨン（HRP）法による励起源の
基本構成を示したものである。

図において６１はパルス発生回路で二系統の出
力端子６１ａ，６１ｂを有し、出力端子６１ａ及
び出力端子６１ｂには第７図ａ，ｂに示すスイツ
チング信号があらわれる。６２及び６３はスイツ
チング素子でありスイツチング素子６２は前記パ
ルス発生回路６１の出力端子６１ａにあらわれる
スイツチング信号によつて制御され、また、スイ
ツチング素子６１ｂは出力端子６１ｂにあらわれ
るスイツチング信号によつてオン，オフ制御され
ている。６４は正の直流電圧＋V_ccの加わるプラ
スの電源端子であり、６５は負直流電圧―V_ccの
加わるマイナスの電源端子である。６６は励起源
の出力端子であり前記スイツチング素子６２，６
３の出力側が接続されてその合成出力として第７
図のｃに示すタイムチヤートに従つた、３値論理
形式のパルス波形を出力する。

本発明において、このような波形の交番パルス
電界を電極４１に印加することにより、装置自体
は次のような性能を実現することができる。即
ち、第１にRF励起源よりも回路的に非常に簡単
かつ小型かつ軽量安価なパルス発生源により、
RF励起と同じ励起効果を遂行できる。即ち第８
図は一般的な500WのRF励起源の基本構成図であ
るが、まずオシレータ（O.S.C）８１によりVHF
帯あるいはUHF帯の高周波を発生し、これをバ
ツフアアンプ８２を通し増幅後小電力増幅段８３
を通して増幅する。さらに大電力増幅段８４で増
幅する。第８図中ではこの大電力増幅段８４は一
例としてパラレル方式で増幅し合成器８５で合成
しているが他の方式でも実現可能であることはい
うまでもない。

一方、500W出力の本発明による励起源では第
６図に示したようにパルス発生回路６１とスイツ
チング素子６２，６３からなるパルス発生源だけ
で構成することができる。第２にRF励起方式で
はDC電源からのエネルギを高周波即ちRFのエネ
ルギに変換する効率は増幅器の増幅形態によつて
も異なるがＢ級あるいはAB級増幅器で増幅した
場合、理論上78％であり、実際にはその他の付属
回路あるいは周辺回路でのエネルギ消費であるた
め、効率60％〜70％である。したがつて40％〜30
％がRF励起源内で熱として消費されることにな
る。

ところが、RF励起源の出力が大きな場合、例
えば数百Ｗの出力を扱うような励起源ではこの損
失は無視できない数値になる。即ち500Wの出力
を発生している状態では210〔Ｗ〕〜330〔Ｗ〕のエ
ネルギが励起源内部で熱の形で発生するため、十
分な放熱対策を行なう必要が生じ、その結果、装
置自体の大型化を招くことにもなる。

又、変換効率が悪いということは省エネルギに
反することでもあり、500〔Ｗ〕の高周波出力を得
るのに約800〔Ｗ〕のエネルギをDC電源から供給
しなければならないことを意味する。

一方、本発明によるHRP法による励起源では
導波路へ供給する電圧波形が交番パルスであり、
励起源内のアクテイブ・デバイス、即ち、能動素
子はオンかオフの動作を行なうところのＤ級動作
を行なつている。Ｄ級動作は理論上損失がゼロで
あり、最も損失の発生しやすい、最終段でこのＤ
級動作を行なわせている本装置励起源は究極的か
つ理想的な動作形態であるといえる。

ただし実際にはこのＤ級動作もスイツチング周
期が短かくなるにつれて損失が増加する傾向にあ
る。（これをTRANSIENT LOSS；トランジエ
ント・ロスと呼ぶ）これはオフからオンに至る期
間あるいはオンからオフに至る期間で実質上Ａ級
に近い動作をするためである。又、スイツチング
素子自体にも飽和領域が存在するため、実際には
オンの状態でも若干の損失がある。（これを
SATURATION LOSS；サチユレーシヨン・ロ
スと呼ぶ）。

このような損失をすべて加え合わせ、なおかつ
その他周辺回路でのエネルギ消費も加えた状態で
の損失は入力直流エネルギの10％程度である。

一方繰り返し回数が10⁷以上の高速度な二値論
理形式のパルスを作る場合、第６図の基本構成に
て第９図ａ及びｂで示されるスイツチング信号で
スイツチング素子を制御すれば第６図回路の出力
端子６６には第９図ｃで示される二値論理形式の
方形パルス波形を得ることができるが、このよう
なパルス波形生成において過渡状態即ち片方のス
イツチング素子がオンからオフもう一方のスイツ
チング素子がオフからオンに同時に変化する場
合、変化過程の中間で両スイツチング素子が共に
導通し、瞬間的に大きな電流を＋V_ccから−V_ccに
向つて流す現象が存在する。

このような時、両スイツチング素子には入力エ
ネルギーの10％〜20％の損失が発生する。

さて本発明による励起源ではこうした二値論理
形式の方形パルス制御のもつ低効率特性を除去し
なおかつＤ級動作の特性を十二分に生かした三値
論理形式により交番パルス波形を生成している。

本方式によればトランジエント・ロス
（TRANSIENT LOSS）とサチユレーシヨン・
ロス（SATURATION LOSS）と周辺回路での
エネルギロスが全損失であるため、効率90％とい
う今までにない高い値を得ることができる。レー
ザ出力の制御は次のような２つの方式で行なうこ
とができる。即ち、第５図において2T₁＋T₂を一
定としてT₁を可変することにより放電電流を変
化させ、レーザ出力を制御するパルス幅可変方式
とT₁を一定としてT₂つまり2T₁＋T₂を可変とす
ることにより放電電流を変化させ、レーザ出力を
制御する繰り返し周期可変方式の２つの方式であ
る。

第１０図は本制御方式のうちパルス幅可変方式
について、具体化した一形態としてのブロツク回
路図である。図中１０１は方形波発振器であり、
０，−V_ccの振幅を有し周期T₁＋T₂／２で方形波
を発生する。また１０２は電流値I_pの定電流源で
あり、１０３はこの定電流源I_pの出力側に入力側
を接続された電流値2I_pの定電流源である。１０
４はこれら両定電流源１０２，１０３の接続点と
接続点との間に接続されたコンデンサ、１０５は
コレクタ側を前記定電流源１０３の出力側に、ま
た、エミツタ側を負の直流電源−V_ccに接続され
スイツチの役目をはたすNPN型のトランジスタ
であり、方形波発振器１０１の出力をベース入力
としてスイツチング動作するもので、方形波発振
器１０１の出力が−V_ccの時オフになりコンデン
サ１０４には定電流源１０２より一定電流I_pが流
れこみ１／Ｃ∫^t _pI_pdtに従い、充電電圧は直線的に上昇する。一方トランジスタ１０５がオンのときは１／Ｃ∫^t _p（I_p−2I_p）dt＝−１／Ｃ∫^t _pI_pdt に従い充電電圧は直線的に下降する。但しＣはコ
ンデンサ１０４の容量である。即ち、コンデンサ
１０４の端子電圧は正負両方向に変化する三角波
の電圧が生じる。１０６はこのコンデンサ１０４
の端子出力を非反転側入力端子の入力とするコン
パレータであり、このコンパレータ１０６の非反
転側入力端子にはプラス，マイナス両方向に振れ
る三角波が加わる。一方コンパレータ１０６の反
転側入力端子は二回路選択型のスイツチ１０７に
接続されており、このスイツチ１０７の一方の経
路には直流電位＋V_cc〜−V_ccに可変できるボリウ
ム１０８が、また他方の経路には入力端子１０８
が接続されている。従つてこのスイツチ１０７に
より経路を選択することにより例えばスイツチ１
０８をボリウム１０７の側に倒した時、コンパレ
ータ１０６の反転側入力端子には一定な直流電圧
が印加されることになりこれを基準に非反転側入
力端子に入力される三角波がこの一定直流電圧値
よりも大きくなつた時、コンパレータ１０６の出
力はマイナスからプラスに反転し再び三角波が一
定直流電圧値よりも小さくなつた時、プラスから
マイナスに戻る。この時直流電圧値を大きくする
とコンパレータ出力のプラスの方形パルス幅は小
さくなり、直流電圧値を小さくするとコンパレー
タ出力のプラスの方形パルス幅は大きくなる。即
ちこのボリウム１０８により、コンパレータ１０
６の出力パルスの幅を可変することができる。一
方、１１０はコンパレータ１０６の出力を1/2分
周して出力する1/2分周器、１１１はパルス信号
分配器であり、この分配器１１１は1/2分周器１
１０の出力により出力端子１１２及び３６に交互
に前記コンパレータ１０６のパルス出力を送る役
目を果している。これにより、ボリウム１０８に
より設定した電圧値を基準にコンパレータ１０６
の入力三角波がこの基準以上のレベルのとき正の
所定の直流出力を、また基準以下のとき負の所定
の直流出力を発生することになるから方形発振器
１０１の発振周波数でボリウム１０８の電圧を基
準に前記三角波で決定されるパルス幅の出力を出
力端子１１２，１１３に交互に出力することがで
きる。従つて、これにより第８図のパルス発生回
路６１を実現できる。

第１１図は本制御方式のうち、繰り返し周期可
変方式について具体化した一形態としてのブロツ
ク回路図である。第１１図の繰り返し周期可変方
式は第１０図のパルス幅可変方式に若干の変更を
加えることにより構成することができる。即ち第
１１図は第１０図回路の定電流源１０２，１０３
及びコンデンサ１０４の回路部分をトランジスタ
１０５のコレクタと＋V_cc間に前記コンデンサ１
０４を接続し、そのコンデンサ１０４の両端子間
にFET（電界効果トランジスタ）１１４のソー
ス・ドレインを接続してこのFET１１４により
コンデンサ１０４の充放電を行なう三角波発生回
路に置換えたものでボリウム１０８は一定直流電
圧値を作り、端子１０９には変調信号あるいはネ
ガテイブフイードバツクによる負帰還信号が加わ
る。スイツチ１０７はこれら両者の選択を行な
う。トランジスタ１０５はベースに加わる入力電
圧を抵抗１１５で割つた電流値をコレクタ―エミ
ツタ間に流す電圧―電流変換器として働く。コン
デンサ１０４はトランジスタ１０５のコレクタ電
流により正の直流電源＋V_ccから負の直流電源−
V_ccに向つてほぼ直線的に充電が行なわれる。と
ころがトランジスタ１０５のコレクタにはコンパ
レータ１０６の反転側入力端子が接続されてお
り、さらに非反転側入力端子にはV₂なるレベル
の基準電圧１１６が印加されているため、コレク
タ電圧がV_z以下になるとコンパレータ１０６の
出力はローレベルからハイレベルに反転する。コ
ンパレータ出力は単安定マルチバイブレータ１１
７に与えられており、この出力により単安定マル
チバイブレータ出力は一定時間ハイレベルになる
と同時にリセツト用FET１１４を導通の状態に
させ、コンデンサ１０４を放電させもとの状態に
戻す。一方単安定マルチバイプレータ１１７の出
力は1/2分周器１１０及びパルス信号分配器１１
１に接続され1/2分周器１１０の出力は制御信号
入力毎に二つの出力端子に入力信号を交互に出力
するパルス信号分配器１１１に制御信号として与
えられる。一方、パルス信号分配器１１１には単
安定マルチバイプレータ１１７の出力が入力とし
て与えられるため、パルス信号分配器１１１の出
力端子１１２及び１１３にはこの単安定マルチバ
イブレータ１１７の出力パルスが交互に分配され
出力される。又、出力端子１１２及び１１３は第
６図の端子６１ａ，６１ｂに相当するものであ
り、出力端子１１２及び１１３の次段にはスイツ
チング素子がプツシユプル（PUSH―PULL）の
形でつながる。

このような構成の装置はスイツチ１０７をボリ
ウム１０８側に設定する。これによりボリウム１
０８より所定電位の出力がトランジスタ１０５の
ベースに入力されトランジスタ１０５は導通して
＋V_ccと−V_cc間の電位差がコンデンサ１０４に印
加され、コンデンサ１０４はトランジスタ１０５
のベース電位を抵抗１１５で割つた値の電流値で
充電される。この充電電位はコンパレータ１０６
の反転側入力端子に入力されコンパレータ１０６
は非反転側入力端子に加えられている基準電圧
V_zを基準に前記入力を比較し、該入力が基準電
圧V_z以上のときは正の出力を、また以下のとき
は負の出力を発生する。この出力は単安定マルチ
バイブレータ１１７に与えられ、単安定マルチバ
イブレータ１１７はその入力の立上り時に所定時
間幅のパルスを発生する。このパルスはFET１
１４、1/2分周器１１０、パルス信号分配器１１
１に入力される。するとFET１１４はこのパル
スの発生期間、導通状態となり、これによつてコ
ンデンサ１０４の充電電荷は放電される。FET
１１４はパルスの発生期間経過後は非導通となる
ため、コンデンサ１０４は再充電されるが、充電
開始時はその端子電圧は小さいのでコンパレータ
１０６の出力はコンデンサ１０４の充電が進みそ
の端子電圧が基準電位V_zを超えるまでは負の出
力となる。コンデンサ１０４の端子電圧がV_zを
超えるとコンパレータ１１７の出力は再び正とな
るので、この時点で単安定マルチバイブレータ１
１７は所定時間幅のパルスを発生し、上述の動作
が繰り返されることになる。

一方、単安定マルチバイブレータ１１７の出力
パルスを受けた1/2分周器１１０はこのパルスを
１／２分周してパルス信号分配器１１１に与え、こ
れによつてパルス信号分配器１１１は出力端子１
１２，１１３を交互に切換え、単安定マルチバイ
ブレータ１１７の出力パルスを出力端子１１２，
１１３に交互に出力する。その結果、出力端子１
１２には第７図ａの如き、また出力端子１１３に
は第７図ｂの如き、出力が表われる。

即ち、上記構成において１０４，１０５，１１
４，１０６，１１５，１１６，１１７による回路
によりパルス発振を行ない、これを後段の1/2分
周回路１１０、パルス信号分配器１１１により二
つの出力端子に交互に分配してパルスを出力す
る。このような回路により第６図に示すパルス発
生回路６１を形成し、その出力によつてスイツチ
ング素子６２，６３を交互に動作させることによ
り第７図ｃの如き出力が得られる。この回路では
コンデンサ１０４の充電速度はトランジスタ１０
５のベース電圧と抵抗１１５により定まるため、
この両者のいずれかを可変することにより充電速
度が変化するから単安定マルチバイブレータ１１
７の動作限界を限度として繰り返えし周期を可変
できる。

ところで、第１０図，第１１図に示した二つの
制御方式の特徴は制御範囲が十分広いことからレ
ーザ出力の一部を光電変換し基準設定値との差を
とりこれを増幅した後端子１０９に加えることに
よりネガテイブフイードバツクを行なうことがで
きる点にある。即ち、レーザ出力が設定基準値よ
り小さい時は端子１０９に加わる電圧も小さくな
り、その結果パルス幅が大きくなりレーザ出力が
増えるように動作し、レーザ出力が大きい時には
パルス幅が小さくなりレーザ出力を減少させるよ
うに動作するのである。したがつてこのようなこ
とから光出力の安定化及び設定が簡単にしかも高
速度で行なえるといつた機能をもつことが可能に
なる。又、端子１０９に微小交流信号を加えるこ
とによりパルス幅変調を行なうことも可能にな
る。さらに、これら２方式ではレーザ出力可変幅
がほぼ０％近辺から100％まで可能であるにもか
かわらず、こうした制御にともなう特別な損失が
発生することなく、高効率で制御可能であるため
省エネルギ的であり装置放熱器の省略化あるいは
簡素化にともなう装置自体の小型，軽量化が可能
となる。

以上詳述したように本発明はレーザ光の光軸に
沿つて配設された一対の電極及びこれら電極間に
前述光軸に沿つて配設された絶縁体とにより前記
光軸を囲むように形成された導波路を備え、前記
電極間に電圧を印加して放電させることにより前
記導波路を通して光共振させレーザ光を励起させ
るようにした導波路型ガスレーザ装置において、
前記電極は熱電導率が高く導電性の良い金属材を
また前記絶縁体は熱伝導率の良い材料を用いると
共に前記電極及び前記絶縁体の前記導波路形成内
壁面は光学研磨させて仕上げるとともにレベルが
正，負及び零の三つの状態をとる三値論理のパル
ス電圧を前記電極に与える励起回路を設けて構成
し、前記三値論理のパルス電圧により正，零，負
の電界変化を繰り返す電界を発生させて放電電流
を増大させることにより励起を行なわせるように
したので、励起源の発熱を低く抑えることがで
き、また導波路は熱伝導率も高いので温度上昇を
抑えることができ、従つて高出力化が可能であ
り、制御部を含めた装置全体における発熱量が少
ないため装置放熱器の省略化あるいは簡素化に伴
なう小型・軽量化を図ることができる他、前述の
ように陰極降下がないからこれによる励起エネル
ギ損失もなくまた電極のスパツタリングも無いこ
とにより共振器ミラー汚れが少なく、またガスの
解離も少なくなり、装置の長寿命化を図ることが
できるなど高エネルギ効率で長寿命の導波路型レ
ーザ装置を提供することができる。

尚、本発明は上記し且つ図面に示す実施例に限
定することなくその要旨を変更しない範囲内で適
宜変形して実施し得るものであり、例えば本発明
装置における導波路断面形状は第３図に示す長方
形のほか、正四角形，正六角形，正八角形などの
正2N角形（ただしＮ＝１，２，３…）等あるい
は必ずしも対称形状をなす必要性はなく、単なる
多角形であつてもよい他、また前記３値論理形式
の交番パルス波形は＋V_cc，０，−V_ccとして規定
しこれを＋V₁，０，−V₂で表わした時V₁≒V₂で
あることが望ましいが、こうした正負印加電圧値
の適用範囲は実際上明確に規定できるものではな
く、正負印加電圧が等しい場合以外でも、放電は
可能でありレーザ光の発生も可能である。また、
本発明において第１０図及び第１１図にパルス幅
可変方式及び繰り返し周期可変方式の具体例をあ
げたがこれら構成以外でもパルス幅変調あるいは
パルス数変調（Pulse Number Modulation）の
行なえる構成であればよく特に近年IC（集積回
路）の発達によりＶ／Ｆ変換（電圧・周波数変
換），Ｖ／PW変換（電圧―パルス幅変換）が簡
単に行なえることから、これらを用いた構成によ
つても同等な機能を達成し得ることはいうまでも
ない。

また、本発明における導波路型ガスレーザ装置
は発振器として使用され得るだけでなく増幅器と
しても使用し得る他、また本発明にあつては励起
源と導波路電極間でのインピーダンスマツチング
は行なつていないがこれを行なうこともできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は放電路が光軸に平行な縦形励起方式に
ついて示した導波路断面図、第２図は放電路が光
軸に垂直な横形励起方式について示した導波路断
面図、第３図はRF励起方式の導波路横断面図、
第４図は本発明装置のうち導波路について示した
導波路構成斜視断面図、第５図は本発明において
導波路の電極に印加される交番パルス電圧波形を
示した図、第６図は本発明における励起源の基本
構成図、第７図は第６図で示される基本構成回路
における各部の電圧波形を示したタイムチヤー
ト、第８図は従来のRF励起で500Wの励起源を作
る場合の基本構成図、第９図は２値論理形式の場
合のタイムチヤート、第１０図は、本発明のう
ち、パルス幅可変方式について具体化したブロツ
ク回路図、第１１図は本発明のうち、繰り返し周
期可変方式について具体化したブロツク回路図で
ある。１，４１……金属電極、２，４４……導波路、
３，４２……光軸、４，４３……絶縁材、５，４
５……封入カバー、６１……パルス発生回路、６
１ａ，６１ｂ，６６……出力端子、６２，６３…
…スイツチング素子、８１……オシレータ、８２
……バツフアアンプ、８３……小電力増幅段、８
４……大電力増幅段、８５……合成器、１０１…
…方形波発振器、１０２，１０３……定電流源、
１０４……コンデンサ、１０５……トランジス
タ、１０６……コンパレータ、１０７……スイツ
チ、１０８……ボリウム、１０９……入力端子、
１１０……1/2分周器、１１１……パルス信号分
配器、１１２，１１３……出力端子、１１４……
リセツト用FET、１１５……抵抗、１１６……
基準電圧V_z、１１７……単安定マルチバイブレ
ータ。

Claims

【特許請求の範囲】１レーザ光の光軸に沿つて配設された一対の電
極及びこれら電極間に前記光軸に沿つて配設され
た絶縁体とにより前記光軸を囲むように形成され
た導波路を備え、前記電極間に電圧を印加して放
電させることにより前記導波路を通して光共振さ
せ、レーザ光を励起させるようにした導波路型ガ
スレーザ装置において、前記電極は熱電導率が高
く導電性の良い金属材を、また、前記絶縁体は熱
伝導率の良い材料を用いると共に前記電極及び前
記絶縁体の前記導波路形成内壁面は光学研磨させ
て仕上げ、また、レベルが正，負及び零の三つの
状態をとる三値論理のパルス電圧を前記電極に与
える励起回路とを設けて構成したことを特徴とす
る導波路型ガスレーザ装置。２前記励起回路は前記パルス電圧のパルス幅を
可変可能な構成とすることを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載の導波路型ガスレーザ装置。３前記励起回路は前記パルス電圧出力の繰り返
えし周期を可変可能な構成とすることを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載の導波路型ガスレー
ザ装置。