JPS63135044A - 位相偏移変調波の復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の分野） 本発明は、位相偏移変、１（Ｐ　Ｓ　Ｋ　：　Ｐ　ｈａ
ｓｅ　５ｈｉｒｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）波の復シ１を装置に
関する。

（従来技術） 例えば、現行の衛星放送の音声信号は、パルス符号（１
）ＣＭ）化された音声信号によって音声搬送波（５，７
２７２７２ＭＩＩＺ）を位相偏移変調した伝送方式が採
られている。このような位相偏移変調波（以下、ＰＳＫ
波という）を復調する装置として、同Ｊｕｌ検波装置や
遅延検波装置などが知られている。

同期検波装置は、Ｃ／Ｎ（搬送波レベルとランダム雑音
の実効値との比率）対ビット誤り率特性が良く、高性能
ではあるが、受信側において搬送波の再生が必要となる
。この再生される搬送波は、伝送されてくる搬送波の位
相と一致している必要がある。しかし、このような位相
が一致した搬送波を再生するには、高度な技術を要し、
装置の回路構成が複雑化する。

また、遅延検波装置は、上述した搬送波の再生を必要と
しないが、入力信号を伝送レート分だけ正確に遅延させ
る遅延素子が必要である。

搬送波の周波数が高い場合、適当な遅延素子がないから
、このような場合には、ケーブルを伝送さ仕ることによ
って人力信号を必要なだけ遅延させている。しかし、遅
延素子としてケーブルを使用した場合、ケーブルが占有
する体積が大きくなり、そのため、検波装置が大型化す
るという問題がある。

一方、近年、日本放送協会（ＮＨＫ）によって、Ｍ　Ｕ
　Ｓ　Ｅ　（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　５ｕｂ−Ｎｙｑｕｉｓ
ｔ　Ｓａｍｐｌｉｎｇ　Ｅｎｃ。

ｄｉｎｇ）方式と呼ばれる新しい帯域圧縮技術が開発さ
れた。この伝送方式は、映像信号を周波数変調（ＦＭ）
で送り、その垂直ブランキング期間に、音声信号の差動
４相ＰＳＫ波を時分割多重している。

この伝送方式において、通常、映像信号は周波数弁別器
によって検波され、吾声信号は同期検波される。そのた
め、検波器が映像信号系と音声信号系との２系統にそれ
ぞれ必要とされるため、受信側の装置が複雑化ずろとい
う問題がある。

（発明の１」的） 本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであっ
て、Ｉ）　Ｓ　Ｋ波の復９１Ｍ装置を比較的に簡単な＋
１１４成で、かつ、安価に実現することを目的とする。

（発明の構成） 本発明は、このような目的を達成するために、次のよう
な構成をとる。

即ち、本発明に係る位相偏移変調波の復調装置は、位相
偏移変調波の振幅変調成分を除去する振幅制限手段と、
前記振幅制限手段によって振幅変調成分を除去された位
相偏移変調波の瞬時位相変化ｉｉ１を出力する周波数弁
別手段と、前記周波数弁別手段から出力された瞬時位相
変化ｉ１が急峻に変化することを抑制し、かつ、高周波
雑音を除去する低域通過フィルタと、前記低域通過フィ
ルタから出力された信号を、伝送デジタル信号の符号変
化点でサンプリングし、これを位相偏移変調波の位相シ
フト量に応じてあらかじめ設定されたＪ＆梨リレベル比
較する比較手段と、前記比較手段の出力から伝送された
デジタル信号を再生する信号再生手段とを具備したこと
を特徴としている。

（実施例） 以下、本発明の実施例を図面を参照して詳細に説明する
。第１図は、本発明の実施例に係る位相偏移変調波の復
調装置の構成の概略を示したブロック図である。伝送デ
ジタル信号によって位相偏移変調されたＰＳＫ波は、振
幅制限手段としての振幅制限回路２と、タイミング抽出
回路４とにそれぞれ与えられる。

振幅制限回路２は、前記入力した振幅変調（ＡＭ）成分
を除去する。タイミング抽出回路４は、入力したＰＳＫ
波から伝送りロックを再生する。

振幅制限回路２の出力は、周波数弁別回路６に与えられ
る。周波数弁別回路６は、振幅変調成分を除去されたＰ
ＳＫ波の位相の微分値、すなちわ、瞬時位相変化量を出
力する。周波数弁別回路６の出力は、低域通過フィルタ
８を通過する。低域通過フィルタ８の出力は、比較手段
としての比較回路ｌＯに与えられる。

比較回路１０は、タイミング抽出回路４から与えられた
伝送りロックのタイミングで、低域通過フィルタ８から
出力された瞬時位相変化量をサンプリングし、これによ
って得られた伝送デジタル信号の符号変化点における瞬
時位相変化量をＰｓＩ（波の位相シフトｍに応じてあら
かじめ定められた基帛レベルと比較する。比較回路１０
の出力は、信号再生手段としての信号再生回路Ｉ２に与
えられる。信号再生回路１２は、比較回路１０の出力か
ら元の伝送デジタル信号を再生する。

次に、上述した構成を具備した実施例の動作を、４相Ｐ
ＳＫ波が人力した場合を例に採って説明する。

本実施例の動作を説明する都合上、まず、４相ＰＳＫ波
の概要について説明する。変調器側において、伝送され
るべきデジタル信号は、シリアル−パラレル変換された
後、それぞれロールオフフィルタによって帯域制限を受
ける。帯域制限を受けた伝送デジタル信号は、互いに９
０’位相のずれた搬送波とそれぞれ掛は合わされること
によって合成される。

このようにして合成された出力信号Ｖｏは、前記シリア
ルーバラレレル変換され帯域制限を受けたデジタル信号
をＶＩＳＶ２、搬送角周波数をωＣとすると、次式のよ
うに表される。

Ｖｏ（ｔ）　＝　Ｖｌ（ｔ）−ｓｔｎωｃｔ　＋Ｖ２（
ｔ）　＠ｃｏｓωｃｔ＝　　　Ｖｌ　　　ｔ　　　＋　
　Ｖ２’ｔ　　　−５ｉｎ（ωｃｔ＋　Φ（ｔ）〕 ここで、ｔａｎΦ（Ｌ）　＝　Ｖ２（ｔ）／Ｖｌ（ｔ）
である。このようにして位相偏移変調された出力信号Ｖ
ｏ（ＰＳＫ波）は、周波数変調波と異なり、振幅変調も
同時に受けている。

前記ＰＳＫ波が第１図に示した復調装置に入力すると、
そのＰＳＫ波に含まれている振幅変調成分が振幅制限回
路２において除去される。

ところで、上式で示した瞬時位相Φと瞬時角周波数（瞬
時位相変化ｆｆ１）Ωの間には、Ω＝ｄΦ／ｄｔの関係
がある。したがって、前記振幅変調成分を除去されたＰ
ＳＫ波を入力した周波数弁別回路６は、位相の微分１ｆ
ｉ：【、ずなわち、瞬時位相変化量を出力する。人力し
たＰＳＫ波が帯域無限大の理想的なｌ）　Ｓ　Ｋ波であ
れば、位相変化点で瞬時位相変化量Ωは、十■となり、
復調できなくなるが、実際のＩ）　Ｓ　Ｋ波では、上述
した゛ように帯域制限されているから、周波数弁別回路
６から出力される信号は、位相変化量に応じた有限の値
になる。

一方、変調器側のａ−ルオフフィルタを通過して帯域制
限を受けたデジタル信号は、その符号中心点においては
隣接する符号の干渉を受けないが、本実施例において注
目している符号変化点では、隣接する符号の干渉を受け
るため、前記位相変化量Ωは、−息には定まらない。す
なイっち、第２図（ａ）に示すように、デジタル信号が
ｒ　１０１０・・・」の繰り返しである場合には、ロー
ルオフフィルタを通過したのちの信号波形は、同図（ｂ
）のようになる。一方、第２図（Ｃ）に示すようにデジ
タル信号がｒ　ｚｏｏｔｉｏｏ・・・」のような場合に
は、ロールオフフィルタを通過した後の信号波形は、同
図（ｄ）のようになる。同図にｒＸＪ印で示した符号の
中心点のレベルは、ロールオフフィルタの通過前後で変
化しない。しかし、その他の点でのレベルは、同図（ｂ
）と同図（ｄ）とを比較して判るように、隣接する符号
の干渉によって変化している。すなわち、同図に示した
サンプリング時間ｔｏの前後の符号は、同図（ａ）と同
図（Ｃ）とでは同じであるから、この場合、ＰＳＫ波は
同じ位相シフト量を持っているのであるが、前記サンプ
リング時間ｔｏにおける同図（ｂ）、（ｄ）に示した信
号波形の傾き、すなわち、瞬時位相変化量は相違してい
る。

しかしながら、４相ＰＳＫ波について種々の符号列を用
いて数値計算することによって確認されるように隣接す
る符号の干渉によって瞬時位相変化量のレベル変化は、
上述したように認められるが、異なった位相シフト量に
おいて、前記瞬時位相変化量が同じレベルにはならない
（第３図参照）。そこで、そのレベルを符号変化点でサ
ンプリングし、基準レベルと比較することにより復調で
きる。

しかし、周波数弁別回路６の出力特性を示す第３図中に
示される、位相シフト量が一１８０°のＰのポイントで
は、周波数弁別回路６出力の変化が急峻であるために、
ザンブリングポイントのわずかなずれでエラーを起こす
可能性がある。また、実際の伝送路では雑音が付加され
るので、周波数弁別回路６の出力は、第４図（ａ）に示
す波形のようになり、低域通過フィルタ８がなければ明
らかにエラーを起こす。ところが、さらに低域通過フィ
ルタ８を通ると、低域通過フィルタ８の出力波形は、第
４図（ｂ）のように信号変化が滑らかになり、かつ、雑
音が減少する。

そこで、比較回路ＩＯの動作説明図である第５図に示す
ようにＰＳＫ波の位相シフト量（θ°、±９０°、±１
８０°）に応じた適宜の基学レベルＡ１１３．Ｃ，Ｄを
定め、これら各基準レベルと、低域通過フィルタ８の出
力の瞬時位相変化量Ｘ（ｔ）とを比較回路ｌＯで比較す
ることにより、ＰＳＫ波の位相シフトｍに応じたパルス
信号を得ることができる。すなわち、第５図において、
Ｄ＜Ｘ（ｔ　）のときは、 位相変化量θ５＝−１８０’ Ｃ＜Ｘ（ｔ　）＜Ｄのときは、 位相変化量θ５＝−９０゜ ｎ＜ｘ（ｔ　）＜ｃのときは、 位相変化量θ５＝Ｏ６ Ａ＜Ｘ（ｔ　）＜１３のときは、 位相変化量θｓ＝＋９０゜ Ｘ（ｔ）＜Ａのときは、 位相変化量θｓ＝＋１８０゜ となる。

このようにして比較回路１０で得られたパルス信号は、
信号再生回路１２に与えられる。信号再生回路１２にお
いて、パルス信号が適宜に論理変換されることによって
、伝送された元のデジタル信号が再生される。

なお、上述の実施例において、周波数弁別回路６は、通
常、周波数対電圧特性が８字特性をしており、低域通過
フィルタを含んでいるが、さらに、例えば、伝送ビット
レートの１／２の低域通過フィルタを挿入することによ
り、特性が数倍される。

第６図に、８字特性の周波数弁別回路の後段に、カット
オフ周波数−（伝送ピットレー１−）／２の理想低域通
過フィルタを挿入した場合と、この理想低域通過フィル
タを挿入しない場合とについて計算機を用いたシュミレ
ーションを施し、搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）に
対する符号誤り率（ＩＩＥＲ）特性を計算した結果を示
した。

この第６図から明らかなように、低域通過フィルタ８を
挿入した場合の方が、そうでない場合よりら符号とｔり
率が低域されている。

（発明の効果） 以上の説明から明らかなように、本発明に係る位相偏移
変調波の復調装置は、伝送されるデジタル信号の符号の
変化点におけるＰ　Ｓ　Ｋ波の瞬時位相変化量を検出し
、そのレベルを位相偏移変１、−１波の位相シフト量に
応じてあらかじめ定められた乱準レベルと比較すること
に基づいて、伝送された元のデジタル信号を再生してい
る。

したがって、本発明によれば、従来装置のように、受信
側において搬送波を再生したり、ケーブルを遅延素子と
して用いる必要がなく、比較的に簡単な構成で、かつ、
安価な位相偏移変調波の復調装置を実現することができ
る。

また、本発明によれば、前述したＭＵＳＥ伝送方式の場
合に、周波数変調された映像信号と位相偏移変調された
音声信号とを、１つの周波数弁別手段を共用することに
よって復調することができろ。したがって１．このよう
な伝送方式の場合には、本発明装置を使用することによ
って受信器側の回路構成を一層簡略化することができる
。　さらに、低域通過フィルタを最適化することにより
、特性向上も望めるから、本発明は、ＰＳＫ復調装置と
して大変優れたものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係る位相偏移変調波の復調
装置の構成の概略を示したブロック図、第２図は帯域制
限による符号量干渉の説明図、第３図は周波数弁別器の
出力シュミレーション波形の一例を示す図、第４図は雑
音のある場合の低域通過フィルタの効果の説明図、第５
図は実施例における比較回路の動作説明図、第６図は低
域通過フィルタの効果を、搬送波電力対雑音電力比に対
ずろ符号誤り率特性を示した図である。 ２は振幅制限回路、４はタイミング抽出回路、６は周波
数弁別回路、８は低域通過フィルタ、１０は比較回路、
Ｉ２は信号再生回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）位相偏移変調波の振幅変調成分を除去する振幅制
   限手段と、 前記振幅制限手段によって振幅変調成分を除去された位
   相偏移変調波の瞬時位相変化量を出力する周波数弁別手
   段と、 前記周波数弁別手段から出力された瞬時位相変化量が急
   峻に変化することを抑制し、かつ、高周波雑音を除去す
   る低域通過フィルタと、 前記低域通過フィルタから出力された信号を、伝送デジ
   タル信号の符号変化点でサンプリングし、これを位相偏
   移変調波の位相シフト量に応じてあらかじめ設定された
   基準レベルと比較する比較手段と、 前記比較手段の出力から伝送されたデジタル信号を再生
   する信号再生手段と を具備したことを特徴とする位相偏移変調波の復調装置
   。