JPS63132534A - ２ル−トの伝搬遅延時間差測定装置 - Google Patents
２ル−トの伝搬遅延時間差測定装置Info
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- JPS63132534A JPS63132534A JP27783886A JP27783886A JPS63132534A JP S63132534 A JPS63132534 A JP S63132534A JP 27783886 A JP27783886 A JP 27783886A JP 27783886 A JP27783886 A JP 27783886A JP S63132534 A JPS63132534 A JP S63132534A
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Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
- Measuring Phase Differences (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、スペースダイバーシチシステムにおいて、
メインルートとサブルートにおける信号の伝搬遅延時間
差を測定する２ルートの伝搬遅延時間差測定装置に関す
るものである。
メインルートとサブルートにおける信号の伝搬遅延時間
差を測定する２ルートの伝搬遅延時間差測定装置に関す
るものである。
大容坦のディジタルマイクロ波無線（Ｄ Ｍ Ｉｔ ）
回線においては、伝送効率の高いＬ６値、６４値の直交
振幅変調（ＱＡＭ）方式が使われている。
回線においては、伝送効率の高いＬ６値、６４値の直交
振幅変調（ＱＡＭ）方式が使われている。
一方、多値化に伴いディジタルマイクロ波無線回線は無
線伝搬路に特有の干渉性フェージングに対する影響を受
は易くなるという問題を持っている。
線伝搬路に特有の干渉性フェージングに対する影響を受
は易くなるという問題を持っている。
そのため、ＤＭＲＩｉｌｌｄ線の中でフェージング発生
頻度の多い区間に対しては回線品質の劣化を防ぐために
合成スペースダイバーシチシステムが採用されている。
頻度の多い区間に対しては回線品質の劣化を防ぐために
合成スペースダイバーシチシステムが採用されている。
第８図にこのスペースダイバーシチシステムを使ったデ
ィジタルマイクロ波送受イ３装置を示す。
ィジタルマイクロ波送受イ３装置を示す。
この図において、３０は変調器、３１，３４゜３６は周
波数変換器、３２．３５は局部発振器、３３は電力増幅
器、３７は移相器、３８は制御回路、３９は合成器、４
０は中間周波増幅器、４１はフェージング等化器、４２
は復調器である。
波数変換器、３２．３５は局部発振器、３３は電力増幅
器、３７は移相器、３８は制御回路、３９は合成器、４
０は中間周波増幅器、４１はフェージング等化器、４２
は復調器である。
このよウナスペースダイバーシチシステムにおいて、メ
インルートＲ１とサブルートＲ，におけろ信号の伝搬遅
延時間に差があった場合、伝送路の振幅周波数特性やＢ
Ｔ遅延周波数特性が平坦にならず、伝送路の歪となって
信号の正しい伝送がなされなくなる。
インルートＲ１とサブルートＲ，におけろ信号の伝搬遅
延時間に差があった場合、伝送路の振幅周波数特性やＢ
Ｔ遅延周波数特性が平坦にならず、伝送路の歪となって
信号の正しい伝送がなされなくなる。
従来、このようなメインルートＲ１とサブルートＲ１の
伝搬遅延時間差は、例えば第９図に示すように２つの信
号入力端子を持ち、それらの入力信号間の位相差とレベ
ル差を測定するベクトル・ボルト・メータ４３と、シン
セサイズド・シグナル・ジェネレータ４４と、被測定系
４５ａ、４５ｂとを配置し位相スロープ法を用いること
により測定していた。
伝搬遅延時間差は、例えば第９図に示すように２つの信
号入力端子を持ち、それらの入力信号間の位相差とレベ
ル差を測定するベクトル・ボルト・メータ４３と、シン
セサイズド・シグナル・ジェネレータ４４と、被測定系
４５ａ、４５ｂとを配置し位相スロープ法を用いること
により測定していた。
ここで、位相スロープ法について述べる。
第１０図のような位相特性を持つ被測定系の伝搬遅延時
間１．は、 １、＝−ろｔ陳１・ ・・ ・ （１）θ（明：被測定
系の位相特性 ω：角周波数 と表される。
間１．は、 １、＝−ろｔ陳１・ ・・ ・ （１）θ（明：被測定
系の位相特性 ω：角周波数 と表される。
ここで、微少区間において、位相が周波数に対してリニ
アに変化しているとすれば、伝搬遅延時間１．は次に示
す第（２）式で表される。
アに変化しているとすれば、伝搬遅延時間１．は次に示
す第（２）式で表される。
−５９ｍ１・ Δθ
ｔ、＝−〒−７丁・・・・・・・・・（２）ここで、−
〇、＝ωを測定し、その比をとって伝搬遅延時間１．を
求めるのが位相スロープ法である。
〇、＝ωを測定し、その比をとって伝搬遅延時間１．を
求めるのが位相スロープ法である。
測定は、まずシンセサイズド・シグナル・ジェネレータ
４４の周波数をω、に設定する。その時、ベクトル・ボ
ルト・メ・−夕４３で測定した位相差を０１とする。
４４の周波数をω、に設定する。その時、ベクトル・ボ
ルト・メ・−夕４３で測定した位相差を０１とする。
次に、シンセサイズド・シグナル・ジェネレータ４４の
周波数をω雪に設定する。この時の位相差を０２とする
。
周波数をω雪に設定する。この時の位相差を０２とする
。
ここで、被測定系の２ルートの伝搬遅延時間差Δｔ、は
、 Δｔ、＝−Ｌ−Ｌ−Ｌ・・・・・・・・・・・・・・・
・・・（３）ω ！−ω １ から求めることができる。
、 Δｔ、＝−Ｌ−Ｌ−Ｌ・・・・・・・・・・・・・・・
・・・（３）ω ！−ω １ から求めることができる。
上記のような従来の測定法では、以下に示すような問題
点があった。
点があった。
■ 測定周波数を変えて測定信−号源の周波数ω１．ω
２ごとに位相を測定し、その位相差から遅延時間を算出
するため、ディジタル・マイクロ波無線回線の送信部か
ら受信部までを測定する場合のように、シンセサイズド
・シグナル・ジェネレータ４４とベクトル・ボルト・メ
ータ４３が離れて配置される測定では、測定周波数の切
替えのために送受信部の操作者が互いに連絡を取り合う
必要があり、測定操作が繁雑である。
２ごとに位相を測定し、その位相差から遅延時間を算出
するため、ディジタル・マイクロ波無線回線の送信部か
ら受信部までを測定する場合のように、シンセサイズド
・シグナル・ジェネレータ４４とベクトル・ボルト・メ
ータ４３が離れて配置される測定では、測定周波数の切
替えのために送受信部の操作者が互いに連絡を取り合う
必要があり、測定操作が繁雑である。
■ 被測定系の伝搬遅延時間は、第（３）式に示すよう
に位相と周波数から算出され、測定信号源の周波数ω□
、ω２が変動すると測定された伝搬遅延時間の値も誤差
を持ってしまうので、測定信号源としては周波数安定度
の良いシンセサイズド・シグナル・ジェネレータ４４を
必要とする。
に位相と周波数から算出され、測定信号源の周波数ω□
、ω２が変動すると測定された伝搬遅延時間の値も誤差
を持ってしまうので、測定信号源としては周波数安定度
の良いシンセサイズド・シグナル・ジェネレータ４４を
必要とする。
■ 測定周波数を一旦停止させて測定を進めろ方法、す
なわら点々法による測定であるため、多数の測定回数を
必要とする広い周波数帯域にわたる測定では測定時間が
長くなってしまい、周波数帯域の全域にわたって素早く
測定することが困難である。
なわら点々法による測定であるため、多数の測定回数を
必要とする広い周波数帯域にわたる測定では測定時間が
長くなってしまい、周波数帯域の全域にわたって素早く
測定することが困難である。
この発明は、かかる問題点を解決するためになされたも
ので、測定操作が簡単であるうえ、周波数４ｔｆ域の全
域にわたる２ルートの伝搬遅延時間差を短時間で測定で
きる２ルートの伝搬遅延時間差測定装置を得ることを目
的とする。
ので、測定操作が簡単であるうえ、周波数４ｔｆ域の全
域にわたる２ルートの伝搬遅延時間差を短時間で測定で
きる２ルートの伝搬遅延時間差測定装置を得ることを目
的とする。
この発明に係る２ルートの伝搬遅延時間差測定装置は、
搬送波発生器と、この搬送波発生器の出カイ３号に周波
数変調をかけ゛ＣＣ前記測定信金得る周波数変調器と、
この周波数変調器に変調信号を供給する変調信号発生器
とから構成される送信部と、この送信部からの測定信号
が入力された第１の被測定系の出力信号の周波数を電圧
に変換する第１の周波数−電圧変換器と、この第１の周
波数−電圧変換器の′出力信号から変調信号成分を抽出
する第１の変調信号成分抽出手段と、前記送信部からの
測定信号が入力された第２の被測定系の出力信号の周波
数を電圧に変換する第２の周波数−電圧変換器と、この
第２の周波数−電圧変換器の出力信号から変調信号成分
を抽出する第２の変調信号成分抽出手段と、前記第１の
変調信号成分抽出手段からの変調信号と前記第２の変調
信号成分抽出手段からの変調信号とを位相比較する位相
検出器と、この位相検出器の出力電圧を伝ｍ遅延時間差
として表示する表示器とから構成される受信部とから構
成したものである。
搬送波発生器と、この搬送波発生器の出カイ３号に周波
数変調をかけ゛ＣＣ前記測定信金得る周波数変調器と、
この周波数変調器に変調信号を供給する変調信号発生器
とから構成される送信部と、この送信部からの測定信号
が入力された第１の被測定系の出力信号の周波数を電圧
に変換する第１の周波数−電圧変換器と、この第１の周
波数−電圧変換器の′出力信号から変調信号成分を抽出
する第１の変調信号成分抽出手段と、前記送信部からの
測定信号が入力された第２の被測定系の出力信号の周波
数を電圧に変換する第２の周波数−電圧変換器と、この
第２の周波数−電圧変換器の出力信号から変調信号成分
を抽出する第２の変調信号成分抽出手段と、前記第１の
変調信号成分抽出手段からの変調信号と前記第２の変調
信号成分抽出手段からの変調信号とを位相比較する位相
検出器と、この位相検出器の出力電圧を伝ｍ遅延時間差
として表示する表示器とから構成される受信部とから構
成したものである。
この発明においては、位相検出器により第１の被測定系
を通過した変調信号と第２の被測定系を通過した変調信
号この位相差が検出され、表示器に２ルートの伝搬遅延
時間差として表示される。
を通過した変調信号と第２の被測定系を通過した変調信
号この位相差が検出され、表示器に２ルートの伝搬遅延
時間差として表示される。
第１図はこの発明の２ルートの伝搬遅延時間差測定装置
の一実施例の構成を示す図である。この図において、工
は送信部、■は受信部であり、１は搬送波発生器、２は
変調信号発生器、３ば周波数変調器、４ａ、４ｂは第１
および第２の被測定系、５，６は第１および第２の周波
数−電圧変換器、７，８は第１および第２の変調信号成
分抽出□手段としての帯域ろ波器、９は位相検出器、１
０は表示器である。
の一実施例の構成を示す図である。この図において、工
は送信部、■は受信部であり、１は搬送波発生器、２は
変調信号発生器、３ば周波数変調器、４ａ、４ｂは第１
および第２の被測定系、５，６は第１および第２の周波
数−電圧変換器、７，８は第１および第２の変調信号成
分抽出□手段としての帯域ろ波器、９は位相検出器、１
０は表示器である。
次に動作について説明する。
測定信号は搬送波発生器１の出力°信号を周波数変調器
３において変調信号発生器２の出力信号で比較的浅い周
波数変調をかけて得る。
３において変調信号発生器２の出力信号で比較的浅い周
波数変調をかけて得る。
この測定信号Ｓ （ｔ）は次に示す第（４）式で表され
る。
る。
Ｓ （ｔ）＝ Ｓ ｉｎ（ωを十ｍ’ｆ Ｓ ｉｎ
ωｍｔ ）、−＝−（４）ω：１１！送波角周波数 ω、：変調周波数 ｍｆ：変調指数 この測定信号８ （ｔ）を第２図（ａ ）、 （ｂ ）
に示すような位相特性をそれぞれ持つ第１および第２の
披測定系４ａ、４ｂに通ずと、それぞれ次に示す第（５
）式、第（６）式で表される位相変化を受ける。
ωｍｔ ）、−＝−（４）ω：１１！送波角周波数 ω、：変調周波数 ｍｆ：変調指数 この測定信号８ （ｔ）を第２図（ａ ）、 （ｂ ）
に示すような位相特性をそれぞれ持つ第１および第２の
披測定系４ａ、４ｂに通ずと、それぞれ次に示す第（５
）式、第（６）式で表される位相変化を受ける。
第１の被測定系４ａの出力信号５０１（ｔ）Ｓ ６１
（ｔ） ＝ Ｓ ｉｎ（ω、１− ｍｌ Ｓ ｉｎ（
ω、−Δθ□））・・・・・・・・・・・・・・・（５
）第２の被測定系４）Ｊの出力信号Ｓ ａｓ （ｔ）３
Ｂ（ｔ）−３ｉｎ（ωｔ＋＋ｍｆ Ｓ ｉｎ（ω、
−Δθ２））・・・・・・・・・・・・・・・（６）こ
こで、第１および第２の被測定系４１１，４１３の２ル
ートの伝搬遅延時間差Δ１．は、それぞれの伝搬遅延時
間をｔＰｌｐｊＰｊとすると、４ ｔ 、−ｔ 、、−
ｔ 、、−（−ｕｉ”、−Ｌ−−） −＝ （−ｕルＬ
１）となる。
（ｔ） ＝ Ｓ ｉｎ（ω、１− ｍｌ Ｓ ｉｎ（
ω、−Δθ□））・・・・・・・・・・・・・・・（５
）第２の被測定系４）Ｊの出力信号Ｓ ａｓ （ｔ）３
Ｂ（ｔ）−３ｉｎ（ωｔ＋＋ｍｆ Ｓ ｉｎ（ω、
−Δθ２））・・・・・・・・・・・・・・・（６）こ
こで、第１および第２の被測定系４１１，４１３の２ル
ートの伝搬遅延時間差Δ１．は、それぞれの伝搬遅延時
間をｔＰｌｐｊＰｊとすると、４ ｔ 、−ｔ 、、−
ｔ 、、−（−ｕｉ”、−Ｌ−−） −＝ （−ｕルＬ
１）となる。
また、第２図（ａ）、（ｂ）で、変調周波数ω−が充分
に小さいと仮定すれば、 Δ１．÷（４ｏ、−（、ｐｏココ− ω−ω− ＝（Δθ１−Δθ８）／ω１ ・・・・・・・・・・・
・・・・のと近似できる。
に小さいと仮定すれば、 Δ１．÷（４ｏ、−（、ｐｏココ− ω−ω− ＝（Δθ１−Δθ８）／ω１ ・・・・・・・・・・・
・・・・のと近似できる。
この発明における受信部では、第（５）式、第（６）式
で表される出力信号Ｓ ｅｔ（ｔＬ Ｓ ａｘ（ｔ）か
らそれぞれ第１および第２の周波数−電圧変換器５，６
で変調信号成分ｐ１．ｐ冨 Ｐ１＝３ｉｎ（ω１−Δθｌ）・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・（８１Ｐ、＝Ｓｉｎ（ω１−Δθ
、）・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（９
）を取り出し、位相検出器９でこれら変調信号成分Ｐ□
、Ｐ８の位相差に比例した出力電圧Ｅ０を取り出す。
で表される出力信号Ｓ ｅｔ（ｔＬ Ｓ ａｘ（ｔ）か
らそれぞれ第１および第２の周波数−電圧変換器５，６
で変調信号成分ｐ１．ｐ冨 Ｐ１＝３ｉｎ（ω１−Δθｌ）・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・（８１Ｐ、＝Ｓｉｎ（ω１−Δθ
、）・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（９
）を取り出し、位相検出器９でこれら変調信号成分Ｐ□
、Ｐ８の位相差に比例した出力電圧Ｅ０を取り出す。
Ｅ、＝Ｋ（Δθ１−Δθ２）・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・ＱＯ）Ｋ：位相検出器９の感度 したがって、第の式、第一代から２ルートの伝搬′ｉ１
延時間差Δｔ、は、 Δｔ、＝（−〇、−Δθ”） ／ ” ”” ｌａｌ
＠チｒと表すことができる。 ゛ すなわち、位相検出器９の出力電圧Ｅ０に係数（−；；
Ｔ玉−） を乗じて、その値を表示器１０に表示ずれば
２ルートの伝搬遅延時間差Δ１．が測定できたことにな
る。
・・・・・・・・・ＱＯ）Ｋ：位相検出器９の感度 したがって、第の式、第一代から２ルートの伝搬′ｉ１
延時間差Δｔ、は、 Δｔ、＝（−〇、−Δθ”） ／ ” ”” ｌａｌ
＠チｒと表すことができる。 ゛ すなわち、位相検出器９の出力電圧Ｅ０に係数（−；；
Ｔ玉−） を乗じて、その値を表示器１０に表示ずれば
２ルートの伝搬遅延時間差Δ１．が測定できたことにな
る。
第３図はこの発明の２ルートの伝搬遅延時間差測定装置
の他の実施例の具体的な構成を示す図である。
の他の実施例の具体的な構成を示す図である。
この図において、第１図と同一符号は同一部分を示し、
１１は掃引信号発生器、１２．１８．２０は電圧制御発
振器、１３，１５．１６は混合器、１４はスイッチ、１
７は低域ろ波器、１９はＸ −Ｙ表示器である。
１１は掃引信号発生器、１２．１８．２０は電圧制御発
振器、１３，１５．１６は混合器、１４はスイッチ、１
７は低域ろ波器、１９はＸ −Ｙ表示器である。
この実施例における送信部は、比較的浅い周波数変調（
例えば２００ ｋｌ（ｚｒｍｓ）を加えるための変調信
号成分恭２（例えば２００ ｋｌｌｚ）と、その信号を
受けて［１゛Ｍ波を発生ずる電圧制御発ｆＪ＆畳２０（
例えば中心周波数６８０ ＭＨｚ）と、必要な被測定帯
域をゆっくりと縁り返し掃引させるための掃引信号を発
生する掃引信号発生器１１ （例えば６０１１ｚ）と、
その掃引信号をうけて被測定（「域を掃引する電圧制御
１ＩＩＩ発振器１２（例えば７５０上２５ ＭＩＩＫ）
おＪ：び電圧制御発振器２０と電圧ｆｌｉｌｊ御発振器
１２Ｑ）出力を混合し、ディジタルマイクロ波無線回線
の中間周波数である７ ０ ＭＩ［ｚ帯に変換する混合
器１３とから構成されている。“ この送信部から得られる測定信号は、第４図に示すよう
に、例えば７０ ＭＩＩＺを中心として５ＱＩｌｚでゆ
っくりと繰り返し掃引され、しかも比較的浅い周波数便
ｇｌｌＪ（周波数： ２００ ｋｌＩｚ、周波Ｉｉ１．
偏移社：２００ ｋ［［ｚｒｍｓ）を受けたＦＭ波とな
っている。
例えば２００ ｋｌ（ｚｒｍｓ）を加えるための変調信
号成分恭２（例えば２００ ｋｌｌｚ）と、その信号を
受けて［１゛Ｍ波を発生ずる電圧制御発ｆＪ＆畳２０（
例えば中心周波数６８０ ＭＨｚ）と、必要な被測定帯
域をゆっくりと縁り返し掃引させるための掃引信号を発
生する掃引信号発生器１１ （例えば６０１１ｚ）と、
その掃引信号をうけて被測定（「域を掃引する電圧制御
１ＩＩＩ発振器１２（例えば７５０上２５ ＭＩＩＫ）
おＪ：び電圧制御発振器２０と電圧ｆｌｉｌｊ御発振器
１２Ｑ）出力を混合し、ディジタルマイクロ波無線回線
の中間周波数である７ ０ ＭＩ［ｚ帯に変換する混合
器１３とから構成されている。“ この送信部から得られる測定信号は、第４図に示すよう
に、例えば７０ ＭＩＩＺを中心として５ＱＩｌｚでゆ
っくりと繰り返し掃引され、しかも比較的浅い周波数便
ｇｌｌＪ（周波数： ２００ ｋｌＩｚ、周波Ｉｉ１．
偏移社：２００ ｋ［［ｚｒｍｓ）を受けたＦＭ波とな
っている。
また、受信部は、第１および第２の周波数−電圧変換Ｐ
４５．６の入力を第１の被測定系４ａまたは第２の被測
定系４ｂの出力信号の一方に切り換えるスイッチ１４と
、Ｘ−Ｙ表示器１９を備えた構成とされている。
４５．６の入力を第１の被測定系４ａまたは第２の被測
定系４ｂの出力信号の一方に切り換えるスイッチ１４と
、Ｘ−Ｙ表示器１９を備えた構成とされている。
次に動作について説明する。
送信部からの測定信号が入力された第１の被測定系４ａ
を通った出力信号Ｓ・１（ｔ）は、混合器１５で電圧制
御発振器１８の出力と混合され、中間周波数ｆ ｔｐに
変換される。第１の周波数−電圧変換＃Ｂ５は中間周波
数ｆｔ−の周波数の変化を電圧の変化に変１ｆＡする。
を通った出力信号Ｓ・１（ｔ）は、混合器１５で電圧制
御発振器１８の出力と混合され、中間周波数ｆ ｔｐに
変換される。第１の周波数−電圧変換＃Ｂ５は中間周波
数ｆｔ−の周波数の変化を電圧の変化に変１ｆＡする。
そして、その出力の一部はＦＭ信号の周波数成分を低域
ろ波器１７で除去され、測定信号のゆっくりした周波数
変化に基づくゆっくしした電圧の変化として電圧制御発
振器１８に加えられる。これらのｇｇ器１５．第１の周
波数−電圧変換器５．低域ろ波ｖｊｔ ７．電圧制御発
振器１８で構成される閉ループは中間周波数ｆ ｔｐの
平均値が常に一定になるように動作しており、自動周波
数制御回１１ （ＡＦＣ）と呼ばれている。すなわち、
このＡＦＣ回路によって第１の周波数−電圧変換器５の
入力周波数が常にほぼ一定となり、第１の周波数−電圧
変換器５の動作する周波数帯域が狭くても広い帯域の測
定信号を受信できる。
ろ波器１７で除去され、測定信号のゆっくりした周波数
変化に基づくゆっくしした電圧の変化として電圧制御発
振器１８に加えられる。これらのｇｇ器１５．第１の周
波数−電圧変換器５．低域ろ波ｖｊｔ ７．電圧制御発
振器１８で構成される閉ループは中間周波数ｆ ｔｐの
平均値が常に一定になるように動作しており、自動周波
数制御回１１ （ＡＦＣ）と呼ばれている。すなわち、
このＡＦＣ回路によって第１の周波数−電圧変換器５の
入力周波数が常にほぼ一定となり、第１の周波数−電圧
変換器５の動作する周波数帯域が狭くても広い帯域の測
定信号を受信できる。
第１の周波数−電圧変換器５の出力の残り部分は、帯域
ろ波器７でゆっくりした変化の掃引信号を除去され、Ｆ
Ｍ変調信号のみが位相検出器９に送られる。
ろ波器７でゆっくりした変化の掃引信号を除去され、Ｆ
Ｍ変調信号のみが位相検出器９に送られる。
また、第２の被測定系４ｂを通った出力信号５ｅｔ（ｔ
）も同様に混合器１６で中間周波数ｆ ｔｐに変換され
たのち、第２の周波数−電圧変換器６で周波数の゛変化
を電圧の変化に、変換される。そして、第２の周波数−
電圧変換器６の出力は帯域ろ波器８で掃引信号を除去さ
れ、ＦＭ変調信号のみが位相検出器９へと送られる。
）も同様に混合器１６で中間周波数ｆ ｔｐに変換され
たのち、第２の周波数−電圧変換器６で周波数の゛変化
を電圧の変化に、変換される。そして、第２の周波数−
電圧変換器６の出力は帯域ろ波器８で掃引信号を除去さ
れ、ＦＭ変調信号のみが位相検出器９へと送られる。
位相検出器９は、第１の被測定系４ａの位相特性によっ
て位相変化を受けた出力信号５ｏｌ（ｔ）と、第２の被
測定系４ｂの位相特性によって位相変化を受けた出力信
号Ｓ。２（ｔ）この位相差−〇を電圧に変換する。この
電圧はＸ−Ｙ表示器１９に送られて、第５図に示すよう
に表示される。。
て位相変化を受けた出力信号５ｏｌ（ｔ）と、第２の被
測定系４ｂの位相特性によって位相変化を受けた出力信
号Ｓ。２（ｔ）この位相差−〇を電圧に変換する。この
電圧はＸ−Ｙ表示器１９に送られて、第５図に示すよう
に表示される。。
まｔコ、スイッチ１４は測定器自体の伝搬遅延時間差を
校正するために使用ずろもので、スイッチ１４を第１の
被測定系４ａ側に接続することにより、測定器自体の伝
搬遅延時間差をｘ−ｙ表示器１９に表示することができ
、この値を用いれば、Ｘ−Ｙ表示器１９に表示される第
１および第２の被測定系４ａ、４ｂの２ルートの伝搬遅
延時間差ΔｔＰＩｅｔＲ正して正しい値を求められる。
校正するために使用ずろもので、スイッチ１４を第１の
被測定系４ａ側に接続することにより、測定器自体の伝
搬遅延時間差をｘ−ｙ表示器１９に表示することができ
、この値を用いれば、Ｘ−Ｙ表示器１９に表示される第
１および第２の被測定系４ａ、４ｂの２ルートの伝搬遅
延時間差ΔｔＰＩｅｔＲ正して正しい値を求められる。
第６図はこの発明の２ルートの伝ｔｌ１２ｆｆ延時間差
測定装置のさらに他の実施例の構成を示す図である。こ
の図において、第３図と同一符号は同一部分を示し、２
１はスイッチ、２２は校正用信号発生器で、搬送波発生
器２２ａと周波数変調器２２ｂと変調信号発生器２２ｃ
とから構成されている。
測定装置のさらに他の実施例の構成を示す図である。こ
の図において、第３図と同一符号は同一部分を示し、２
１はスイッチ、２２は校正用信号発生器で、搬送波発生
器２２ａと周波数変調器２２ｂと変調信号発生器２２ｃ
とから構成されている。
すなわち、この実施例のように構成することにより、受
信部側のみで測定器自体の伝搬遅延時間差を測定するこ
とが可能になる。
信部側のみで測定器自体の伝搬遅延時間差を測定するこ
とが可能になる。
第７図はこの発明の２ルートの伝搬遅延時間差測定装置
のさらに他の実施例の構成を示す図である。この図にお
いて、第１図および第６図と同一符号は同一部分を示し
、２３は前記位相検出器９の出力電圧をディジタル信号
に変換するためのＡＩＤ変換器、２４はディジタル信号
の一時記憶。
のさらに他の実施例の構成を示す図である。この図にお
いて、第１図および第６図と同一符号は同一部分を示し
、２３は前記位相検出器９の出力電圧をディジタル信号
に変換するためのＡＩＤ変換器、２４はディジタル信号
の一時記憶。
差引き、および平均化等のディジタル処理を行うための
ディジタル信号プロセッサである。
ディジタル信号プロセッサである。
この実施例の構成では、測定器自体の校正をスイッチ１
４を、例えば第１の被測定系４ム側に倒し、この時の位
相検出器９の出力電圧をディジタル信号プロセッサ２４
に記憶しておき、実際の測定時に、位相検出Ｎ９から得
られる出力電圧から先に記憶しておいたデータを差し引
いて表示器１ｏに出力させられるので、より機能的にな
る。
４を、例えば第１の被測定系４ム側に倒し、この時の位
相検出器９の出力電圧をディジタル信号プロセッサ２４
に記憶しておき、実際の測定時に、位相検出Ｎ９から得
られる出力電圧から先に記憶しておいたデータを差し引
いて表示器１ｏに出力させられるので、より機能的にな
る。
この発明は以上説明したとおり、周波数変調を受けた測
定信号を作るために、搬送波発生器と、この搬送波発生
器の出力信号に周波数変調をかけて前記測定信号を得る
周波数変調器と、この周波数変調器に変調信号を供給す
る変調信号発生器とから構成される送信部と、この送信
部からの測定４１号が入力された第１の被測定系の出力
信号の周波数を電圧に変換する第１の周波数−電圧変換
器と、この第１の周波数−電圧変換器の出力信号から変
調信号成分を抽出する第１の変調信号成分抽出手段と、
前記送信部からの測定信号が入力された第２の被測定系
の出力信号の周波数を電圧に変換する第２の周波数−電
圧変１５！！器と、この第２０）周波数−電圧変換器の
出力信号から変調信号成分を抽出する第２の変調信号成
分抽出手段と、前記第１の変調信号成分抽出手段からの
変調信号と前記第２の変調信号成分抽出手段からの変調
信号とを位相比較する位相検Ｌ４器と、この位相検出器
の出力電圧を伝搬遅延時間差として、表示ずろ表示器と
から構成される受信−とから構成したので、２ルートの
伝搬遅延時間差を容易に沖１定できる３、また、測定器
自体の伝搬遅延時間差を測定し、この値で校正すること
によって高確度の測定が可能になるという効果がある。
定信号を作るために、搬送波発生器と、この搬送波発生
器の出力信号に周波数変調をかけて前記測定信号を得る
周波数変調器と、この周波数変調器に変調信号を供給す
る変調信号発生器とから構成される送信部と、この送信
部からの測定４１号が入力された第１の被測定系の出力
信号の周波数を電圧に変換する第１の周波数−電圧変換
器と、この第１の周波数−電圧変換器の出力信号から変
調信号成分を抽出する第１の変調信号成分抽出手段と、
前記送信部からの測定信号が入力された第２の被測定系
の出力信号の周波数を電圧に変換する第２の周波数−電
圧変１５！！器と、この第２０）周波数−電圧変換器の
出力信号から変調信号成分を抽出する第２の変調信号成
分抽出手段と、前記第１の変調信号成分抽出手段からの
変調信号と前記第２の変調信号成分抽出手段からの変調
信号とを位相比較する位相検Ｌ４器と、この位相検出器
の出力電圧を伝搬遅延時間差として、表示ずろ表示器と
から構成される受信−とから構成したので、２ルートの
伝搬遅延時間差を容易に沖１定できる３、また、測定器
自体の伝搬遅延時間差を測定し、この値で校正すること
によって高確度の測定が可能になるという効果がある。
第１図はこの発明の２ルートの伝搬遅延時間差測定装置
の一実施例の構成を示す図、第２図（ａ）。 （ｂ）は被測定系の位相特性を示す図、第３図はこの発
明の他の実施例の具体的な構成を示す図、第４図は測定
信号の一実施例を示す図、第５図はＸ−Ｙ表示器の表示
例を示す図、第６図、第７図はこの発明のさらに他の実
施例を示す図、第８図はスペースダイバーシチシステム
を使ったディジタルマイクロ波送受信装置を示す図、第
９図は従来の２ルートの伝搬遅延時間差の測定法を説明
するための図、第１０図は被測定系の位相特性の一例を
示す図である。 図中、１は搬送波発生器、２は変調信号発生器、３は周
波数変調器、４ａ、４ｂは第１および第２の被測定系、
５，６は第１および第２の周波数−電圧変換器、７，８
は帯域ろ波器、９は位相検出器、１０は表示器、１１ば
掃引信号発生器、１２゜１８．２０は電圧制御発損益、
１３，１５，１６は混合器、１４．２１はスイッチ、１
７は低域ろ波器、１９はＸ−Ｙ表示器、２２は校正用信
号発生器、２３はＡ／Ｄ変換器、２４はディタル信号プ
ロセッサである。 第２図 ｔＩＪＯω 第４図 第５図 □ω１
の一実施例の構成を示す図、第２図（ａ）。 （ｂ）は被測定系の位相特性を示す図、第３図はこの発
明の他の実施例の具体的な構成を示す図、第４図は測定
信号の一実施例を示す図、第５図はＸ−Ｙ表示器の表示
例を示す図、第６図、第７図はこの発明のさらに他の実
施例を示す図、第８図はスペースダイバーシチシステム
を使ったディジタルマイクロ波送受信装置を示す図、第
９図は従来の２ルートの伝搬遅延時間差の測定法を説明
するための図、第１０図は被測定系の位相特性の一例を
示す図である。 図中、１は搬送波発生器、２は変調信号発生器、３は周
波数変調器、４ａ、４ｂは第１および第２の被測定系、
５，６は第１および第２の周波数−電圧変換器、７，８
は帯域ろ波器、９は位相検出器、１０は表示器、１１ば
掃引信号発生器、１２゜１８．２０は電圧制御発損益、
１３，１５，１６は混合器、１４．２１はスイッチ、１
７は低域ろ波器、１９はＸ−Ｙ表示器、２２は校正用信
号発生器、２３はＡ／Ｄ変換器、２４はディタル信号プ
ロセッサである。 第２図 ｔＩＪＯω 第４図 第５図 □ω１
Claims (6)
- （１）搬送波発生器と、この搬送波発生器の出力信号に
周波数変調をかけて前記測定信号を得る周波数変調器と
、この周波数変調器に変調信号を供給する変調信号発生
器とから構成される送信部と、この送信部からの測定信
号が入力された第１の被測定系の出力信号の周波数を電
圧に変換する第１の周波数−電圧変換器と、この第１の
周波数−電圧変換器の出力信号から変調信号成分を抽出
する第１の変調信号成分抽出手段と、前記送信部からの
測定信号が入力された第２の被測定系の出力信号の周波
数を電圧に変換する第２の周波数−電圧変換器と、この
第２の周波数−電圧変換器の出力信号から変調信号成分
を抽出する第２の変調信号成分抽出手段と、前記第１の
変調信号成分抽出手段からの変調信号と前記第２の変調
信号成分抽出手段からの変調信号とを位相比較する位相
検出器と、この位相検出器の出力電圧を伝搬遅延時間差
として表示する表示器とから構成される受信部とから構
成したことを特徴とする２ルートの伝搬遅延時間差測定
装置。 - （２）送信部が、搬送波発生器と、この搬送波発生器の
出力信号に周波数変調をかける周波数変調器と、この周
波数変調器に変調信号を供給する変調信号発生器と、必
要な被測定帯域を繰り返し掃引させるための掃引信号を
発生する掃引信号発生器と、この掃引信号発生器からの
掃引信号を受けて被測定帯域を掃引する電圧制御発振器
と、周波数変調器の出力と電圧制御発振器の出力を混合
する混合器とから構成されたものであることを特徴とす
る特許請求の範囲第（１）項記載の２ルートの伝搬遅延
時間差測定装置。 - （３）表示器が、周波数をパラメータとして伝搬遅延時
間差を表示するＸ−Ｙ表示器であることを特徴とする特
許請求の範囲第（２）項に記載の２ルートの伝搬遅延時
間差測定装置。 - （４）受信部が、第１の周波数−電圧変換器および第２
の周波数−電圧変換器の入力を第１の被測定系または第
２の被測定系の出力信号の一方に切り換えるスイッチを
備えたものであることを特徴とする特許請求の範囲第（
１）項または第（２）項に記載の２ルートの伝搬遅延時
間差測定装置。 - （５）受信部が、校正用の変調信号を発生する校正用信
号発生器と、第１の周波数−電圧変換器および第２の周
波数−電圧変換器の入力を校正用信号発生器の出力に切
り換えるスイッチとを備えたものであることを特徴とす
る特許請求の範囲第（１）項または第（２）項に記載の
２ルートの伝搬遅延時間差測定装置。 - （６）受信部が、位相検出器の出力電圧をディジタルデ
ータに変換するアナログ−ディジタル変換器と、このア
ナログ−ディジタル変換器の出力をディジタル的に処理
するプロセッサとを備えたものであることを特徴とする
特許請求の範囲第（１）項または第（２）項に記載の２
ルートの伝搬遅延時間差測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27783886A JPS63132534A (ja) | 1986-11-22 | 1986-11-22 | ２ル−トの伝搬遅延時間差測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27783886A JPS63132534A (ja) | 1986-11-22 | 1986-11-22 | ２ル−トの伝搬遅延時間差測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63132534A true JPS63132534A (ja) | 1988-06-04 |
| JPH0355053B2 JPH0355053B2 (ja) | 1991-08-22 |
Family
ID=17588969
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27783886A Granted JPS63132534A (ja) | 1986-11-22 | 1986-11-22 | ２ル−トの伝搬遅延時間差測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63132534A (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5132962A (ja) * | 1974-06-20 | 1976-03-19 | Westinghouse Electric Corp | |
| JPS5965265A (ja) * | 1982-10-06 | 1984-04-13 | Advantest Corp | 位相測定装置 |
-
1986
- 1986-11-22 JP JP27783886A patent/JPS63132534A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5132962A (ja) * | 1974-06-20 | 1976-03-19 | Westinghouse Electric Corp | |
| JPS5965265A (ja) * | 1982-10-06 | 1984-04-13 | Advantest Corp | 位相測定装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0355053B2 (ja) | 1991-08-22 |
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