JPH0355053B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、スペースダイバーシチシステムに
おいて、メインルートとサブルートにおける信号
の伝搬遅延時間差を測定する２ルートの伝搬遅延
時間差測定装置に関するものである。

〔従来の技術〕

大容量のデイジタルマイクロ波無線（DMR）
回線においては、伝送効率の高い16値、64値の直
交振幅変調（QAM）方式が使われている。一
方、多値化に伴いデイジタルマイクロ波無線回線
は無線伝搬路に特有の干渉性フエージングに対す
る影響を受け易くなるという問題を持つている。

そのため、DMR回線の中でフエージング発生
頻度の多い区間に対しては回線品質の劣化を防ぐ
ために合成スペースダイバーシチシステムが採用
されている。第８図にこのスペースダイバーシチ
システムを使つたデイジタルマイクロ波送受信装
置を示す。

この図において、３０は変調器、３１，３４，
３６は周波数変換器、３２，３５は局部発振器、
３３は電力増幅器、３７は位相器、３８は制御回
路、３９は合成器、４０は中間周波増幅器、４１
はフエージング等化器、４２は復調器である。

このようなスペースダイバーシチシステムにお
いて、メインルートR_nとサブルートR_sにおける
信号の伝搬遅延時間に差があつた場合、伝送路の
振幅周波数特性や群遅延周波数特性が平坦になら
ず、伝送路の歪となつて信号の正しい伝送がなさ
れてなくなる。

従来、このようなメインルートR_nとサブルー
トR_sの伝搬遅延時間差は、例えば第９図に示す
ように２つの信号入力端子を持ち、それらの入力
信号間の位相差とレベル差を測定するベクトル・
ボルト・メータ４３と、シンセサイズド・シグナ
ル・ジエネレータ４４と、被測定系４５ａ，４５
ｂとを配置し、位相スロープ法を用いることによ
り測定していた。

なお、位相差を検出するのにベクトル・ボル
ト・メータ４３を用いているが、後述の式(1)、(2)
および(3)で示されるように、入力信号のレベル差
の影響を受けることなく精度よく位相差を求めら
れる位相検出器であれば、必ずしもベクトル・ボ
ルト・メータでなくともよい。

ここで、位相スロープ法について述べる。

第１０図のような位相特性を持つ被測定系の伝
搬遅延時間t_pは、 t_p＝dθ（ω）／dω ……(1) θ（ω）：被測定系の位相特性 ω：角周波数 と表される。

ここで、微小区間において、位相が周波数に対
してリニアに変化しているとすれば、伝搬遅延時
間t_pは次に示す第(2)式で表される。

t_p＝−dθ（ω）／dω≒−Δθ／Δω ……(2) ここで、Δθ，Δωを測定し、その比をとつて伝
搬遅延時間t_pを求めるのが位相スロープ法であ
る。

測定は、まずシンセサイズド・シグナル・ジエ
ネレータ４４の周波数ω₁に設定する。その時、
ベクトル・ボルト・メータ４３で測定した位相差
をθ₁とする。

次に、シンセサイズド・シグナル・ジエネレー
タ４４の周波数をω₂に設定する。その時の位相
差をθ₂とする。

ここで、被測定系の２ルートの伝搬遅延時間差
Δt_pは、 Δt_p＝−θ₂−θ₁／ω₂−ω₁ ……(3) から求めることができる。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記のような従来の測定法では、以下に示すよ
うな問題があつた。

測定周波数を変えて測定信号源の周波数ω₁，
ω₂ごとに位相を測定し、その位相差から遅延
時間を算出するため、DMR回線の送信部から
受信部までを測定する場合のように、シンセサ
イズド・シグナル・ジエネレータ４４とベクト
ル・ボルト・メータ４３が離れて配置される測
定では、測定周波数の切替えのために送受信部
の操作者が互いに連絡を取り合う必要があり、
測定操作が繁雑である。

被測定系の伝搬遅延時間は、第(3)式に示すよ
うに位相と周波数から算出され、測定信号源の
周波数ω₁，ω₂が変動すると測定された伝搬遅
延時間の値も誤差を持つてしまうので、測定信
号源としては周波数安定度の良いシンセサイズ
ド・シグナル・ジエネレータ４４を必要とす
る。

測定周波数を一旦停止させて測定を進める方
法、すなわち点々法による測定であるため、多
数の測定回数を必要とする広い周波数帯域にわ
たる測定では測定時間が長くなつてしまい、周
波数帯域の全域にわたつて素早く測定すること
が困難である。

また、特公昭51−32962号公報に示される従来
技術があるが、通信局間の無線伝搬路を測定する
となると前記からの問題がそのまま残り解決
されない。さらに、文献「電子通信学会技術研究
報告OQE82−24、vol.82No.47、p.41−47（1982−
６−14）社団法人 電子通信学会」記載の従来技
術がある。この文献には、どのような信号間の位
相を測定して伝搬時間差を求めているのか具体的
記載はない。これも前記公報に記載と同様２ルー
トで測定しているが、一般に位相は２つの信号間
の位相（差）を測定しないと求めるのは困難であ
るから、２ルートで測定すること自体は位相測定
から時間を求める限り以前から使われている技術
である。この技術にも前記公報と同様の問題があ
る。

この発明は、かかる問題点を解決するためにな
されたもので、測定操作が簡単であるうえ、周波
数帯域の全域にわたつて２ルートの伝搬遅延時間
差を短時間で測定できる２ルートの伝搬遅延時間
差測定装置を得ることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係る２ルートの伝搬遅延時間差測定
装置は、送信部を、変調信号を発生する変調信号
発生器２と、変調信号の周波数に比し低い周波数
の掃引信号を繰り返し出力する掃引信号発生器１
１と、変調信号と掃引信号とを受け、変調信号に
より変調されるとともに変調された搬送波を所定
の被測定周波数範囲にわたつて周波数掃引して出
力する搬送波発生器１ａとで構成し、受信部を、
周波数制御可能な局部発振器１８と、２ルートの
無線伝搬路を経由してきた送信部からの出力信号
のそれぞれを受け、局部発振器からの信号で中間
周波数信号に変換する第１の混合器１５および第
２の混合器１６と、この第１の混合器からの中間
周波数信号を受けて周波数−電圧変換して出力す
る第１の周波数−電圧変換器５と、第２の混合器
からの中間周波数信号を受けて周波数−電圧変換
して出力する第２の周波数−電圧変換器６と、第
１の周波数−電圧変換器の出力信号からFM復調
された変調信号成分のみを抽出する第１の変調信
号成分抽出手段７と、第２の周波数−電圧変換器
の出力信号からFM復調された変調信号成分のみ
を抽出する第２の変調信号成分抽出手段８と、こ
の第２の変調信号成分抽出手段の出力信号と第１
の変調信号成分抽出手段の出力信号の位相差を検
出して２ルートの無線伝搬路の遅延時間差を表わ
す信号として出力する位相検出器９と、第１の周
波数−電圧変換器の出力信号から復調された掃引
信号の成分のみを抽出してその成分を局部発振器
に送出して自動周波数制御を行わせる掃引信号成
分抽出手段１７と、位相検出器からの出力信号と
掃引信号成分抽出手段で抽出された掃引信号の成
分を受けて被測定周波数範囲に対応して位相検出
器からの遅延時間差を表わす信号を表示する表示
器１９とで構成したものである。

〔作用〕

この発明においては、送信部から被測定周波
数範囲にわたつて繰り返しでゆつくりと周波数掃
引して出力されて第１の被測定系を通過した測定
信号が、第１の混合器で局部発振器の出力と混合
され、中間周波数信号に変換された後、第１の周
波数−電圧変換器により周波数の変化が電圧の変
化に変換される。

次いで、第１の変調信号成分抽出手段により、
第１の周波数−電圧変換器の出力信号からFM復
調された変調信号成分のみが抽出されて位相検出
器および掃引信号成分抽出手段に出力される。こ
れにより、掃引信号成分抽出手段は、復調された
掃引信号の成分のみを抽出してその一部を局部発
振器に送出して自動周波数制御を行わせる。他
方、第２の被測定系を通過した測定信号は、第２
の混合器で同様に中間周波数信号に変換され、第
２の周波数−電圧変換器により周波数の変化が電
圧の変化に変換された後、第２の変調信号成分抽
出手段によりFM復調された変調信号成分のみが
抽出されて位相検出器に出力される。位相検出器
は、入力される２つの信号間の位相差を検出し
て、２ルートの無線伝搬路の遅延時間差を表す信
号として表示器に出力し、表示器は掃引信号成分
抽出手段で抽出された掃引信号の成分を受けて被
測定周波数範囲に対応して位相検出器によつて検
出された遅延時間差を表示する。

〔実施例〕

第４図はこの発明における基本的な動作を説明
するための図である。この図において、は送信
部、は受信部であり、１は搬送波発生器、２は
変調信号発生器、３は周波数変調器、４ａ，４ｂ
は第１および第２の被測定系、５，６は第１およ
び第２の周波数−電圧変換器、７，８は第１およ
び第２の変調信号成分抽出手段としての帯域ろ波
器、９は位相検出器、１０は表示器である。

なお、第１および第２の周波数−電圧変換器
５，６は、周波数の変化を電圧の変化に変換する
もので、通信分野におけるFM復調器（あるいは
デイスクルミネータ）と呼ばれているものであ
る。この実施例では、変調された搬送波信号を受
けて、復調して変調信号成分を出力している。

次に、動作について説明する。

測定信号は搬送波発生器１の出力信号を周波数
変調器３において変調信号発生器２の出力信号で
比較的浅い周波数変調をかけて得る。

比較的浅い変調とは、次式(4)の変調指数mfが
小さいことを示す。なお、一般に周波数変調のか
かつた信号のスペクトラムは、搬送波周波数を中
心に変調波による側帯波が分布している。つま
り、変調指数mfが大のときはその側帯波の分布
が拡がり、変調指数mfが小のときは搬送波の極
近傍の側帯波だけが分布する。そのため、いわば
第１および第２の周波数−電圧変換器７，８で
FM復調された変調信号成分は、前記側帯波で運
ばれた変調信号成分の平均を示すことになる。し
たがつて、変調指数mfが大のときは粗い測定、
小のときは細かい測定に向くと言える。

測定信号Ｓ(t)は次に示す第(4)式で表される。

Ｓ（ｔ）＝Sin（ωt＋mfSinω_nｔ） ……(4) ω：搬送波角周波数 ω_n：変調角周波数 mf：変調指数 この測定信号Ｓ(t)を第５図ａ，ｂに示すような
周波数（搬送周波数）に対する位相特性（以下、
端に位相特性という）をそれぞれ持つ第１および
第２の被測定系４ａ，４ｂに通すと、それぞれ次
に示す第(5)式、第(6)式で表される位相変化を受け
る。

第１の被測定系４ａの出力信号S₀₁（ｔ） S₀₁（ｔ）＝Sin｛ωt＋mf Sin （ω_nｔ−Δθ₁）｝ ……(5) 第２の被測定系４ｂの出力信号S₀₂（ｔ） S₀₂（ｔ）＝Sin｛ωt＋mfSin （ω_nｔ−Δθ₂）｝ ……(6) ここで、第１および第２の被測定系４ａ，４ｂ
の２ルートの伝搬遅延時間差Δt_pは、それぞれの
伝搬遅延時間をt_p1，t_p2とすると、 Δt_p＝t_p2−t_p1 ＝（−dθ₂（ω）／dω）−（−dθ₁（ω）／dω） となる。

また、第５図ａ，ｂで、変調角周波数ω_nが十
分に小さいと仮定すれば、 Δt_p≒（−Δθ₂／ω_n）−（−Δθ₁／ω_n）
＝（Δθ₁−Δθ₂）／ω_n……(7) と近似できる。

この発明における受信部では、第(5)式、第(6)
式で表される出力信号S₀₁（ｔ）、S₀₂（ｔ）からそ
れぞれ第１および第２の周波数−電圧変換器５，
６で変調信号成分P₁，P₂ P₁＝Sin（ω_nｔ−Δθ₁） ……(8) P₂＝Sin（ω_nｔ−Δθ₂） ……(9) を取り出し、位相検出器９でこれらの変調信号成
分P₁，P₂の位相差に比例した出力電圧E₀を取り
出す。

E₀＝Ｋ（Δθ₁−Δθ₂） ……(10) Ｋ：位相検出器９の感度 したがつて、第(7)式、第(10)式から２ルートの伝
搬遅延時間差Δt_pは、 Δt_p＝（Δθ₁−Δθ₂）／ω_n＝E₀／ω_n・Ｋ と表すことができる。

すなわち、位相検出器９の出力電圧E₀に係数
（１／ω_n・Ｋ）を乗じて、その値を表示器１０に表 示すれば２ルートの伝搬遅延時間差Δt_pが測定で
きたことになる。

なお、係数１／ω_n・Ｋのω_nおよびＫは既知の
値であるから、出力電圧E₀に係数１／ω_n・Ｋを
乗ずるためには、必要に応じて係数１／ω_n・Ｋ
の値だけ増幅するか、抵抗器で減衰させればよ
い。また、表示器１０の感度を調整するようにし
てもできる。なお、この例における表示器１０は
従来ある電圧計、オシロスコープまたはＸ−Ｙレ
コーダ等が使用できる。

第１図はこの発明の２ルートの伝搬遅延時間差
測定装置の一実施例の構成を示す図である。

この図において、第４図と同一符号は同一部分
を示す。また、１ａは搬送波発生器で、周波数変
調器として動作する電圧制御発振器２０、所定の
被測定帯域幅だけ周波数掃引された信号を生成す
る電圧制御発振器１２およびこれらの出力を合成
する混合器１３で構成される。１１は掃引信号発
生器、１４はスイツチ、１５，１６は混合器、１
７は掃引信号抽出器として動作する低減ろ波器、
１８は局部発振器として動作する電圧制御発振
器、１９はＸ−Ｙ表示器である。

上記要部はそれぞれ単独では、一般的に用いら
れる手段で構成できる。つまり、電圧制御発振器
１２，２０および局部発振器１８として具体的に
は、発振周波数を決定する素子に可変容量ダイオ
ードを用いたトランジスタ発振器が使用できる。
混合器１５，１６には、ダイオードを使用した平
衡変調器が用いられる。掃引信号発生器１１に
は、低周波（この実施例では50Hzの正弦波発生器
や鋸歯状波発生器等が使用できる。また、低減ろ
波器１７は掃引信号成分（50Hz）を通過させ、そ
れより高い周波数を除去するように構成されてい
る。さらに、第４図にもある第１および第２の周
波数−電圧変換器５，６は、FM復調器であつて
一般に用いられる同調形のものやパルスカウント
形のものが使用できるが、この実施例では複同調
形を用いている。第１および第２の変調信号成分
抽出手段として動作する帯域ろ波器７，８は、変
調信号の周波数に同調して抽出してそれ以外の帯
域の周波数を有する信号を除去する構成にされて
いる。

なお、第１および第２の被測定系４ａ，４ｂは
無線伝搬線路である。

すなわち、この実施例における送信部は、比
較的浅い周波数変調（例えば200kHzrms）を加え
るための変調信号発生器２（例えば200kHz）と、
その信号を受けてFM波を発生する電圧制御発振
器２０（例えば中心周波数680MHz）と、必要な
被測定帯域をゆつくりと繰り返し掃引させるため
の掃引信号を発生する掃引信号発生器１１（例え
ば50Hz）と、その掃引信号をうけて被測定帯域を
掃引する電圧制御発振器１２（例えば750±25M
Hz）および電圧制御発振器２０と電圧制御発振器
１２の出力を混合し、デイジタルマイクロ波無線
回線の中間周波数である、例えば70MHz帯に変換
する混合器１３とから構成されている。

この送信部から得られる測定信号は、第２図
に示すように、例えば70MHzを中心として45MHz
から95MHzまでの被測定帯域を50Hzの繰り返しで
ゆつくりと掃引され、しかも比較的浅い周波数変
調（周波数：200kHz、周波数偏移量：200kHz
rms）を受けたFM波となつている。

また、受信部は、第１および第２の周波数−
電圧変換器５，６の入力を第１の被測定系４ａま
たは第２の被測定系４ｂの出力信号の一方に切替
えるスイツチ１４と、Ｘ−Ｙ表示器１９を備えた
構成とされている。

次に、動作について説明する。

送信部からの測定信号が入力された第１の被
測定系４ａからの出力信号S₀₁（ｔ）は、第１の混
合器１５で電圧制御発振器１８の出力と混合さ
れ、中間周波数f_IFに変換される。第１の周波数
−電圧変換器５は中間周波数f_IFの周波数の変化
を電圧の変化に変換する。具体的には、第１の周
波数−電圧変換器５は、FM復調を行うことによ
り、被測定系を経てきた測定信号（無線伝搬路を
経てきた搬送波）が有する周波数変化のすべて、
つまり第３図に示されるような変調信号成分
（200kHz）および周波数掃引された変化分である
掃引信号成分（50Hz）を出力する。掃引信号成分
抽出手段としての低域ろ波器１７は掃引信号成分
（50Hz）を通過し、それより高い周波数を除去す
るように構成され、第１の周波数−電圧変換器５
の出力のうち掃引信号成分（50Hz）のみを抽出し
て、局部発振器としての電圧制御発振器１８に送
出する。電圧制御発振器１８は、掃引信号成分の
電圧変化に対応して、測定信号が第１の混合器１
５で混合されて常に中間周波数f_IFに変換される
ような周波数信号を第１の混合器１５へ送出す
る。これらの第１の混合器１５、第１の周波数−
電圧変換器５、低域ろ波器１７、電圧制御発振器
１８で構成される閉ループは、測定信号の周波数
が変化しても中間周波数f_IFの平均値が一定にな
るように動作しており、周波数制御回路AFCと
呼ばれている。

すなわち、このような周波数制御回路を採用す
ることにより、45MHzから95MHzまでの被測定帯
域幅だけ掃引されている測定信号を自動的に同調
して測定できる。したがつて、送信部と受信部
が離れた状態で測定する場合に有効である。ま
た、第１の周波数−電圧変換器５の入力周波数が
中間周波数f_IFにほぼ一定となるので、第１の周
波数−電圧変換器５の動作する周波数帯域が狭く
て（中間周波数f_IFを中心とする変調による周波
数変移200kHzrms）も広い帯域幅（45MHzから
95MHz）の測定信号の復調ができる。

第１の周波数−電圧変換器５の出力の残り部分
は、帯域ろ波器７でゆつくりした変化の掃引信号
を除去され、FM変調信号のみが位相検出器９に
送られる。

また、第２の被測定系４ｂを通つた出力信号
S₀₂（ｔ）も同様に混合器１６で中間周波数f_IFに変
換されたのち、第２の周波数−電圧変換器６で周
波数の変化が電圧の変化に変換される。そして、
第２の周波数−電圧変換器６の出力は帯域ろ波器
８で掃引信号を除去され、FM復調された変調信
号成分のみが位相検出器９へと送られる。

位相検出器９は、第１の被測定系４ａの位相特
性によつて位相変化を受けた出力信号S₀₁（ｔ）
と、第２の被測定系４ｂの位相特性によつて位相
変化を受けた出力信号S₀₂（ｔ）との位相差Δθを
電圧に変換し、係数１／ω_n・Ｋなる倍率を乗じ
た電圧（伝搬遅延時間差Δt_p相当）にして出力す
る。この電圧はＸ−Ｙ表示器１９に送られて、第
３図に示されるように表示される。第３図は、Ｙ
軸（縦軸）が伝搬遅延時間差Δt_pで、Ｘ軸（横
軸）が測定信号の周波数（いわば搬送波の周波
数）である。

Ｘ−Ｙ表示器１９としては、一般にオシロスコ
ープやＸ−YLコーダと称されるものを用い、そ
のＹ軸へ位相検出器９から出力される電圧を入力
し、Ｘ軸信号として第１の周波数−電圧変換器５
および低域ろ波器７で検出した50Hzの掃引信号成
分を入力することにより、Ｘ軸の掃引信号成分の
電圧変化、つまり測定信号の搬送波の周波数変化
（45MHzから95MHz）に対する伝搬遅延時間差
Δt_pの変化として表示する。

また、スイツチ１４は測定器自体の伝搬遅延時
間差を校正するために使用するもので、スイツチ
１４を第１の被測定系４ａ側に接続することによ
り、測定器自体の伝搬遅延時間差をＸ−Ｙ表示器
１９に表示することができ、この値を記憶して、
次にスイツチ１４を第２の被測定系４ｂ側に接続
して実際に２ルート測定を行つてＸ−Ｙ表示器１
９に表示される伝搬遅延時間差から、先に記憶し
た測定系自身の伝搬遅延時間差を差し引いて校正
される正しい値の伝搬遅延時間差Δt_pを求めるこ
とができる。記憶するための手段としては、オシ
ロスコープであればアナグロ的には従来からある
残光性のCRTを用いることができ、Ｘ−Ｙレコ
ーダであればそのまま記録しておけば済むことで
ある。

第６図はこの発明の２ルートの伝搬遅延時間差
測定装置の他の実施例の構成を示す図である。こ
の図において、第１図と同一符号は同一部分を示
し、２１はスイツチ、２２は校正用信号発生器
で、搬送波発生器２２ａと周波数変調器２２ｂと
変調信号発生器２２ｃとから構成されている。

すなわち、この実施例のように構成することに
より、受信部側のみで測定器自体の伝搬遅延時
間差を測定することが可能になる。

なお、第７図に示すようにデイジタル信号プロ
セツサ２４を用いれば、上記の記憶、校正値の算
出は容易になる。つまり、第６図において、位相
検出器９以降の構成を第７図のように構成するこ
とにより、スイツチ１４を第１の被測定系４ａ側
に接続して第３図に示すように測定信号の周波数
に対応して測定器自体の伝搬遅延時間を測定して
記憶し、同様にスイツチ１４を第２の被測定系４
ｂ側に接続して測定信号の周波数に対応して実際
に２ルート測定したときの値と先に記憶した値の
差を計算して表示器１０に表示することにより、
より機能的な測定が行える。

〔発明の効果〕

この発明は以上説明したとおり、送信部から変
調された搬送波を被測定周波数範囲にわたつて繰
り返しでゆつくりと周波数掃引された測定信号を
出力する構成とし、受信部を、２ルートの無線伝
搬路を経てきた測定信号をそれぞれ自動的に同調
して中間周波数信号に変換し、次いで掃引信号を
除去した後に位相差を位相検出器で検出して伝搬
遅延時間差を直接表示器に表示する構成としたの
で、２ルートの無線伝搬路を経てきた測定信号の
広帯域にわたる周波数変化に自動的に追随でき、
被測定周波数範囲である搬送波の広帯域な周波数
範囲にわたつて、短時間で測定でき、送信部と受
信部が分かれて別な場所にあつても同期して容易
に測定を行うことが可能になるという効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の２ルートの伝搬遅延時間差
測定装置の一実施例の構成を示す図、第２図は測
定信号の例を示す図、第３図はＸ−Ｙ表示器の表
示例を示す図、第４図はこの発明における基本的
な動作を説明するための図、第５図ａ，ｂは被測
定系の位相特性を示す図、第６図、第７図はこの
発明の他の実施例を示す図、第８図はスペースダ
イバーシチシステムを使つたデイジタルマイクロ
波送受信装置を示す図、第９図は従来の２ルート
の伝搬遅延時間差の測定法を説明するための図、
第１０図は被測定系の位相特性の一例を示す図で
ある。 図中、１，１ａは搬送波発生器、２は変調信号
発生器、３は周波数変調器、４，４ａは第１およ
び第２の被測定系、５，６は第１および第２の周
波数−電圧変換器、７，８は帯域ろ波器、９は位
相検出器、１０は表示器、１１は掃引信号発生
器、１２，１８，２０は電圧制御発振器、１３，
１５，１６は混合器、１４，２１はスイツチ、１
７は低域ろ波器、１９はＸ−Ｙ表示器、２２は校
正用信号発生器、２３はＡ／Ｄ変換器、２４はデ
イジタル信号プロセツサである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 送信部と受信部を備えて２ルートの無線
   伝搬路の遅延時間差を測定する２ルートの伝搬遅
   延時間差測定装置において、前記送信部を、変調
   信号を発生する変調信号発生器２と、変調信号の
   周波数に比し低い周波数の掃引信号を繰り返し出
   力する掃引信号発生器１１と、前記変調信号と掃
   引信号とを受け、前記変調信号により変調される
   とともに変調された搬送波を所定の被測定周波数
   範囲にわたつて周波数掃引して出力する搬送波発
   生器１ａとで構成し、前記受信部を、周波数制御
   可能な局部発振器１８と、２ルートの無線伝搬路
   を経由してきた前記送信部からの出力信号のそれ
   ぞれを受け、前記局部発振器からの信号で中間周
   波数信号に変換する第１の混合器１５および第２
   の混合器１６と、この第１の混合器からの中間周
   波数信号を受けて周波数−電圧変換して出力する
   第１の周波数−電圧変換器５と、前記第２の混合
   器からの中間周波数信号を受けて周波数−電圧変
   換して出力する第２の周波数−電圧変換器６と、
   前記第１の周波数−電圧変換器の出力信号から
   FM復調された変調信号成分のみを抽出する第１
   の変調信号成分抽出手段７と、前記第２の周波数
   −電圧変換器の出力信号からFM復調された変調
   信号成分のみを抽出する第２の変調信号成分抽出
   手段８と、この第２の変調信号成分抽出手段の出
   力信号と前記第１の変調信号成分抽出手段の出力
   信号の位相差を検出して前記２ルートの無線伝搬
   路の遅延時間差を表わす信号として出力する位相
   検出器９と、前記第１の周波数−電圧変換器の出
   力信号から復調された前記掃引信号の成分のみを
   抽出してその成分を前記局部発振器に送出して自
   動周波数制御を行わせる掃引信号成分抽出手段１
   ７と、前記位相検出器からの出力信号と掃引信号
   成分抽出手段で抽出された掃引信号の成分を受け
   て前記被測定周波数範囲に対応して前記位相検出
   器からの遅延時間差を表わす信号を表示する表示
   器１９とで構成したことを特徴とする２ルートの
   伝搬遅延時間差測定装置。