JPS63121325A - 可変信号濾波回路網 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の利用分野］ この発明は、第２オーデイオプログラム（ＳＡＰ）また
はステレオテレビジョン音声（Ｌ−Ｒ）信号チャンネル
において雑音抑制のために圧縮／伸張を行う可変のプリ
エンファシス／デエンファシス回路を含む音声信号処理
方式に関するものである。

［発明の背ｒ＋］゛ １９８４年、　ＥＩＡ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　　Ｉｎ
ｄｕａｔｒｉｅｓ　　Ａｓ５ｏ−ｃｉａｔｉｏｎ）の放
送テレビジョン方式委員会（ＢＴＳＣ−Ｂｒｏａｄｃａ
ｓｔ　　　Ｔｅ１ｅｖｉｓｉｏｎ　　　５ｙｓｔｅ＋ｓ
　　　Ｃｏｍｍ１ｔｔｅｅ）　　の勧告により、米国連
邦通信委員会（ＦＣＣ）はマルチチャンネル・テレビジ
ョン音声（ＩＩＴＳ）に関する標準規格を採択した。　
　ｒＦＣＣ・オフィス争オ、ブφサイエンス・アンド・
テクノロジ・ブリティンＣＦＣＧＯｆｆｉｃｅ　ｏｆ　
５ｃｉｅｎｃｅ　ａｎｄ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　Ｂｕ
ｌｌｅｔｉｎ）ＪのＯＥ丁６０（改訂Ａ、　１９８１３
年２月）には、現在のテレビジョン伝送標準規格と両立
させてステレオ及びＳＡＰ信号を伝送するためのＢＴＳ
Ｇ方式について述べている。必要な信号対雑音比（Ｓ／
Ｎ比）を得るために、この方式では雑音低減装置が用い
られている。　ＢＴＳＣ雑音低減方式の一部には、　Ｓ
ＡＰとして伝送されるオーディオ信号の高周波数帯に対
する可変の圧縮／伸張処理ステップ（スペクトル−コン
パンダ（スペクトル圧縮／伸張器）と呼ばれる）がある
。

ｒｌＥＥＥ　　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　　Ｃ
ｏｎｓｕｍｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏ−ｎｉｃｓＪ　ＣＥ−
３０巻、４号、１９８４年１１月に記載のタイラー（Ｌ
、Ｂ、　Ｔｙｌｅｒ）氏姓による論文「マルチチャンネ
ルＴＶ音声用コンバンディング方式（ＡＣｏ園−ｐａｎ
ｄｉｎｇ　Ｓｙｓｔｅｍ　ｆｏｒ　Ｍｕｔｔｉｃｈａｎ
ｎｅｌ　ＴＶ　５ｏｕｎｄ）　Ｊには、　ＦＣＣによっ
て認められた雑音低減方式の一部を具体化した回路がよ
り詳細に記載されている。特に、スペクトル圧縮器及び
スペクトル伸張器と称される圧縮処理回路と伸張処理回
路が詳細に記述されている。

これらの回路は双方共、可変７９１７２７２１７１１７
７７２３回路網を含んでいる。この回路網は、電圧制御
の下にプリエンファシス特性からデエンファシス特性へ
連続的に変化し得る伝達特性を呈する適応回路網である
。上述の論文に記載の回路は、Ｏから非常に大きな数ま
で変化する可変利得すを有する電圧制御される増４ａ器
（ＶＣＡ）、プリエンファシス伝達特性！／Ｈ（Ｄ　＝
Ｈ一群（ｆ）（但し、ｆは周波数）を有する第１の信号
フィルタ、この第１のフィルタの伝達特性に対して相補
的応答を有するデエンファシス複合伝達特性Ｈ（ｆ）′
を有する第２の信号フィルタ及び加算回路と減算回路と
を備えている。スペクトル伸張器の結果として得られる
伝達特性は、 である、この式は、ｂ＝ｏの時には完全にデエンファシ
ス特性Ｈ（ｆ）となり、ｂ＝（至）の時は完全にエンフ
ァシス特性Ｈ一群（ｆ）となる−群の伝達４．＋ｆ性を
表わしている。この−群の伝達特性は、互いに逆数の関
係にある制御信号に応答して相補的な応答性が呈される
ようなものである。即ちＱ（ｆ、ｂ）＝Ｑ一群（ｆ、１
／ｂ）である、ｆ直すを有する電圧制御信号が高周波数
帯のオーディオ信号のＲＭＳ値から取出される。

即ち、Ｈ（ｆ）は２つの区切点を持つデエンファシス伝
達関数で１次のような伝達特性を持つ。

但し、Ｐ　”　ｊｆ／　ｒｐ、　　ｆはＫＨｚで表わし
た周波数、ｒｐ＝　２０．１ＫＨｚ　、　　ｃ　＝　５
１テある。従ッテ、区切点周波数は、２０．１ＫＨｚ及
びｆｐ／　ｃ　＝　３９４Ｈｚである０式（２）を式（
１）に代入すると、スペクトル伸張器に関する関係式が
得られる。

式（３）の関数Ｑ（ｆ、ｂ）はスペクトル伸張器につい
てのＢＴＳＣ方式伝達関数である。

前述の論文に示された回路の主な欠点の１つは、伝達特
性Ｈ（ｆ）を持つフィルタと、その相補的伝達特性、即
ち、Ｈ一群（ｆ）を持つフィルタの２つの信号フィルタ
を用いねばならないことである。

これらの２つの信号フィルタは５回路を適切に動作させ
るために、振幅及び位相の双方に関して互いに正確に整
合（マツチ）していなければならない、そこで、ＢＴＳ
Ｃ伝達特性を実現し、しかも、２個の緊密に整合した信
号フィルタを必要としないような可変７９１７２７２１
７１１７７７２３回路網を得ることが望まれている。

［発明のａ要］ この発明の原理によれば、可変７９１７２７２１７１１
７７７２３回路網はオーディオ入力及び出力端子間に接
続される。この回路網は、制御信号に応答して完全なデ
エンファシス特性Ｈ（ｆ）と完全なエンファシス特性１
　／Ｈ（ｆ）との間で変化する一部の伝達関数応答特性
を呈し、かつ、逆数値を有する制御信号に応答して相補
的な伝達関数応答特性を呈する。この回路網は伝達関数
応答特性の形を決定する信号フィルタと、制御信号に応
答して上記−群の伝達関数応答特性の中のどの特性が呈
されるかを決定する利得制御される増幅器とを含んでい
る。

［実施例の説明］ １’ｓＩＡ図は、例えば、テレビジョン送信機のＬ−Ｒ
またはＳＡＰオーディオ信号路中のＢＴＳＣ雑音低減回
路の一部として使用されるような従来のスペクトル圧縮
器を示す、また、第１Ｂ図はテレビジョン受像機のＳＡ
ＰまたはＬ−Ｒオーディオ信号路中のＢＴＳＣ雑音低減
回路の一部として使用されるような従来めスペクトル伸
張器を示している。

ｍｌＡ図において、オーディオ入力端子１は、例えば、
ＳＡＰオーディオ信号発生器、あるいは、Ｌ−Ｒ信号を
発生する左（Ｌ）及び右（Ｒ）オーディオ信号源に結合
されたマトリクスなどのオーディオ信号源（図示せず）
に対しく恐らくは他の処理回路を通して）結合されてい
る。入力端子１は可変７９１７２１９７７１１７２７９
７回路網２の入力端子５に結合されている。可変７９１
７２１９７７１１７２７９７回路網２の出力端子１５は
オーディオ出力端子９に結合されている０例えば、オー
ディオ出力端子９は、圧縮されたＳＡＰ信号または圧縮
されたＬ−Ｒ信号で変調され、その後で、マトリクスさ
れたＬ＋Ｒオーディオ信号と合成されて複合ビデオ信号
の音声成分として送信される副搬送波を発生する副搬送
波変調器に対しく恐らくは他の処理回路を介して）結合
されている。

可変７９１７２１９７７１１７２７９７回路網２の出力
端子１５は帯域通過フィルタ６とＲＭＳ検出器４との直
列接続体にも結合されている。この直列接続体は、オー
ディオ出力信号の高域周波数部分のＲＭＳレベルを表わ
す信号すを発生する。　ＲＭＳ検出器４にはこの信号す
の逆数１／ｂをコンパンジョン（コンパンダ機能）制御
信号として発生する回路が設けられている。このＲＮＳ
検出器４の出力端子からのコンパジョン制御信号１／ｂ
は可変プリエンファシス／デエンファシス回路＃１２の
制御入力端子２５に供給される。

動作を説明すると、第１Ａ図に示すスペクトル圧縮器は
比較的低い高周波数エネルギを持つオーディオ信号の高
域周波数を増強し、比較的高い高周波エネルギを持つオ
ーディオ信号の高域周波数に減衰を与える。その結果書
られるオーディオ信号には充分な量の高周波エネルギが
含まれている。

このようにして、チャンネル雑音がマスクされる可能性
が増す。

第１Ｂ図において、オーディオ入力端子１′は、例えば
、受信された複合ビデオ信号の音声成分を処理するよう
にされているＳＡＰまたはＬ−Ｒ副搬送波復調器の出力
等の圧縮されたオーディオ信号の信号源（図示せず）に
対して（他の処理回路を介して、あるいは介さずに）結
合されている。オーディオ入力端子１′は可変７９１７
２１９７７１１７２７９７回路網２の入力端子５に結合
されている。可変７９１７２１９７７１１７２７９７回
路網２の出力端子１５はオーディオ出力端子９′に結合
されている０例えば、オーディオ出力端子９′はＳＡＰ
オーディオプログラム処理装置、または、Ｌ＋Ｒ信号と
Ｌ−Ｒ信号から分離した左のＬ信号と右のＲ信号を発生
するステレオマトリクスに対して（通常は、他の処理回
路を介して）結合されている。

入力端子１′はまた帯域通過フィルタ６とＲＭＳ検出器
４′の直列接続体に結合されている。　ＲＭＳ検出器４
′の出力端子には、オーディオ出力信号の高域周波数部
分のＲＭＳレベルを表わすフンパンジョン制御信号すが
生成される。この場合、ＲＭＳ検出器４′は制御信号す
をそのま一可変ブリエンファシス／デエンファシス回路
網２の制御入力端子２５に供給する。

第１Ａ図のスペクトル圧縮器中に示したプリエンファシ
ス／デエンファシス回路網２及び帯域通過フィルタ６は
第１Ｂ図のスペクトル伸張器中に示したものと同じであ
る。　ＲＭＳ検出器４と４′は、ＲＮＳ検出器４に、高
域周波数オーディオ信号のＲＭＳレベルを表わす信号す
から信号１／ｂを生成するために別の回路が付加されて
いる点だけが異なる。帯域通過フィルタ６とＲＮＳ検出
器４．４′が第１Ａ図及びｆ５１Ｂ図におけるコンパン
ジョン制御信号発生器を形成している。

動作を説明すると、第１Ｂ図のスペクトル伸張器は第１
Ａ図のスペクトル圧Ｉｉｌ器と逆の動作をする。

オーディオ出力端子９′の信号はオーディオ入力端子ｌ
における信号の近似であるが、バックグランド高周波雑
音が低減されており、また、雑音は信号によってヤスク
された信号と混合されたものとなっている。可変プリエ
ンファシス／デエンファシス回路網２を以下、第１Ｂ図
に示したスペクトル伸張器について説明する。

第２図は第１８図に示したスペクトル伸張器の周波数応
答を示す、これには、可変プリエンファシス／デエンフ
ァシス回路網２の伝達関数応答特性を示す一部のスペク
トル応答曲線が示されている。これらの曲線は下限が、
前に述べた式（２）で与えられる数学的にＨ（ｆ）で表
わすことのできる完全デエンファシス応答特性１０４で
、上限が数学的に１／ＨｍまたはＨ一群（ｆ）で表わす
ことのできる完全プリエンファシス応答特性１０２であ
る０曲線の形状は伝達ｆｓｆｆａＨ（ｆ）によって決ま
る。コンパンシ履ン制御信号すが、−群のスペクトル応
答曲線中のどの曲線がスペクトル伸張器の伝達関数応答
特性を表わすかを決める。ｂ＝０の時は、伝達応答特性
は完全デエンファシス応答特性１０４によって表わされ
、ｂ＝ｉの時は、平坦な応答特性１０Ｂによって表わさ
れ、また、ｂ＝（１）の時は、完全ブリエンファシス応
答特性１０２によって表わされる。

第３図は第１Ｂ図のスペクトル伸張器（または第１Ａ図
のスペクトル圧縮器）で用いることのできる、この発明
の原理に基づく可変プリエンファシス／デエン７アシス
回路網の一実施を示す、第３図において、オーディオ入
力端子５は、フーリエ変換Ｘ　（ｆ）で示される圧縮さ
れたオーディオ信号の信号Ｓ（図示せず）に結合されて
いる。オーディオ入力端子５は加算器１４０と２０のそ
れぞれの入力端子に結合されている。加算器２０の出力
端子は伝達関数特性Ｈ（ｆ）を有する信号フィルタ１６
０の入力端子に結合されている。Ｈ（ｆ）は、例えば、
前述した式（２）で与えられたＢＴＳＣ雑音低減伝達関
数とすることができる。信号フィルタ１８０の出力端子
は減算器８０の被減数入力端子に結合されている。減算
器８０の出力端子はオーディオ出力端子１５と加算器１
４０の第２の入力端子とに結合されている。

加算器１４０の出力端子は、端子２５に加えられる利１
ｊｉＴ４御信号によって決まる０と非常に大きな値との
間で変化する利得すを有する利得制御される反転増幅器
１５０の入力に結合されている。この利得制御増幅器１
５０の出力端子は加算器２０の第２の入力端子、加算器
１４Ｇの第３の入力端子及び減算器８Ｇの減数入力端子
に結合されている。

動作を説明すると、伸張されたオーディオ信号（そのフ
ーリエ変換ｗ（ｒ、ｂ）で表わされている）が出力端子
１５に生成される。この信号は数学的に、次のように表
わすことができる。

ここで、Ｈ（ｆ）は前述の式（２）に示したと同様であ
る。ｂ＝ｏの時、出力信号は第２図に応答曲線１０４　
トシテ示すように、ＷＤ、ｂ）＝Ｈ（ｆ）Ｘ（ｆ）であ
る、ｂが非常に大きい時は、出力信号は第２図に応答曲
線１０２として示すように、Ｗ（ｆ、ｂ）　＝信号は、
　Ｗ（ｆ、ｂ）　＝Ｘ（ｆ）となり、平坦な伝達関数応
答特性が回路網から得られる。可変プリエンファシス／
デエンファシス回路網２は逆数の値を持った制御信号に
応答して相補的な周波数応答特性を与える。即ち、ＱＣ
ｆ、ｂ）　＝Ｑ−ＩＣｒ、１１ｂ）テする。

第４図は第１８図のスペクトル伸張器（または第１Ａ図
のスペクトル圧縮器）に使用し得る可変プリエンファシ
ス／デエンファシス回路網２の別の実施例を示す、第３
図に示すものと同じ素子は、同じ参照符号が付されてお
り、同様の動作をするので、詳細な説明は省略する。オ
ーディオ入力端子５は、信号値ダブラ（２倍器）１０及
び加算器２ｏと３０のそれぞれの入力端子に結合されて
いる。加算器３０の出力端子はオーディオ出力端子１５
に結合されている。

信号ダブラ１Ｇの出力端子は別の加算器４０の第１の入
力端子に結合されている。加算器４０の出力端子は利得
制御される反転増幅器５０の信号入力端子に結合されて
いる。増幅器５０は端子２５に供給される利得ｉ’ｌｊ
Ｊ！１信号によって決まる０と非常に大きな値の間で変
化する利得すを持っている。この利得制御増幅器５０の
出力端子は加算器２０の第２の入力端子と加算器４０の
第２の入力端子とに結合されている。加算器２０の出力
端子は伝達特性Ｈ（ｆ）一群を持つ信号フィルタ６０の
入力端子に結合されている。Ｈ（ｆ）は前に述べた式（
２）で与えられたＢＴＳＣ雑音低減伝達関数とすること
ができる。信号フィルタ６Ｇの出力端子は加算器３０の
第２の入力端子と加算器４０の１ＩＪ３の入力端子とに
結合されている。

第４図に示した可変プリエフフチ９１フ１１フフフ９３
回路網２の伝達特性は第３図に示した可変プリエンフγ
シス／デエンファシス回路網２の伝達特性と同じである
。

１５１１は可変プリエフフチ９１フ１１フフフ９３回路
網の別の実施例を示す、第３図及び第４図に示したもの
と同じ素子は同じ参照符号が付してあり、同様の動作を
するので、その詳細は述べない。

第５図において、オーディオ入力端子５は信号値ダブラ
１０と加算器３０の第１の入力端子とに結合されている
。加算器３０の出力端子はオーディオ出力端子１５に結
合されており、この端子１５にフーリエ変換Ｕ（ｆ、ｂ
）で示した信号が生成される。

信号イーダブラｌＯの出力端子は加算器２４０と２０の
それぞれのｆ５１の入力端子に結合されている。加算器
２４０の出力端子は利得ａを有する反転利得制御増幅＠
２５０の入力端子に結合されている。利得制御増幅：％
　２５０の出力端子は加３に３２０の第２の入力端子に
結合されている。加算器２０の出力端子は、後述するよ
うな伝達関数Ｋ　（ｆ）を有する信号フィルタ２８０の
入力端子に結合されている。信号フィルタ２８０の出力
端子は加算器３０と２４０のそれぞれの第２の入力端子
に結合されている。

値すを持つ制御信号を受取るＭｔ４入力端子２５が制御
信号すの関数ａ（後述する）を発生する関数発生器２７
０の入力端子に結合されている。関数発生器２７０の出
力端子は値ａ（ｂ）を有する信号を発生し、利得制御増
幅器２５０の利得制御端子に結合されている。

動作を説明すると、第５図の可変プリエフフチ９１フ１
１フフフ９３回路網２は１次の式（７）で規定される応
答特性を呈すると同時に、利得関数ａ（ｂ）とフィルタ
伝達関数特性Ｋ（ｆ）の選択に付加的な融通性を提供す
る。この回路網２の伝達関数特性は、 このように、式（１）で表わされる動作を達成するため
に、フィルタ伝達特性Ｋ（ｆ）及び利得関数ａ（ｂ）の
選択範囲が広くなる０式（５）中の関数ａ（ｂ）と伝達
特性Ｋ（ｆ）とは、式（１）の制御信号値すと伝達特性
Ｈ（ｆ）に対し次のような関係をもっている。

ここで、ｍは０を除く定数である０式（６）及び（７）
のａ（ｂ）もＫ（ｆ）も共に定数ｍの関数であるから、
ｍの変化による伝達特性Ｋ（ｆ）の変化は関数ａ（ｂ）
の変化により補償される。従って、ｍは回路網の性俺動
作を変えることなく任意に選択できる。

別の実施例が第５図の点線によって示されている。この
実施例においては、加算器３０が省略される。その代り
として、減算器３０’が用いられ、その被減数端子がオ
ーディオ入力端子５に、減数入力端子が加算器２０の出
力端子に、さらに、出力端子がオーディオ出力端子１５
’に結合されている。

オーディオ出力端子！５′はフーリエ変換ｖ（ｒ、ｂ）
で表わされている信号を発−生ずる。

第５図に点線で示した回路網の伝達関数特性は、 式（８）において、利得関数ａ　（ｂ）と伝達特性Ｋ（
ｆ）は式（１）の制御信号すと伝達特性Ｈ（ｆ）に対し
次のように関係する。

式（２）で与えられるＨ（ｆ）を有する８７９０回路網
に対し、種々のｍを選択できる０例えば、もしく但し、
前述の式（２）の場合と同様、ｃ＝５１）であれば、第
５図に点線で示した実施例のオーディオ出力信号Ｖ（ａ
、ｂ）についてのＫ（ｆ）とａ（ｂ）は、但し、ｆはＫ
Ｈｚで表わした周波数である。この場合、Ｋ（ｆ）は簡
単な積分器を表わし、一方、　ａ（ｂ）はｂのより複雑
な関数である。

第５図の実線で表わした実施例のオーディオ出力信号の
Ｕ（ｆ、ｂ）に関しては、 Ｋ（ｒ）＝−杜−（１４） ０．７３３ 但し、ｆはＫＨｚで表わした周波数である。この場合、
Ｋ（ｆ）は簡単な微分器を表わしている。

別のｍの選択としては、 ｍ＝一群（１Ｂ） である、第５図の点線で表わした実施例の出力ｖ（ｒ、
ｂ）について、関数ａ（ｂ）と伝達特性Ｋ（ｆ）はｂ＋
１ ａ（ｂ）＝　−（１７） 但し、式（２）の場合と同様、ｐ　＝　ｊｆ／ｆｐ　、
　ｆはＫＨｚで表わした周波数、ｆｐ　＝　２０．１Ｋ
Ｈｚ　、　　ｃ　＝　５１である。この方法はａ（ｂ）
もＫ（ｆ）も共に比較的菌量に実施し得る装置を得るた
めの折衷案である。

第５図に実線で示した実施例における加算器２４０　、
２０及び３０の代りに減算器を用い１反転利得制御項幅
器２５０にかえて非反転増幅器を用いた場合ハ、可変プ
リエンファシス７１１７７７９２回路網２の伝達特性は
式（１）に示したものと同じで変らない、一方、第５図
の点線で示した実施例において、と述の変更に加えて、
減算器３０′の代りに加算器を用いると、同じ伝達特性
が保持される。

実現するために用いることのできる信号フィルタ２８０
のサンプルデータ用の実施例を示す、この伝達関数は第
５図に点線で示した可変プリエンファシス７１１７７７
９２回路網２で信号ｖ（ｒ、ｂ）を得るために用いるこ
とができる。

第６図において、入力端子は第５図の加算器２Ｇの出力
に結合されている。この入力端子は加算器２８２の第１
の入力端子に結合されている。加算器２８２の出力端子
は遅延素子２８４の入力端子に結合されている。遅延素
子２８４は、その入力信号に対してｌサンプル期間遅延
した出力信号を生成する。遅延素子２８４の出力は加算
器２６２の第２の入力端子と出力端子に結合されている
。この出力端子は第５図の加算器２４０の入力端子に結
合されている。

動作を説明すると、第６図の信号フィルタ２６０は、数
学的に２領域において、□と表わすことができる伝達関
数を呈する。これを周波数ｍり方でスケーリング係数を
適用すると、式（１２）に示すようなイ瓢さ関数、 が得られる。

第３図、第４図及び第５図に示した可変プリエンファシ
ス／テエンファシス［３網２の各々は、中−の信号フィ
ルタを備えている。第３図においては、信号フィルタの
応答特性は）Ｉ（ｆ）で、第４図においてはＨ（ｆ）一
群であり、第５図においては、信号フィルタの応答特性
は（式（７）と（１０）に示したように）Ｋ（Ｄである
。Ｈ（ｆ）は式（２）に示すＢＴＳＣデエンファシス伝
達関数であり、Ｋ（ｆ）はＢＴＳＣデエンファシス伝達
関ａＨ（Ｈに対して定数ｍをもって関係している。

以上、可変プリ１フフ１２１フ１１フ２フ９２回路網の
３つの実施例を示したが、この発明の原理に基づいて他
の実施例も想到することが可能であり、そのような実施
例もこの発明の範囲内にある。

例示した実施例は連続アナログ関数で実施される。フィ
ルタは連続データ型及びサンプルデータ型のいずれの形
式でも実施できる。サンプルデータ用実施例はアナログ
形式及びデジタル形式のいずれでも実施できる。

上述した実施例においては、ある特定の回路相互間に、
整合遅延及び同期ラッチを必要とすることもあるが、こ
れらは当業者には公知である。説明を簡単にするために
、これらの回路素子は示さなかった。さらに、オーバフ
ローやアンダフローによって生じる演算誤差に対する対
策も必要となる場合もあろう、その１つに、ある信号路
において信号のプリスケーリングを施し、他の信号路に
おいて、これを補償する等他用スケーリングを施°すと
いうことがある。このような演算誤差対策も、当業者に
は公知であり、説明の簡素化のために示さなかった。

【図面の簡単な説明】

第１Ａ図と第１Ｂ図は、それぞれ、従来のスペクトル圧
縮器とスペクトル伸張器のブロック回路図、第２図は第
１８に示すスペクトル伸張器の周波数応答を示す図、第
３図、第４図及び第５図は第１Ａ図または第１Ｂ図に示
すスペクトル圧縮器またはスペクトル伸張器に使用する
ことができる、この発明の原理に基ツく可変プリ１フフ
１２１フ１１フ２フ９２回路網の各実施例のブロック回
路図、第６図は第５図に示す可変プリ１フフ１２１フ１
１フ２フ９２回路網に使用することのできるサンプルさ
れたデータ用信号フィルタのブロック回路図である。 １・・・回路網入力端子、２・・・可変信号濾波回路網
、４．６・・・制御信号源、５・・・信号フィルタ入力
端子、９・・・回路網出力端子、１５・・・信号フィル
タ出力端子、５０・・・利得制御増幅器、２７０・・・
関数発生器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）回路網入力端子と出力端子及び制御信号の信号源
   とに結合された可変信号濾波回路網であって、 上記回路網入力端子における信号に応答する入力端子と
   、出力端子とを有する単一の信号フィルタと、 上記回路網入力端子における信号に応答する信号入力端
   子と、信号出力端子と、上記制御信号に応答する制御入
   力端子とを有する単一の利得制御増幅器と、 上記利得制御増幅器と信号フィルタとに回路接続されて
   おり、また、上記回路網出力端子に結合されており、可
   変信号濾波回路網が上記制御信号に応答して、エンファ
   シス特性と相補的なデエンファシス特性との間で変化す
   る一群の伝達特性の１つを呈し、また、上記制御信号の
   値に逆数的に関係する値に応答して相補的な伝達関数特
   性を呈するようにする手段と、 を備えた可変信号濾波回路網。