JPS6311765Y2

JPS6311765Y2 -

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Publication number: JPS6311765Y2
Application number: JP7172584U
Authority: JP
Priority date: 1984-05-16
Filing date: 1984-05-16
Publication date: 1988-04-06
Also published as: JPS601019U

Description

【考案の詳細な説明】産業上の利用分野本考案は、温度変化に対して利得が変化するこ
とのない差動増幅器に関する。[Detailed Description of the Invention] Industrial Application Field The present invention relates to a differential amplifier whose gain does not change with respect to temperature changes.

従来例の構成とその問題点従来、差動増幅器は、第１図のように構成さ
れ、電流源の電流I_Eと負荷抵抗R_Lの積を温度に対
して一定に保つよう設計することがほとんどであ
る。第１図において、１，２は差動トランジス
タ、３は電流源トランジスタ、４は抵抗値R_Lの
負荷抵抗、５は抵抗値R_Eの電流源エミツタ抵抗、
６，７はバイアス供給抵抗、８，９は電流源トラ
ンジスタにバイアスを与える抵抗、１０はバイア
ス用ダイオード、１１は信号入力用の結合コンデ
ンサ、１２は信号入力端子、１３は信号出力端
子、１４は基準バイアス端子、１５は電源電圧供
給端子、１６は接地電位端子である。Conventional configurations and their problems Conventionally, differential amplifiers were configured as shown in Figure 1, and were designed to keep the product of current source current I _E and load resistance R _L constant over temperature. Almost. In Fig. 1, 1 and 2 are differential transistors, 3 is a current source transistor, 4 is a load resistor with a resistance value R _L , 5 is a current source emitter resistor with a resistance value R _E ,
6 and 7 are bias supply resistors, 8 and 9 are resistors that bias the current source transistors, 10 is a bias diode, 11 is a coupling capacitor for signal input, 12 is a signal input terminal, 13 is a signal output terminal, and 14 is a Reference bias terminal 15 is a power supply voltage supply terminal, and 16 is a ground potential terminal.

この回路構成における入力信号V_iと出力信号
V_pの関係式、つまりゲインＧは次式で簡略的に
表わされる。 Input signal V _i and output signal in this circuit configuration
The relational expression of V _p , that is, the gain G is simply expressed by the following expression.

Ｇ＝V_p／V_i＝qI_ER_L／4KT ……(1) ここでI_Eは電流源３のコレクタ電流でV_E／R_E
と略々表わされる。Ｋはボルツマン定数、ｑは電
子の電荷重、Ｔは絶対周囲温度である。又出力端
子１３の直流電位は、トランジスタ１，２の特性
がそろつていれば略々次式で表わされる。 G=V _p /V _i =qI _E R _L /4KT ...(1) Here, I _E is the collector current of current source 3 and V _E /R _E
It is roughly expressed as. K is Boltzmann's constant, q is the electron charge weight, and T is the absolute ambient temperature. Further, the DC potential of the output terminal 13 is approximately expressed by the following equation if the characteristics of the transistors 1 and 2 are the same.

V_p＝V_cc−I_ER_L ……(2) ここで、V_pは出力端子１３の直流電位、V_ccは
電源電圧を示す。 V _p =V _cc -I _E R _L (2) Here, V _p indicates the DC potential of the output terminal 13, and V _cc indicates the power supply voltage.

一般に差動増幅器を設計する場合には、次段へ
の結合と信号ダイナミツクレンジに注意を払い、
出力端子１３の直流電位V_pが温度に対して一定
であるように設計する。例えば第２図に示す差動
２段の直結アンプを構成する場合、出力端子１３
の直流電位が変化することは、前段第１の差動増
幅器の出力信号のダイナミツクレンジを減少させ
るだけでなく、後段第２の差動増幅段のダイナミ
ツクレンジをも減少させてしまい、不都合なこと
が多い。ここで第２図において、１，２，１７，
１８は差動トランジスタ、４，４１は負荷抵抗、
６，７はバイアス供給抵抗、１１は結合コンデン
サ、１２は信号入力端子、１３は段間直結端子、
１４は基準バイアス端子、１５は電源電圧供給端
子、１６は接地電位端子、１９，２０は電流源、
２１，２２はバイアス抵抗、２３は出力端子であ
る。すなわち、第(2)式におけるI_E・R_Lを温度に対
して一定になるように選んでやることによつて、
出力端子は、段間直結端子の直流電位V_pが一定
に保たれるようにしている。しかし、このように
設定すると、第(1)式に見られるようにI_E・R_Lが温
度に対して一定であるから、交流利得Ｇは分母Ｔ
の変化によつてその比率だけ変動することにな
る。周囲温度300〓に対して±50〓の変化を考え
たとき、33％も変化してしまう。これは約2.5dB
である。一般的に差動増幅器では30〜40dBの利
得をかせぐため、100℃の温度変化で2.5dBの変
動は無視できる。 Generally, when designing a differential amplifier, pay attention to the coupling to the next stage and the signal dynamics range.
It is designed so that the DC potential V _p of the output terminal 13 is constant with respect to temperature. For example, when configuring a two-stage differential direct-coupled amplifier shown in FIG.
The change in the DC potential not only reduces the dynamic range of the output signal of the first differential amplifier in the front stage, but also reduces the dynamic range of the second differential amplifier stage in the rear stage, which is inconvenient. There are many things like that. Here, in FIG. 2, 1, 2, 17,
18 is a differential transistor, 4 and 41 are load resistors,
6 and 7 are bias supply resistors, 11 is a coupling capacitor, 12 is a signal input terminal, 13 is an interstage direct connection terminal,
14 is a reference bias terminal, 15 is a power supply voltage supply terminal, 16 is a ground potential terminal, 19 and 20 are current sources,
21 and 22 are bias resistors, and 23 is an output terminal. That is, by choosing I _E · R _L in equation (2) to be constant with respect to temperature,
The output terminal is designed so that the direct current potential V _p of the inter-stage directly connected terminal is kept constant. However, when set in this way, since I _E · R _L is constant with respect to temperature as seen in equation (1), the AC gain G is determined by the denominator T.
The ratio will change depending on the change in . When considering a change of ±50〓 with respect to the ambient temperature of 300〓, it changes by 33%. This is about 2.5dB
It is. Generally, a differential amplifier achieves a gain of 30 to 40 dB, so a 2.5 dB fluctuation due to a temperature change of 100°C can be ignored.

しかしながら、比較的利得が少ない場合、ある
いは温度に対する利得の変化を厳しく設定する場
合には不都合が生じる。更に第３図に示すよう
に、差動増幅器出力の出力回路にPNPカレント
ミラー回路を付加することによつてダブルエンド
を形成した増幅回路においては、微弱な変動であ
つても見過ごしにすることはできない。第３図に
おいて、１，２は差動トランジスタ、３は電流源
トランジスタ、４は負荷抵抗、５はエミツタ抵
抗、６，７はバイアス供給抵抗、１１〜１６は第
１図示の回路要素と同一の素子、２４，２５はカ
レントミラートランジスタ、２６は電流源トラン
ジスタ３のベースバイアス端子、そして、２７は
出力バイアス供給端子である。第３図の交流利得
Ｇは次式である。 However, inconveniences occur when the gain is relatively small or when the change in gain with respect to temperature is set strictly. Furthermore, as shown in Figure 3, in an amplifier circuit in which a double end is formed by adding a PNP current mirror circuit to the output circuit of the differential amplifier output, even slight fluctuations cannot be overlooked. Can not. In FIG. 3, 1 and 2 are differential transistors, 3 is a current source transistor, 4 is a load resistor, 5 is an emitter resistor, 6 and 7 are bias supply resistors, and 11 to 16 are the same circuit elements as shown in the first diagram. The elements 24 and 25 are current mirror transistors, 26 is a base bias terminal of the current source transistor 3, and 27 is an output bias supply terminal. The AC gain G in FIG. 3 is expressed by the following equation.

Ｇ＝qI_E／2KT・R_L ……(3) 又、無信号においてトランジスタ１と２のコレ
クタを流れる電流が等しく設定されていれば、 V_p＝Ｖ ……(4) となり、出力直流電位の温度変動はなくなるが、
第３式のＴの項が利得Ｇの温度による変動を引き
おこし、大きく問題となつてくる。 G = qI _E /2KT・R _L ……(3) Also, if the currents flowing through the collectors of transistors 1 and 2 are set to be equal in the absence of a signal, V _p =V ……(4) and the output DC potential The temperature fluctuation of will disappear, but
The term T in the third equation causes fluctuations in the gain G due to temperature, which becomes a major problem.

考案の目的本考案の目的は、このような第１図に示す差動
増幅器の温度変動にかんがみてなされたもので、
温度変化に対して利得の変動のない差動増幅器を
提供することにある。Purpose of the invention The purpose of the invention was made in view of the temperature fluctuations of the differential amplifier shown in Figure 1.
An object of the present invention is to provide a differential amplifier whose gain does not fluctuate due to temperature changes.

考案の構成本考案の差動増幅器は、ベースに基準電圧が印
加され、エミツタが電流源トランジスタのコレク
タに接続された第１のトランジスタと、ベースに
前記基準電圧が印加され、エミツタが前記電流源
トランジスタのコレクタに接続された第２のトラ
ンジスタと、前記第１のコレクタまたは前記第２
のトランジスタのコレクタのいずれか一方に接続
される負荷手段と、電源端子間に接続される第１
の抵抗、第１および第２の温度補償用ダイオー
ド、第２の抵抗との直列接続体と、前記第２の温
度補償用ダイオードに並列に接続され、第２の温
度補正用ダイオードの両端間の電圧を分割する電
圧分割手段と、同電圧分割手段の電圧分割点にベ
ースが接続され、コレクタが電源端子に接続さ
れ、さらに、エミツタが前記電流源トランジスタ
のベースに接続されたエミツタフオロワトランジ
スタとで構成されている。この構成によれば、増
幅器利得の温度に対する変動を理論的には零とす
ることが可能となる。Configuration of the Invention The differential amplifier of the invention includes a first transistor having a base to which a reference voltage is applied and an emitter connected to the collector of the current source transistor; a second transistor connected to the collector of the transistor; and a second transistor connected to the collector of the transistor;
a load means connected to one of the collectors of the transistors; and a first load means connected between the power supply terminals.
a resistor, first and second temperature compensation diodes, and a series connection body with the second resistor, which is connected in parallel to the second temperature compensation diode, and between both ends of the second temperature compensation diode. a voltage dividing means for dividing a voltage; and an emitter follower transistor having a base connected to a voltage dividing point of the voltage dividing means, a collector connected to a power supply terminal, and an emitter connected to the base of the current source transistor. It is made up of. According to this configuration, it is theoretically possible to make the fluctuation of the amplifier gain with respect to temperature zero.

実施例の説明以下、本考案の一実施例の回路図を示す第４図
を用いて本考案を説明する。DESCRIPTION OF EMBODIMENTS The present invention will be described below with reference to FIG. 4, which shows a circuit diagram of an embodiment of the present invention.

第４図において、第１図とほぼ同じ構成に加え
て、要求すべき温度補償とバイアスを調整するた
めの抵抗値R₃，R₄のバイアス抵抗２８，２９、
電流源トランジスタ３のベースにエミツタが接続
されるエミツタフオロワトランジスタ３０、その
エミツタ抵抗３１、温度補償ダイオード３２が付
加されている。 In FIG. 4, in addition to the almost same configuration as in FIG. 1, bias resistors 28, 29 with resistance values R ₃ and R ₄ for adjusting required temperature compensation and bias,
An emitter follower transistor 30 whose emitter is connected to the base of the current source transistor 3, an emitter resistor 31, and a temperature compensation diode 32 are added.

第４図の回路において、第(2)式中のI_Eを更に展
開すれば以下の式になる。 In the circuit of FIG. 4, if _IE in equation (2) is further expanded, the following equation is obtained.

I_E＝V_E／R_E ……(5) V_E＝（V_cc−2V_D）α＋βV_D−2V_BE ≒V_ccα−（2α＋２−β）V_D ……(6) ここで α＝R₂／（R₁＋R₂），β＝R₄／（R₃＋R₄） V_Dはダイオードのアノードカソード間電圧、 V_BEはトランジスタのベースエミツタ間電圧で
であり、第(5)式の導出に際してV_D≒V_BEと近似し
ている。 I _E = V _E /R _E ……(5) V _E = (V _cc −2V _D )α+βV _D −2V _BE ≒V _cc α−(2α+2−β)V _D ……(6) Here α=R ₂ / (R ₁ + R ₂ ), β = R ₄ / (R ₃ + R ₄ ) V _D is the anode-cathode voltage of the diode, V _BE is the base-emitter voltage of the transistor, and when deriving equation (5), It is approximated that V _D ≒ V _BE .

今、温度が300〓を中心に±50〓変動したとす
る。この間、第(1)式の利得の安定化を図るために
は、次の条件を満足すればよい。 Now, suppose the temperature fluctuates by ±50〓 around 300〓. During this time, in order to stabilize the gain in equation (1), the following conditions may be satisfied.

Ｇ＝V_p／V_i＝ｑ／4K（一定） ×I_ER_L／Ｔ（温度変化分） △Ｔ／Ｔ＝100／300＝0.33
（100〓の変化内で） △（I_ER_L）／I_ER_Lも100〓の温度変化で0.33の
係数が得られれば、 △（I_ER_L）／△Ｔ＝温度変動成分＝一定この必要な温度係数 △（I_ER_L）／I_ER_L＝0.33 （／100〓）は、第(6)式の第２項に含まれるV_Dの温度変動成
分で作り出してやれば良い。 G=V _p /V _i =q/4K (constant) ×I _E R _L /T (temperature change) △T/T=100/300=0.33
(Within a change of 100〓) △(I _E R _L ) / I _E R _L also has a coefficient of 0.33 with a temperature change of 100〓, then △ (I _E R _L ) / △T = Temperature fluctuation component = Constant This required temperature coefficient △(I _E R _L )/I _E R _L =0.33 (/100〓) can be created using the temperature fluctuation component of V _D included in the second term of equation (6). good.

第(6)式において、実数値例として、V_cc＝12V，
I_E＝1mA，R_E＝1KΩと設定すれば、V_Eは1Vであ
り、△V_E／V_E＝0.33（／100〓）になれば、△（I_E
R_L）／I_ER_L＝0.33が得られる。 In equation (6), as an example of a real value, V _cc = 12V,
If I _E = 1mA, R _E = 1KΩ, then V _E is 1V, and if △V _E /V _E =0.33 (/100〓), then △(I _E
R _L )/I _E R _L =0.33 is obtained.

第(6)式で、300〓におけるV_Dとして一般的に用
いられている0.75Vを用い、α，βをそれぞれα
＝0.1864，β＝0.7728と選べば、V_E＝0.9993Vと
なる。このα，βの値は、例えば、R₁＝8.3KΩ，
R₂＝1.9KΩ，R₃＝8KΩ，R₄＝21KΩに選べば近
似的に得られる。シリコントランジスタのベース
エミツタ間電圧の一般的温度係数として、△V_D
（300〓）＝−2mv／〓を採用すれば、第(6)式内の
V_Dに関する項は、 V_E＝12×0.1864−（1.65）×V_D ……(7) △V_E＝−（1.65）× △V_D＝＋3.3（mv／〓） ……(8) となり、△V_E＝＋330mv／100〓即ち、△V_E／
V_E＝0.33（／100〓）が得られる。この結果を第(1)
式に代入すれば、任意の温度での利得Ｇ（Ｔ）は、Ｇ（Ｔ）＝ｑ／4K・R_L／R_E・V_E／Ｔ＝ｑ／4K・R_L／R_E ・V_E（300〓）×｛１＋0.33×Ｔ−300〓／100〓｝／Ｔ
（300〓）×｛１＋0.33×Ｔ−300〓／100〓｝…(9) となり、温度変化が補正できたことになる。α，
βの組み合わせにより、端子電圧V_Eと補償すべ
き温度係数を自由に選べる。例えば第(6)式に、α
＝0.5，β＝0.8を代入すれば、上記と同じV_cc＝
12V，V_D＝0.75V，△V_D（300〓）＝−2mv／〓に
対して、V_E＝4.35V，△V_E＝＋4.4（mv／〓）が
得られる。出力端子１３の直流電位V_pは、第(9)
式より、 V_p＝V_cc−V_E・（R_L／R_E） ……(10) となる。この温度変動もα，βの組み合わせによ
り変える事ができる。前述のα＝0.1864，β＝
0.7228でV_E≒1V，R_E＝1KΩと上記のα＝0.5，β
＝0.8でV_E＝4.35V，R_E＝4.35KΩとを比較する
と、例えばR_L＝1KΩとして第(1)式の交流利得を
一定に保ちながら、V_pの温度変動を前者では△
V_p＝＋3.3（mv／〓）、後者では、△V_p＝＋1.01
（mv／〓）と小さくする事ができる。この様に、
交流利得の温度変動と、出力直流電位の変動と
を、α，β及びR_L／R_Eの選択により、ほぼ独立
に選べる事もできる。 In equation (6), using 0.75V, which is commonly used as V _D at 300〓, α and β are α
If we choose = 0.1864 and β = 0.7728, V _E = 0.9993V. The values of α and β are, for example, R ₁ = 8.3KΩ,
This can be obtained approximately by choosing R ₂ = 1.9KΩ, R ₃ = 8KΩ, and R ₄ = 21KΩ. As a general temperature coefficient of the base-emitter voltage of a silicon transistor, △V _D
If we adopt (300〓)=-2mv/〓, then
The terms related to V _D are: V _E =12×0.1864−(1.65)×V _D ……(7) △V _E =−(1.65)× △V _D =+3.3(mv/〓) ……(8) So, △V _E = +330mv/100〓, that is, △V _E /
V _E =0.33 (/100〓) is obtained. This result is (1)
Substituting into the formula, the gain G(T) at any temperature is: G(T) = q/4K・R _L /R _E・V _E /T = q/4K・R _L /R _E・V _E (300〓)×{1+0.33×T−300〓/100〓}/T
(300〓)×{1+0.33×T−300〓/100〓}…(9) This means that the temperature change has been corrected. α、
Depending on the combination of β, the terminal voltage V _E and the temperature coefficient to be compensated can be freely selected. For example, in equation (6), α
By substituting = 0.5 and β = 0.8, the same V _cc =
12V, V _D = 0.75V, △V _D (300〓) = -2mv/〓, V _E = 4.35V, △V _E = +4.4 (mv/〓) are obtained. The DC potential V _p of the output terminal 13 is the (9th)
From the formula, V _p =V _cc −V _E・(R _L /R _E )...(10). This temperature fluctuation can also be changed by the combination of α and β. The above α=0.1864, β=
0.7228, V _E ≒ 1V, R _E = 1KΩ and above α = 0.5, β
When V _E = 4.35V and R _E = 4.35KΩ are compared with V E = 4.35V and R E = 4.35KΩ when R = 0.8, for example, while keeping the AC gain in equation (1) constant by setting R _L = 1KΩ, the temperature fluctuation of V _p is
V _p = +3.3 (mv/〓), in the latter case, △V _p = +1.01
It can be reduced to (mv/〓). Like this,
Temperature fluctuations in the AC gain and fluctuations in the output DC potential can be selected almost independently by selecting α, β, and R _L / _RE .

なお、本考案は第４図に示すようにトランジス
タのコレクタに負荷抵抗４を直結するのみなら
ず、第３図の回路に対して、トランジスタ１のコ
レクタをカレントミラー回路を介して負荷抵抗に
接続することも可能である。 The present invention not only connects the load resistor 4 directly to the collector of the transistor as shown in FIG. 4, but also connects the collector of the transistor 1 to the load resistor via a current mirror circuit in the circuit shown in FIG. It is also possible to do so.

考案の効果本考案によれば、差動増幅器の利得を示す第(1)
式の中で、Ｔ〓の温度変化に対する割合を、I_Eす
なわちV_Eで補正してやることになり、増幅器利
得の温度に対する変動を理論的に零におさえるこ
とができる。したがつて、本考案の差動増幅器
は、比較的低い利得で多くの増幅段を重ねる構成
の回路あるいは第３図のように利得のみの補正が
可能な回路、とりわけ同一基板内で温度変化に対
する応答が一様になる集積回路化に好適である。Effects of the invention According to the invention, the (1)
In the equation, the ratio of T to the temperature change is corrected by I _E or V _E , and the fluctuation of the amplifier gain with respect to temperature can be theoretically suppressed to zero. Therefore, the differential amplifier of the present invention is suitable for use in circuits with a relatively low gain and multiple amplification stages, or in circuits where only the gain can be corrected as shown in Figure 3, especially in response to temperature changes within the same board. It is suitable for integrated circuits with uniform response.

[Brief explanation of the drawing]

第１図〜第３図は従来の差動増幅器を示す回路
図、第４図は本考案の一実施例を示す回路図であ
る。１，２，１７，１８……差動トランジスタ、３
……電流源トランジスタ、４，４１……負荷抵
抗、５……電流源エミツタ抵抗、６，７……バイ
アス供給抵抗、８，９……バイアス抵抗、１０，
３２……温特補正用ダイオード、１１……結合コ
ンデンサ、１２……入力端子、１３……出力端
子、１４……基準バイアス端子、１５……電源供
給端子、１６……接地電位、１９，２０……電流
源、２１，２２……バイアス抵抗、２３……出力
端子、２４，２５……カレントミラートランジス
タ、２６……ベースバイアス端子、２７……出力
バイアス供給端子、２８，２９……バイアス抵
抗、３０……エミツタフオロワトランジスタ、３
１……エミツタ抵抗。 1 to 3 are circuit diagrams showing a conventional differential amplifier, and FIG. 4 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention. 1, 2, 17, 18...Differential transistor, 3
... Current source transistor, 4, 41 ... Load resistance, 5 ... Current source emitter resistance, 6, 7 ... Bias supply resistance, 8, 9 ... Bias resistance, 10,
32... Diode for temperature correction, 11... Coupling capacitor, 12... Input terminal, 13... Output terminal, 14... Reference bias terminal, 15... Power supply terminal, 16... Ground potential, 19, 20 ... Current source, 21, 22 ... Bias resistor, 23 ... Output terminal, 24, 25 ... Current mirror transistor, 26 ... Base bias terminal, 27 ... Output bias supply terminal, 28, 29 ... Bias resistor , 30... emitter follower transistor, 3
1... Emitsuta resistance.

Claims

[Scope of utility model registration request]

a first transistor to which a reference voltage is applied to the base and whose emitter is connected to the collector of the current source transistor; and a second transistor to which the reference voltage is applied to the base and whose emitter is connected to the collector of the current source transistor. and the first
a load means connected to either the collector of the transistor or the collector of the second transistor; a first resistor connected between the power supply terminals; first and second temperature compensation diodes; A series connection body with a resistor, a voltage dividing means connected in parallel to the second temperature compensating diode and dividing the voltage between both ends of the second temperature compensating diode, and a voltage dividing point of the voltage dividing means. 1. A differential amplifier comprising an emitter follower transistor having a base connected to the current source transistor, a collector connected to a power supply terminal, and an emitter follower transistor having an emitter connected to the base of the current source transistor.