JPS63111740A - 適応予測器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　要〕 適応予測器において、逐次的に修正される予測係数とし
て、予測誤差信号から予め決められる係数値にモデムデ
ータ信号に適したオフセット値を含ませた値とすること
により、データ等の信号相関性の弱い信号に対する予測
特性の改善をした。

〔産業上の利用分野〕

本発明は適応予測器に関し、更に詳しく言えば、係数修
正手段を改良した適応予測器に関する。

最近の通信回線における伝送はディジタル伝送がその主
流になって来ている。そして、ディジタル伝送路の効率
的な利用を図るための１つの手段として、高能率音声符
号器が開発されている。この種の符号器では、音声品質
を高くし、しかも伝送レートの圧縮を行ない得ることに
加えて、広く使用されるに至っているファクシミリ通信
における音声帯域モデムデータ信号をも音声信号と同様
に取扱い得ることが要求されるようになっている。

このようなことから、ＣＣＩＴＴでは、１９８４年、従
来の６４　Ｋｂｐｓ　Ｐ　ＣＭ符号化に比べ音声品質を
ほとんど損なうことなく伝送レートを半分にできる３　
２Ｋｂｐｓ　ＡＤＰＣＭ符号化方式に国際標準化方式の
採用を勧告している。この方式によれば、高品質の音声
符号化と共に４８００ｂｐｓ以下のモデムデータ信号の
伝送が可能になる。

〔従来の技術〕

従来のＡＤＰＣＭ符号化方式で用いられる適応予測器の
例は第４図に示す如きものである。この適応予測器１０
０は次のようにして予測信号Ｐ　（ｎ）を発生する。即
ち、加算器１０６からの復号信号ｘ　（ｎ）をｐ個の縦
続接続された１サンプル時間遅延器１２．・・・１２．
に通し、その各遅延器からの出力に予測係数発生部１０
２からの対応する予測係数ａ、（ｎ）（ｉ＝１・・・Ｐ
）を対応する乗算器１４ム（ｉ＝１・・・Ｐ）にて乗算
し、それら乗算値を加算器１６．・・・１６−＋で加算
して予測信号として出力する一方、逆量子化器５０から
の予測誤差信号ｅ　（ｎ）を２個の縦続接続された１サ
ンプル時間遅延器５２．・・・５２２に通し、その各遅
延器からの出力に予測係数発生部１０４からの対応する
予測係数ｂｉ（ｎ）（ｉ　＝１・・・Ｚ）を対応する乗
算器５４ｉ（１＝１・・・Ｚ）にて乗算し、それら乗算
値を加算器５６．・・・５６、、で加算して予測誤差予
測信号として出力する。その予測信号と予測誤差予測信
号とを加算器５８で加算し、最終的な予測信号として出
力する。その予測信号を反転器６０を介して加算器６２
に与えることにより、被符号化信号Ｓ　（ｎ）との差分
信号が加算器６２から出力され、その差分信号を量子化
器６４で量子化して予測符号化信号Ｉ（ｎ）を得る。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上述のような勧告を含むＡＤＰＣＭ符号化方式は、被符
号化信号としての音声信号等の統計的性質を利用して信
号の効率的な符号化を為さんとするものである。この方
式において量子化器６４に対しては、統計的性質の異な
る音声信号とモデムデータ信号とを共に効率良く符号化
するための手段としてＤ　Ｌ　Ｑ　（Ｄ、Ｗ、　Ｐｅｔ
ｅｒ、　’３２　ｋｂｙｓ　ＡＤＰＣＭ　−ＤＬＱ　Ｃ
ｏｄｉｎｇ　ｆｏｒ　Ｎｅｔｗｏｒｋ　Ａｐｐｌｉｃａ
ｔｉｏｎｓ、’　ＩＥＥＥ　ＧＬＯＢＥＣＯＭ’８２．
　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ＋　
Ｖｏｌ、　ＬＰＰ　２３９−２４３＋　Ｍｉａｍｉ、　
Ｆｌｏｒｉｄａ、　Ｎｏｖ、　２９−　Ｄｅｃ、２＋１
９８２、　）と呼ばれる技法を採用し、上述差異に対す
る配慮が為されている。しかしながら、適応予測器、例
えば第４図に示す適応予測器１００に対しては、上述差
異は考慮されていない。

つまり、第４図の適応予測器１００の予測係数ａｉ（ｎ
）（ｉ＝１・・・Ｐ）及びｂ＝　（ｎ）（ｉ　−１・・
・Ｚ）は予測誤差信号ｅ　（ｎ）の２乗平均値を零に近
づける様に、原理的には予測係数発生部１０２及び１０
４において以下に示す式（ＬＭＳアルゴリズム）に基づ
いてサンプリングされた信号毎に逐次修正されてその最
適値に収束される。

ａｉ　（ｎ）　＝　ｒ　ｍａ！　（ｎ−１）＋Δ１１ｅ
（ｎ）ｘ（ｎ−ｉ）　・・・（１）ｂ＋　（ｎ）　＝　
ｒ　ｂｂｔ　（ｎ−１）＋Δｂｅ（ｎ）ｅ（ｎ−ｉ）　
・・・（２１上式におけるｒ　ｌｌ＋　　ｒ　ｂはリー
ク定数（１より僅かに小さい正の定数である。）と呼ば
れるもので、伝送路誤りの影響を軽減する目的の係数で
ある。

又、（１）式、（２）式の第２項はフィードバック量を
示し、Δ１．Δ、はｅ”（ｎ）の平均値をＯに近づける
ためにフィードバックする量を制御するための比例定数
である。そして、予測係数は、上式のように、各サンプ
リング時刻毎に決定されていくが、その際に上式の第２
項即ちそのフィードバック量もその信号時系列によって
決まって来る成る適正な値に収束していなければならな
い。ここで、適応予測器１００はローパスフィルタと同
様な機能を持つため、低域にスペクトラムがある音声信
号の場合は、信号成分がそのまま通ることから、フィー
ドバック量も大きい。従って、予測係数は比較的短時間
に適正な値に収束する。

しかしながら、位相変調されたモデムデータ信号のよう
にスペクトラムが広帯域にわたって一定の場合には、高
域成分がなくなることからフィードバック量が極めて小
さくなる。従って長い期間に至っても成る適正な値に収
束せず、又そのように期間が長くなればなるほどその係
数値に対しす−り定数はその累乗で作用する故、リーク
定数の影響が強く現れることになり、予測係数が極めて
小さくなり、適正な値に収束しない。結果として、モデ
ムデータ信号に対する符号歪は音声信号のそれより大き
くなり、とりわけファクシミリ等で広く用いられる９６
００ｂｐｓモデム信号の伝送は困難になる。

本発明は、斯かる問題点に鑑みて創作されたもので、低
信号相関性の信号に対する良好な予測特性を有する適応
予測器を提供することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

第１図は本発明の原理構成図を示す。本発明は、図に示
すように、遅延部１２において所定時間ずつ遅延された
各信号に、乗算器１４１　　・・・１４８において予測
係数発生部２０から発生された対応する予測係数を乗じ
、それら各積信号を合成部１６で加算して予測信号とし
て出力する適応予測器において、前記各乗算器１４．・
・・１４Ｈへ与えられる予測係数信号をモデムデータ信
号に対して決められた最適な値を持つオフセット信号と
予測誤差信号対応の予測係数発生部２０から発生された
予測係数信号との和として出力する加算器１８、　　・
・・１８Ｎを各乗算器毎に設けて適応予測器を構成した
ものである。

〔作　用〕

本発明によれば、従来技法で予測誤差信号に対して、逐
次的に修正されて乗算器１４．・・・１４Ｎに供給され
る各予測係数に、係数対応で定数として与えられるオフ
セント信号が加えられ、その和信号が予測係数信号とし
て乗算器に与えられる。

こうすることによって、信号相関性の弱い信号に対する
予測特性を改善することができる。

更に詳細に説明すると、入力信号Ｓ　（ｎ）に対する予
測値ｇ　（ｎ）は、２次の適応予測器の場合、次式で表
される。

ｇ　（ｎ）＝　Ｃｔ（ｎ）ｘ　（ｎ−１）＋　　Ｃｚ（
ｎ）ｘ　（ｎ−２）・　・　・（３） ここで、予測係数ｃ＋（ｎ）、　　Ｃｚ（ｎ）は（４）
式、（５）式に開示されるごとく、それぞれ定数項ＣＯ
１＋　　Ｃｏ□（オフセット値）と適応的に変化する項
ａｌ（ｎ）。

ａｚ（ｎ）との和として与えられている。ここで定数項
Ｃｏｌ、　　Ｃｏｇはモデムデータ信号の予測に最適な
係数（例えばＣｏ　ｌ＝Ｏ−２＋　Ｃｏ□−−０，５）
とする。

Ｃ＋（ｎ）＝Ｃｏ＋＋ａ＋（ｎ）　　　　　　　・・・
（４１Ｃｚ（ｎ）　＝　Ｃｏｚ＋　ａ　ｚ（ｎ）　　　
　　　　・・・（５１１予測器差信ｅ　（ｎ）　＝　Ｓ
　（ｎ）　−ｇ　（ｎ）　　２乗平均を最小にする様に
、ａ　、（ｎ）　、　ａ　−（ｎ）を適応的に制御する
ことを目的とした、ａ＋＊ａＺの更新式は以下の様にし
て求められる。即ち、まずｅ”（ｎ）をａ＋（ｎ）で偏
微分する。

−−２ｅ　（ｎ）　　ｘ　（ｎ−１）　　　・　・　・
（６）ａ、（ｎ）は、この量に比例した量をフィードバ
ックすることで逐次更新される。即ち、 ＝　ａ　＋（ｎ−１）　＋　２Δｅ　（ｎ）　ｘ　（ｎ
−１）・　・　・（７） ここで符号器として構成する際に、伝送路膜りに強い形
とする為、リーク定数γ、を導入し、２Δ＝Δ、と書き
直し、（８）式を得る。但しΔは十分小さな正の定数。

ａ＋（ｎ）−７ｘａ＋（ｎ　　１）＋Δ、ｅ　（ｎ）　
ｘ　（ｎ−１）・　・　・（８） これは、従来の予測係数修正式；（１）式に一致してお
り、予測係数更新回路は従来のものを直接利用可能であ
る。更に、これは（４１，（５）式のように予測器の係
数をオフセット値（Ｃｏ、、　　Ｇｏ、）と変数ａｌ＋
３２の和として与えても、予測器’Ｍ　ｅ　（ｎ）の２
乗平均を最小とするようにａｌ＋ａ！が適応的に制御で
きることを示しており、音声信号の様な場合には、オフ
セット値を含めた係ＢＣ＋（ｎ）、　Ｃ２（ｎ）を最適
値に収束させることが可能である。−方モデムデータ信
号の場合には、従来構成での問題点として説明した通り
（８）式におけるリーク定数の影響でａ　、（ｎ）、　
　ａ　、（ｎ）は略零となり、その結果、実際に用いら
れる予測係数ＣＩ（ｎ）　、　　Ｃｔ　（ｎ）は略、Ｃ
ｏｌ、　　Ｃｏｚとなる為、Ｃｏ、、　　Ｃｏ、を予め
求められているモデムデータ信号に最適な予測係数とす
ることで、音声及びモデムデータ信号を同時に取り扱う
ことが可能な適応予測器を実現することができる。

〔実施例〕

第２図は本発明の一実施例を示す。この実施例はＣＣＩ
ＴＴによる勧告（Ｒｅｃｏｍｍｅｎｄａｔｉｏｎ　Ｇ７
２１）等に用いられる２次適応予測器に実施した例を示
す。この図において、１０は被符号化信号Ｓ　（ｎ）の
局部復号信号ｘ　（ｎ）　（第４図のｘ　（ｎ）相当）
を転送する線であり、この線１０に１サンプル時間の遅
延を与える遅延器１２．，１２□が縦接続されている。

これらの遅延器１２．，１２□から夫々、局部復号信号
ｘ　（ｎ−１）、　　ｘ　（ｎ−２）が出力される。

局部復号信号ｘ（ｎ−１）は乗算器１４．で予測係数Ｃ
ｒ　（ｎ）倍され、又局部復号信号ｘ（ｎ−２）は乗算
器１４□で予測係数Ｃｚ（ｎ）倍されて加算器１６゜で
加算されて信号Ｓ　（ｎ）に対する予測信号ｇ　（ｎ）
が発生される。ここで予測係数発生回路２０．。

２２□は同一の回路構成、即ち相関回路２２．。

２２□　；乗算回路２４．．２４□　；加算器２６．。

２６□　；１サンプル時間遅延器２８．，２８□　；リ
ーク定数倍器３０．．３０．から成っており、その相関
回路２２．が予測誤差信号ｅ　（ｎ）　＝　Ｓ　（ｎ）
−ｇ（ｎ）と局部復号信号ｘ（ｎ−１）との相関をとる
のに対し、相関回路２２□が予測誤差信号ｅ　（ｎ）と
局部復号信号ｘ（ｎ−２）との間の相関をとる点におい
て相違する。

そして、予測誤差信号の自乗平均を最小にするように式
１４）、　（５）で示される係数Ｃ＋（ｎ）、　　Ｃｚ
（ｎ）をサンプル周期毎に逐次修正するべく上述各予測
係数発生回路２０．，２０□には、（６）式に示される
ように予測誤差信号ｅ　（ｎ）に比例した成分がフィー
ドバックされつつ、係数ＣＩ（ｎ）　、　　Ｃｚ　（ｎ
）の内の可変成分であるａ　、（ｎ）、　　ａ　、（ｎ
）の逐次的更新が予測係数発生回路２０１．２０□で生
ゼしめられる。

上述のような逐次的更新が行なわれる予測係数は、上述
の如き音声信号のような信号相関の強い被符号化信号に
対する予測信号発生に必要な最終予測係数にオフセット
値を含んだ上で最適値に収束し、適応予測器への任意の
入力信号に適応した予測信号を発生することができる。

又、モデムデータ信号のような信号相関の弱い被符号化
信号に対しては、適応予測器の特性によりａｔ（ｎＬ　
　ａｔ（ｎ）は略零に近い値に収束する。従って、最終
予測係数としては略オフセット値Ｇｏ、、Ｃｏｇの予測
係数となる。つまり、本発明予測器はモデムデータ信号
に対して、予め定められた最適な予測係数を持つ予測器
として動作し得る。

なお、上記実施例は２次のものであったが、第３図に示
すように任意次数のものへ本発明を拡張し得る。又、入
力信号に応じたオフセット値の選択を為すようにしても
よい。

〔発明の効果〕

以上述べたように本発明によれば、信号相関性の弱い信
号に対する予測特性の改善が行なえることから例えばＡ
ＤＰＣＭ符号化装置の適応域を拡大することが可能とな
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理構成図、 第２図は本発明の一実施例を示す図、 第３図は本発明を第４図回路で実施した例を示す図、 第４図は従来のＡＤＰＣＭ符号化方式例を示す図である
。 第１図及び第２図において、 １２．１２．．１２□は遅延部（遅延器）、１４、・・
・１４Ｎは乗算器、 １６．１６．は合成部（加算器）、 １８．・・・１８、は加算器、 ２０．２０．．２０．は予測係数発生部（回路）である
。 本発明の一炙施堵Ｊ 第２図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 遅延部（１２）において所定時間ずつ遅延された入力信
   号と予測信号の誤差である各遅延予測誤差信号に該遅延
   予測誤差信号対応の乗算器（１４＿Ｉ・・・１４＿Ｎ）
   において予測係数発生部（２０）から発生された対応予
   測係数信号を乗じ、それら各積信号を合成部（１６）で
   加算して該予測信号として出力する適応予測器において
   、 前記各乗算器（１４＿Ｉ・・・１４＿Ｎ）へ与えられる
   予測係数信号をモデムデータ信号の信号特性に従って決
   められたオフセット信号と該予測誤差信号対応の前記予
   測係数発生部（２０）から発生された予測係数信号との
   和として出力する加算器（１８＿Ｉ・・・１８＿Ｎ）を
   各乗算器毎に設けたことを特徴とする適応予測器。