JPS63104506A - 直流レベルシフト回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は直流レベルシフト回路、特に直流増幅器におい
て信号広帯域特性を維持しつつ増幅器の同相（コモンモ
ード）出力電圧を所定基準レベルにシフトする回路に関
する。

〔従来の技術及び発明が解決しようとする間頌点〕一般
に増幅回路は出力デバイスを駆動する最終増幅段に結合
された多くの前置増幅段より構成される。集積回路（Ｉ
Ｃ）では、これら前置増幅段は差動増幅器を含むことが
多く、その優れた周波数応答の為にＮＰＮ型エミッタ結
合トランジスタを採用する。差動増幅器からの出力信号
をトランジスタのコレクタから取出しているので、出力
信号の同相電圧はベースに印加した入力信号のそれより
高くなる。従って、このような前置増幅段を多段縦続接
続すると、最終段の出力電圧の同相出力電圧は初段の人
力信号電圧の同相電圧より著しく高くなる。

この同相電圧の上昇は、多くの増幅器の場合には、最終
出力信号を得る前に修正している。１つの理由は、一般
に電源には回路が正常に動作する為に超えることのでき
ないある固定した電圧の限界（又はレール）がある。入
力信号は同相電圧に加算されるので、同相電圧は入力信
号の歪を防止する為にはこの上限内で十分な余裕がなけ
ればならない。他の理由は、入出力同相電圧が等しく、
典型的には０ボルトであるのが好ましい。この電圧は一
般に電源の両限界（レール）内の中央にあり、別のカッ
プリング回路を使用することなく別途設計した回路部分
とコンパチブルにする。

この同相電圧の上昇という問題を補正する為に、増幅段
間に電圧レベルシフト回路を採用する。従来の最も簡単
なレベルシフト技法は２つの増幅段の結合にコンデンサ
を用いて交流結合することである。直流電圧成分は予定
レベルで第２段に別途供給して、同相電圧成分が所望レ
ベルとなるように保証する。しかし、交流結合は人力信
号の直流及び低周波成分を除去し、且つ直流電圧が人力
信号の要部をなす場合には使用し得ない。例えば、オシ
ログラフ（オシロスコープ）分野では、人力信号の高周
波成分と同様に直流成分のゆっくりした変化を表示解析
したい場合がある。

直流結合を行う最も簡単なレベルシフト回路は第１段の
出力と第２段の人力間に接続したツェナダイオードを使
用するものである。しかし、ツェナダイオードは極めて
ノイズが多く、大きなノイズスパイクを有するランダム
ノイズを生じるので、人力信号の品質を損なう。ノイズ
の問題にとって、この電圧レベルシフトを回路の前置増
幅器段に配置することは、ツェナダイオードが発生した
ノイズがその後段増幅器で増幅されてしまうので極めて
都合が悪い。更に、ツェナダイオードは温度依存性を有
するので、ダイオード両端間の電圧降下量が温度変化に
つれて変化する。これら２つが利得の非直線性に影響す
る。

その他のレベルシフト技法に、電圧シフトしたい量に応
じた数のＰＮダイオードを使用するものがある。直列ダ
イオードはツェナダイオードと異なりノイズを生ずるこ
とはないが、極めて温度依存性が高く、平均２ｍｖ／℃
の割合で変化する。例えば、５個のダイオードを直列接
続して増幅器の静止電圧を約３，５ｖシフトする場合に
は、全体の、レベルシフト変動量は約１０ｍｖ／　”Ｃ
となる。従って、温度変化が１０℃あったとすると、レ
ベルシフト変動は１００ｍＶ　、即ち希望する電圧シフ
トの約３％もの大きな変動が生じ計測器等の精密機器用
には許容し得ない。更にまた、ダイオードは誘導性であ
るので、レベルシフト回路のインピーダンスが周波数依
存性を有することとなり、ダイオード両端での利得は非
直線となる。

第３のレベルシフト回路は増幅段間に抵抗結合して行う
。既知の電流をこの抵抗に流して所定電圧降下を生じさ
せる。前段の同相出力電圧は抵抗の高電圧側に印加し、
次段への入力端子を低電圧側から取り出す。この技法は
設計が簡単ではあるが、大きな欠点を有する。まず第１
に、高抵抗を使用するとレベルシフト回路の帯域幅を制
限し、回路全体の利得に非直線性を生じる。他方、抵抗
値を低くすると帯域幅は広がっても同じレベルシフトを
行うに必要とする電流をそれに応じて増加しなければな
らない。しかし、ＩＣ回路の電流は比較的低く抑えられ
ており、また大電流を流すと消費電力及び発熱の問題が
生じる。第２の理由として、ＩＣの寄生キャパシタンス
と電流源の人力抵抗による時定数は、利得直線性を得る
為には、レベルシフト抵抗とそれに並列のキャパシタン
スの時定数とバランスしていなければならない。電流源
の人力抵抗はＩＣ回路の場合には決定するのが困難であ
り、従って必要とするキャパシタンスの大きさを計算す
るのが非常に困難である。

第４の一般的なレベルシフト回路はＶｂｅマルチプライ
ヤトランジスタ回路を使用する。コレクタとベース及び
ベースとエミッタ間に結合された抵抗を変化することに
より、レベルシフト用トランジスタ両端の電圧降下を電
源の限界内でＶｂｅの所望係数とする。この技法により
、レベルシフトの精度は高くなるが、上述のダイオード
の場合と同様に温度依存性及び誘導性インピーダンスの
問題が残る。

これら従来の電圧レベルシフト回路の欠点としては増幅
器の帯域幅制限がある。従って、これら従来のレベルシ
フト回路に付随する欠点を回避して広帯域増幅特性及び
直線性を有する直流レベルシフト回路の実現が待たれて
いた。

従って本発明の目的の１つは改良した直流レベルシフト
回路を提供することである。

本発明の他の目的は直流結合増幅器用の改良直流レベル
シフト回路を提供することである。

本発明の別の目的は直流レベルシフト回路の出力におい
て同相電圧を所定レベルシフトする回路を提供すること
である。

本発明の更に他の目的は電圧レベルシフ）Ｉを連続的に
変化して人力の同相電圧レベルのシフトに無関係に基準
電圧レベルに対して所定関係の同相出力電圧レベルを得
ることである。

〔問題点を解決するための手段及び作用〕本発明による
直流電圧レベルシフト回路は直流電圧レベルをシフトす
ることにより生じる歪を補償する。このレベルシフト回
路は電圧レベルシフト段を含み、人力信号を受け、直流
電圧レベルをシフトする。電流源は人力信号を電圧レベ
ルシフト段を介して送る。電流源により生じる歪信号は
歪信号と加算される補正信号を生じる。そこで、入力信
号は歪を生じることなくレベルシフト段を通過すること
となる。

差動信号の場合、レベルシフト段は差動信号を形成する
互いに逆の２信号を受ける２入力端子を有する。電流源
が各端子に電流を供給する。この回路で、信号手段は入
力インピーダンスが各端子における電流源の人力インピ
ーダンスと略等しいトランジスタより構成される。各ト
ランジスタのベースは電圧レベルシフト段に結合され、
一方の入力端子の入力信号電圧をトランジスタの大カー
インピーダンスに印加し、補正電流を得る。トランジス
タのコレクタは他端に結合される。この補正電流は他の
入力端子に伝達して、電流源の他端のインピーダンスに
印加される人力信号電圧から得た等しい大きさで逆極性
の歪電流と合成して相殺補正する。

このレベルシフト回路は直流結合増幅器に組込むことが
できる。この増幅器はシフトした入力信号電圧を合成し
て同相出力電圧を得る手段を含んでもよい。電圧レベル
シフト段と接続されている帰還制御段は、この同相電圧
レベルを所定基準レベルと比較して別の補正信号を生じ
る。この補正信号は電圧レベルシフト段へ送って電圧レ
ベルシフトの量を変化させて同相電圧レベルが基準電圧
レベルと予定関係となるようにする。

〔実施例〕

第１図は本発明による直流電圧レベルシフト回路を含む
直流結合差動増幅器（１０）を示す。増幅器（１０）は
その入力端子に１対の入力信号電流（＋Ｉｉｎ及び−Ｉ
ｉｎで示す）　をトランジスタ（１４）、　（１６）　
　で表わす前の増幅段からの差動入力信号として受ける
。この電流は共に定常（バイアス）電流成分と人力信号
成分との両方を含んでいる。

入力信号電流＋Ｉｉｎ及び−Ｉｉｎｌｔ電圧シフ電圧シ
フト端子に人力される。この電圧シフト段は＋Ｉｉｎが
人力される第１部分と−Ｉｉｎが人力される第２部分と
の２つの部分より成る。電圧シフト段の第１部分は定電
流源（２０ａ）　　でバイアスされるトランジスタ（１
８ａ）　、直列接続の抵抗（２２ａ）　　とダイオード
（２４ａ）　及び補償コンデンサ（２６ａ）　　を含ん
でいる。トランジスタ（１８ａ）　　のコレクタ・コン
デンサ（２６ａ）　　及び直列接続した抵抗（２２ａ）
　　及びダイオード（２４ａ）　　はいずれも増幅器（
１０）の入力端子に接続される。コンデンサ（２６ａ）
　　と抵抗（２２ａ）　　の他端はトランジスタ（１８
ａ）　　のベースに結合される。

シフトされる電圧レベルＶＬ　　は増幅器（１０）の直
流バイアス又は静止電圧である。この電圧シフトＶＬ　
は入力端子からレベルシフト段の出力であるトランジス
タ（１８ａ）　　のエミッタまでの間で測った値である
。よって、ＶＬ　は抵抗（２２ａ）　　、ダイオード（
２４ａ）　　及びトランジスタ（１８ａ）　　のベース
・エミッタ接合電圧の和であり、次式で与えられる。

ＶＬ　＝　Ｉ　ｓ　Ｒ２２ａ　＋　２　Ｖｂｅここで１
５　は以下に決めるＲ２゜６を流れる電流、Ｒ２２６は
抵抗（２２ａ）　　の抵抗値、２　Ｖｂｅはダイオ−１
’　（２４ａ）　　とトランジスタ（１８ａ）　　のエ
ミッタ・ベース結合との電圧降下である。

従来の抵抗・ベースレベルシフト回路に伴う欠点を避け
る為に、ダイオード（２４ａ）　　を付加し、抵抗（２
２ａ）　　の大きさを抑え、これにより抵抗により生ず
るノイズを低減している。電流源（２０ａ）　　は電圧
レベルシフトに影響を生じることはない。従って、前述
した補償用キャパシタンスを計算してトランジスタ（１
８ａ）　　の既知の寄生キャパシタとバランスさせる必
要はない。

レベルシフト段の第２部分は−Ｖｉｎが入力される他の
入力端子に結合される。この第２部分はトランジスタ（
１８ｂ）　　、電流源（２０ｂ）　　、直列抵抗（２２
ｂ）及びダイオード（２４ｂ）　　及びコンデンサ（２
６ｂ）　　より構成される。第２部分の設計と各素子の
値は第１部分のそれと同じである。画部分の相違点は信
号電流の入力信号の極性のみである。

差動人力信号′は夫々増幅器（１０）の入力端子に結合
されている２つの部分（２’８ａ）、　（２８ｂ）　　
を有する電流源によりレベルシフト段を通して伝達され
る。

第１入力端子では＋Ｉｉｎが流れ、電流源（２８ａ）　
　の電流の残りの電流が出力信号として伝えられる。

次に、この電流の主要部分はトランジスタ（１８ａ）の
コレクタからエミッタに流れる。定電流ｆｉ（２０ａ）
は付加固定バイアス電流を取り去って、信号電流を出力
信号路（２９ａ）　へ送る。同様に他方の入力端子から
の信号電流−１ｉｎも出力信号路（２９ｋｌ）　　に現
れる。

トランジスタ（１８ａ）、　（１８ｂ）　　のベース・
エミッタ接合は夫々出力信号路（２９ａ）、　（２９ｂ
）　　へトランジスタを介して流れる信号電流に対して
インピーダンスを与える。更に信号電流は、電圧源（３
１）によりバイアスされる特性の揃ったトランジスタ（
３０ａ）。

（３０ｂ）　　によるベース接地トランジスタ増幅器が
信号路（２９ａ）、　（２９ｂ）　　に挿入されている
ので、ここで別のインピーダンスが与えられる。これら
インピーダンスは非直線電圧を生じてレベルシフ）　Ｅ
ｌに反射される。増幅器（１０）の入力端子では、この
非直線電圧は抵抗（３２ａ）、　Ｄ４ａ）　　より成る
電流源（２８ａ）の場合には、電流源インピーダンス両
端に印加される。この非直線電圧は電流源を通して失っ
た非直線歪電流を生じる。もしこれが補正されないと、
この非直線電圧が非直線信号電流を生じ、増幅器（１０
）の信号帯域幅を制限する。

電流源部（２８ａ）、　（２８ｂ）　　は電流源で生じ
た歪信号と加算される補正信号を作ることによりこの非
直線性を１甫正する。この手段は、電流源部（２８ａ）
　　については電流源（２８ａ）　　のインピーダンス
と略等しいインピーダンスのエミッタ抵抗（３７ａ）　
　を有するトランジスタ（３６ａ）　　を含んでいる。

トランジスタ（３６ａ）　　のコレクタは電流源（２８
ａ）　　の抵抗（３２ａ）。

（３４ａ）　の接続点に接続され、そのベースはレベル
シフト段の第２部分のダイオード（２４ｂ）　　と抵抗
（２２ｂ）　　の接続点に交差接続されている。同様の
トランジスタ（３６ｂ）　　と抵抗（３７＋Ｊ）　　が
レベルシフト段の第１部分の電流源（２８ｂ）　　のダ
イオード（２４ａ）　　と抵抗（２２ａ）　　の接続点
に接続されている。両トランジスタ（３６ａ）、　（３
６ｂ）　　は別の電流源（３８）でバイアスされる。電
流源（２８ａ）　　のインピーダンス間に印加した電圧
により第１入力端子の信号電流に何らかの変化が生じる
と、同様構成の電流源（２８ｂ）　　により第２端子に
逆極性の対応する電流が生じる。第１入力端子の電圧変
化はトランジスタ（３０ｂ）　　と抵抗（３２ｂ）　　
両端に印加して補正信号電流を生じ、第２入力端子に印
加して、抵抗（３２ａ）、　（３４ａ）　を通る歪電流
と加算される。他方、第２入力端子の電圧変化はトラン
ジスタ（３０ａ）　　と抵抗（３２ａ）　　両端に印加
して補正電流を作って第１入力端子に印加して抵抗（３
２ｂ）、　（３４ｂ）　　を流れる歪電流と加算する。

等しいインピーダンスに等しい電圧が印加されるので、
補正電流は略等しく且つ加算される歪補正電流と逆極性
である。その結果、電流源（２８ａ）、　（２ｆｔｂ）
の電流に損失は生じない。

信号電流はトランジスタ（３０ａ）、　（３０ｂ）　　
及び等しい抵抗（４０ａ）、　（４０ｂ）　　を介して
通過し、人力信号電流に比例する電圧を生じる。次に、
これろ電流を加算して増幅器（１０）の同相モード電圧
ｖｈを得る。

電圧Ｖｈ　は差動増幅器（４１）及び電流源（４２）を
含む帰還制御段により制御される。増幅器（４１）で、
Ｖａは基準電圧Ｖ、と比較して両型圧の差に比例する補
正信号を作って、この信号をトランジスタ（４８ａ）。

（４８ｂ＞　　に伝える。これら両トランジスタのコレ
クタは夫々トランジスタ（１８ａ＞、　（１８ｂ）　　
のベースに結合する。補正信号は抵抗（２２ａ）、　（
２２ｂ）　　を流れる電流Ｉ、の変化としてトランジス
タ（４８ａ）、　（４８ｂ）　　を介して伝送される。

例えばレベルシフト段の第１部分に注目すると、抵抗（
２２ａ）　　両端電圧は■、の増加に応じて増加し、増
幅器（１０）の入力端子電圧を増加する。従ってＩ、の
変化は電圧シフトＶＬの大きさを変化する。入力端子の
電圧が増加すると、電流源（２８ａ）　　の定常電流を
減少する。この定常電流の減少はトランジスタ（１８ａ
）　　のエミッタへレベルシフト段を介して伝わる。電
流源（２０ａ）　　はレベルシフト段から一定電流を引
出すことにより、エミッタ電流の減少は増幅段（３０ａ
）　　の信号路（２９ａ）から定常電流を増加すること
となる。この電流増加により、抵抗（４０ａ）の電圧降
下を増加する。

上述と同じことがレベルシフト段の第２部分で起こって
、Ｖａを減少する。Ｖａ　が下がるとＩ。

が減少し、増幅器（１０）の入力端子電圧がこれに応じ
て降下し、電流源（２８ａ）、　（２８ｂ）　　からの
定常電流を増加する。同相電圧Ｖａ　の帰還制御は連続
的であるので、Ｖａを基準電圧ＶＲに対して所定関係に
維持する。この実施例では、ＶａのレベルはＶ８と同じ
レベルに設定される。

第２図は本発明に依る直流レベルシフト回路（１１０）
　　の第２実施例の回路図を示す。前述の場合と同様に
、レベルシフト段の第１８分はトランジスタ（１１８ａ
）と、このトランジスタをバイアスする為の電流源（１
２０）　　より構成される。しかし、単一のダイオード
と抵抗の代わりに、多数の抵抗（１２２ａ）。

（１２３ａ）をダイオード（１２４ａ）、　（１２５ａ
）、　（１２７ａ）と直列接続している。更に、コンデ
ンサ（１２６ａ）も含んでいる。更に、このレベルシフ
ト段はエミッタから出力信号電流がノード（１３０ａ）
で合流する第２トランジスタ（１２９ａ）を含んでいる
。電流源（１２８ａ）により電流がレベルシフト段に電
流を供給する。レベルシフト段の第２部分は第１８分と
同じである。

第１の実施例と対比すると、エミッタフォロワ（１３１
ａ）、　（１３１ｂ）　　から得られる電圧はレベルシ
フト段を介して戻され、ＶＬをレギュレートする。増幅
器（１１０）　　の入力端子の電圧とレベルシフト段の
出力電圧とは入力信号電流の変化に応じて同時に上下す
る。

電流源（１２８ａ）、　（１２８ｂ）は夫々トランジス
タ（１３２ａ）。

（１３２ｂ）とエミッタ抵抗（１３４ａ）、　（１３４
ｂ）　　を含んでいる。トランジスタ（１３２ａ）のベ
ースはレベルシフト段の第２部分に結合され、そのコレ
クタは電流源（１２８ａ）に結合されて第１入力端子に
補正電流を供給する。同様に、トランジスタ（１３２ｂ
）のコレクタは電流＃ｔ（１２８ｂ）に結合され、その
ベースはレベルシフト段の第１部分に接続されて第２入
力端子への補正電流を得る。両トランジスタ（１３２ａ
）、　（１３２ｂ）は電流ｉｌ！（１３６）　　でバイ
アスされる。

同相電圧Ｖａ　はエミッタフォロワ（１３１ａ）、　（
１３１ｂ）の両エミッタ電圧を加算することにより得る
。Ｖａは電圧レベルシフト段を介して制御帰還段に印加
される。この帰還段は差動増幅器（１４１）　　を含み
、Ｖａ　と基準電圧ＶＲとの電圧差に応じて補正信号を
生じる。この補正信号はトランジスタ（１４４ａ）。

（１４４ｂ）へ送られる。これら各トランジスタは電流
Ｉ、を作って、抵抗（１２２ａ）、　＜１２３ａ）　（
及び（１２２ｂ）　。

（１２３ｂ））　　両端の電圧降下は調整してＶＬを変
化させる。

以上、本発明の広帯域直流レベルシフト回路を好適実施
例に基づき説明したが、本発明はこれら実施例のみに限
定するものではなく、用途に応じて種々の変形変更が可
能であること勿論である。

〔発明の効果〕

本発明による直流レベルシフト回路に依ると、人力信号
を、コレクタ・ベース間にダイオードと抵抗の直列回路
を接続し電流源でバイアスしたトランジスタを含むレベ
ルシフト段を介して出力するので、大きな抵抗又は大き
い電流源を使用することな（所望直流レベルシフトが得
られるので、従来回路に比して帯域幅の制限及びノイズ
発生は温度不安定性の問題を最小にすることができる。

また、レベルシフト回路による歪は差動回路の特性を生
かして補正信号を作ることにより確実に相殺補正するこ
とができる。更に、回路の直流出力を基準レベルと比較
し、比較出力でレベルシフト量を制御することにより、
人力信号の同相成分に対応したレベルシフトを行うこと
も可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は夫々本発明による直流レベルシフト
回路の実施例の回路図である。 （１８ａ）、　（１８ｂ）、　（２４ａ）、　（２４ｂ
）、　（２２ａ）、　（２２ｂ）　　・・・レベルシフ
ト段、（３６ａ）、　（３６ｂ）、　（３７ａ＞、　（
３７ｂ）、　（３８）・・・補正信号段、（４１）、　
（４８ａ）、　（４８ｂ）　・・・制御段、（３１）・
・・定電圧源。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、コレクタ・ベース間にダイオード及び抵抗の直列回
   路が接続され且つ電流源でバイアスされたトランジスタ
   を含む直流レベルシフト段と、該直流レベルシフト段の
   歪を補正する補正信号段と を具えることを特徴とする直流レベルシフト回路。 ２、上記直流レベルシフト段は夫々コレクタ・ベース間
   にダイオード及び抵抗の直列回路が接続された複数のト
   ランジスタを縦続接続して成る特許請求の範囲第１項記
   載の直流レベルシフト回路。 ３、上記直流レベルシフト回路の出力を基準レベルと比
   較し、比較出力でレベルシフト量を制御する制御段を有
   する特許請求の範囲第１項又は第２項記載の直流レベル
   シフト回路。