JPS628995B2 - - Google Patents
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- JPS628995B2 JPS628995B2 JP56183443A JP18344381A JPS628995B2 JP S628995 B2 JPS628995 B2 JP S628995B2 JP 56183443 A JP56183443 A JP 56183443A JP 18344381 A JP18344381 A JP 18344381A JP S628995 B2 JPS628995 B2 JP S628995B2
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N17/00—Diagnosis, testing or measuring for television systems or their details
- H04N17/04—Diagnosis, testing or measuring for television systems or their details for receivers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Health & Medical Sciences (AREA)
- Biomedical Technology (AREA)
- General Health & Medical Sciences (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Testing, Inspecting, Measuring Of Stereoscopic Televisions And Televisions (AREA)
- Recording Or Reproducing By Magnetic Means (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ビデオテープレコーダ（VTR）等
の記録又は伝送系の周波数位相特性測定方式に関
するものである。
の記録又は伝送系の周波数位相特性測定方式に関
するものである。
VTRに於いて、ビデオ信号中の輝度信号は、
FM変調されてテープ上に記録され再生される
が、画像の質は主として、 テープヘツド系及びアンプ系のノイズ、 テープヘツド系及びアンプ系の周波数振幅特
性、 テープヘツド系及びアンプ系の周波数位相特
性、 の影響を受け、画像の質を良くするためには、上
記の特性を良好にしなければならない。ところ
が、上記との特性の測定は容易であり、従つ
て特性を改善することも困難ではないが、の周
波数位相特性の測定は困難であり、この特性改善
を適確に行うことも困難であつた。
FM変調されてテープ上に記録され再生される
が、画像の質は主として、 テープヘツド系及びアンプ系のノイズ、 テープヘツド系及びアンプ系の周波数振幅特
性、 テープヘツド系及びアンプ系の周波数位相特
性、 の影響を受け、画像の質を良くするためには、上
記の特性を良好にしなければならない。ところ
が、上記との特性の測定は容易であり、従つ
て特性を改善することも困難ではないが、の周
波数位相特性の測定は困難であり、この特性改善
を適確に行うことも困難であつた。
VTRのテープヘツド系及びアンプ系の周波数
位相特性が悪い場合に、画像が受ける影響の一例
を第１図を参照して次に説明する。第１図Ａに示
すようにビデオ信号が黒レベルから白レベルに急
に立ち上ると、プリエンフアシスによつて立上つ
た部分にスパイク１が生じる。第１図Ａのビデオ
〓〓〓〓〓
信号をVTRで記録するために周波数変調波（FM
波）に変換すると第１図Ｂとなる。第１図Ｂの
FM波を周波数位相特性の悪いVTRで記録再生す
ると、第１図Ｃに示す如くゼロクロス点が欠落し
た波形となる。もし、周波数位相特性が良けれ
ば、第１図Ｄに示すゼロクロス点の欠落のない再
生波形を得ることが可能である。第１図Ｇに示す
ゼロクロス点が欠落した再生信号をリミツタ回路
を通した後に復調すれば、第１図Ｅに示す如く白
レベルの部分が黒レベルに落ちこんだ波形とな
り、白い部分の縁が破れたように見える画面が得
られる。所謂反転現象が生じた画面となる。これ
に対して、第１図Ｄの波形の場合には、周波数信
号の欠落がないので、第１図Ａで示す波形を再現
することが可能であり、反転現象が生じない。
位相特性が悪い場合に、画像が受ける影響の一例
を第１図を参照して次に説明する。第１図Ａに示
すようにビデオ信号が黒レベルから白レベルに急
に立ち上ると、プリエンフアシスによつて立上つ
た部分にスパイク１が生じる。第１図Ａのビデオ
〓〓〓〓〓
信号をVTRで記録するために周波数変調波（FM
波）に変換すると第１図Ｂとなる。第１図Ｂの
FM波を周波数位相特性の悪いVTRで記録再生す
ると、第１図Ｃに示す如くゼロクロス点が欠落し
た波形となる。もし、周波数位相特性が良けれ
ば、第１図Ｄに示すゼロクロス点の欠落のない再
生波形を得ることが可能である。第１図Ｇに示す
ゼロクロス点が欠落した再生信号をリミツタ回路
を通した後に復調すれば、第１図Ｅに示す如く白
レベルの部分が黒レベルに落ちこんだ波形とな
り、白い部分の縁が破れたように見える画面が得
られる。所謂反転現象が生じた画面となる。これ
に対して、第１図Ｄの波形の場合には、周波数信
号の欠落がないので、第１図Ａで示す波形を再現
することが可能であり、反転現象が生じない。
ところで、周波数位相特性又は伝達関数を測定
する方式の１つに、第２図に示すようにデユアル
チヤンネルFFT（高速フーリエ変換）アナライ
ザ２を使用する方式がある。この方式は、FFT
アナライザ２に内蔵されている信号源３から送出
した信号を第１のチヤンネルCH−Ａに供給する
と共に、被測定伝送回路網４を通して第２のチヤ
ンネルCH−Ｂに供給し、周波数位相特性の影響
を受けない第１チヤンネルCH−Ａの信号と周波
数位相特性の影響を受けた第２チヤンネルCH−
Ｂの信号との位相差及び振幅差を測定して周波数
位相特性又は伝達関数を知る方式である。しか
し、VTRの場合には、記録と再生とを同時に行
うことが不可能であるため、デユアルチヤンネル
FFTアナライザ２で記録再生系の周波数位相特
性を求めることは不可能であつた。今、VTRを
例にとつて述べたが、入力と出力とを同時に得る
ことが出来ない他の記録又は伝送回路装置に於い
ても同様な問題がある。
する方式の１つに、第２図に示すようにデユアル
チヤンネルFFT（高速フーリエ変換）アナライ
ザ２を使用する方式がある。この方式は、FFT
アナライザ２に内蔵されている信号源３から送出
した信号を第１のチヤンネルCH−Ａに供給する
と共に、被測定伝送回路網４を通して第２のチヤ
ンネルCH−Ｂに供給し、周波数位相特性の影響
を受けない第１チヤンネルCH−Ａの信号と周波
数位相特性の影響を受けた第２チヤンネルCH−
Ｂの信号との位相差及び振幅差を測定して周波数
位相特性又は伝達関数を知る方式である。しか
し、VTRの場合には、記録と再生とを同時に行
うことが不可能であるため、デユアルチヤンネル
FFTアナライザ２で記録再生系の周波数位相特
性を求めることは不可能であつた。今、VTRを
例にとつて述べたが、入力と出力とを同時に得る
ことが出来ない他の記録又は伝送回路装置に於い
ても同様な問題がある。
そこで、本発明の目的は、上述の如き問題を解
決することが可能な記録又は伝送系の周波数位相
特性又は伝達関数の測定方式を提供することにあ
る。
決することが可能な記録又は伝送系の周波数位相
特性又は伝達関数の測定方式を提供することにあ
る。
上記目的を達成するための本発明は、位相が固
定された複数の周波数成分を含んでおり且つ一定
の系列周期を有して繰返して発生される測定用信
号（複合信号）を被測定記録又は伝送装置に入力
させること、前記被測定記録又は伝送装置から得
られる前記測定用信号に対応した再生又は伝送出
力信号の系列周期信号を形成すること、前記被測
定記録又は伝送装置に入力させた前記測定用信号
と実質的に同一の比較用信号を比較用信号発生回
路から繰返して発生させること、前記比較用信号
の系列周期信号を形成すること、PLL等の位相同
期化回路によつて前記比較用信号の系列周期信号
の位相を前記再生又は伝送出力の系列周期信号の
位相に一致させること、前記再生又は伝送出力信
号と前記比較用信号発生回路から得られる前記比
較用信号との比較に基づいて前記被測定記録又は
伝送装置の周波数位相特性又は伝達関数を測定す
ること、から成る記録又は伝送系の周波数位相特
性又は伝達関数の測定方式に係わるものである。
定された複数の周波数成分を含んでおり且つ一定
の系列周期を有して繰返して発生される測定用信
号（複合信号）を被測定記録又は伝送装置に入力
させること、前記被測定記録又は伝送装置から得
られる前記測定用信号に対応した再生又は伝送出
力信号の系列周期信号を形成すること、前記被測
定記録又は伝送装置に入力させた前記測定用信号
と実質的に同一の比較用信号を比較用信号発生回
路から繰返して発生させること、前記比較用信号
の系列周期信号を形成すること、PLL等の位相同
期化回路によつて前記比較用信号の系列周期信号
の位相を前記再生又は伝送出力の系列周期信号の
位相に一致させること、前記再生又は伝送出力信
号と前記比較用信号発生回路から得られる前記比
較用信号との比較に基づいて前記被測定記録又は
伝送装置の周波数位相特性又は伝達関数を測定す
ること、から成る記録又は伝送系の周波数位相特
性又は伝達関数の測定方式に係わるものである。
上記本発明によれば、位相が固定された複数の
周波数成分を含む測定用信号（複合信号）を記録
又は伝送し、その系列周期信号に基づいて測定用
信号に同期した比較用信号を形生するので、これ
を記録又は伝送前の入力信号とみなすことが可能
になり、実質的に入力信号と出力信号とを同時に
得ることが可能になる。従つて両信号の比較に基
づいて周波数位相特性又は伝達関数を容易に測定
することが可能になる。
周波数成分を含む測定用信号（複合信号）を記録
又は伝送し、その系列周期信号に基づいて測定用
信号に同期した比較用信号を形生するので、これ
を記録又は伝送前の入力信号とみなすことが可能
になり、実質的に入力信号と出力信号とを同時に
得ることが可能になる。従つて両信号の比較に基
づいて周波数位相特性又は伝達関数を容易に測定
することが可能になる。
以下、図面を参照して本発明の実施例について
述べる。
述べる。
第３図はVTR５の周波数位相特性の測定方式
を示すブロツク図であり、VTR５の記録入力端
子INには広帯域のＭ系列（Maximal−length
Pulse Sequences）疑似ランダムパルス発生回路
６が接続され、VTR５の再生出力端子OUTは
FFTアナライザ２の第２チヤンネルCH−Ｂにサ
ンプル・ホールド回路９を介して接続されている
他、記録信号再現回路７とサンプル・ホールド回
路８とを介して第１チヤンネルCH−Ａに接続さ
れている。但し、記録信号再現回路７にはＭ系列
疑似ランダムパルス発生回路が内蔵されているの
で、鎖線で示すように記録信号再現回路７のＭ系
列疑似ランダムパルス発生回路の出力をVTR５
に入力させてもよい。VTR５は記録と再生とを
同時に行うことが出来ないので、測定用信号とし
てＭ系列疑似ランダムパルスを記録した後にこれ
を再生し、この再生出力信号と、再生出力信号に
基づいて再現した記録信号即ちＭ系列疑似ランダ
ムパルスから成る比較用信号とをFFTアナライ
ザ２に入力させ、両者の比較に基づいてVTR５
〓〓〓〓〓
の周波数位相特性を測定する。
を示すブロツク図であり、VTR５の記録入力端
子INには広帯域のＭ系列（Maximal−length
Pulse Sequences）疑似ランダムパルス発生回路
６が接続され、VTR５の再生出力端子OUTは
FFTアナライザ２の第２チヤンネルCH−Ｂにサ
ンプル・ホールド回路９を介して接続されている
他、記録信号再現回路７とサンプル・ホールド回
路８とを介して第１チヤンネルCH−Ａに接続さ
れている。但し、記録信号再現回路７にはＭ系列
疑似ランダムパルス発生回路が内蔵されているの
で、鎖線で示すように記録信号再現回路７のＭ系
列疑似ランダムパルス発生回路の出力をVTR５
に入力させてもよい。VTR５は記録と再生とを
同時に行うことが出来ないので、測定用信号とし
てＭ系列疑似ランダムパルスを記録した後にこれ
を再生し、この再生出力信号と、再生出力信号に
基づいて再現した記録信号即ちＭ系列疑似ランダ
ムパルスから成る比較用信号とをFFTアナライ
ザ２に入力させ、両者の比較に基づいてVTR５
〓〓〓〓〓
の周波数位相特性を測定する。
第４図は第３図の記録信号再現回路７とサンプ
ルホールド回路８，９を示すものである。第３図
のVTR５の再生出力端子OUTに接続された再生
出力信号ライン１０には第５図ｂに示す再生出力
信号が伝送される。尚この再生出力信号は第５図
ａに示すVTR５の記録信号即ちＭ系列疑似ラン
ダムパルスから成る測定用信号を記録再生したも
のである。記録する第５図ａのＭ系列疑似ランダ
ムパルスは、第４図のＭ系列疑似ランダムパルス
発生回路１６と同一の回路で形成したものであ
り、パルス幅が比較的広い第１のパルスP1とこれ
を基準に位相が固定されたパルス幅が狭い第２の
パルスP2とを含み、位相が固定された種々の周波
数成分を含む複合信号である。即ち広帯域の周波
数スペクトラムを有する信号であり、基準の周波
数に対して他の周波数の位相が固定された信号で
ある。
ルホールド回路８，９を示すものである。第３図
のVTR５の再生出力端子OUTに接続された再生
出力信号ライン１０には第５図ｂに示す再生出力
信号が伝送される。尚この再生出力信号は第５図
ａに示すVTR５の記録信号即ちＭ系列疑似ラン
ダムパルスから成る測定用信号を記録再生したも
のである。記録する第５図ａのＭ系列疑似ランダ
ムパルスは、第４図のＭ系列疑似ランダムパルス
発生回路１６と同一の回路で形成したものであ
り、パルス幅が比較的広い第１のパルスP1とこれ
を基準に位相が固定されたパルス幅が狭い第２の
パルスP2とを含み、位相が固定された種々の周波
数成分を含む複合信号である。即ち広帯域の周波
数スペクトラムを有する信号であり、基準の周波
数に対して他の周波数の位相が固定された信号で
ある。
ライン１０に結合されたローパスフイルタ１１
は再生出力信号の系列周期信号を形成するもので
あり、第５図Ｃに示す波形を出力する。第５図ｂ
の再生出力信号の系列周期は、第５図ａのパルス
系列の周期Ｔに対応する。この実施例の場合、Ｍ
系列疑似ランダムパルス発生回路６が３ビツト構
成であるので、第５図ａに示す如く、t1〜t4で第
１のパルスP1を発生し、t6〜t8で第２のパルスP2
を発生し、これがt1〜t9の周期Ｔで繰返され、広
帯域の周波数信号が記録再生される。第５図ｂに
示す再生出力信号にはパルスP1及びP2に対応した
波形b1及びb2が得られるが、ローパスフイルタ１
１を通すことによつて第５図ｃに示す周期Ｔの波
形となる。
は再生出力信号の系列周期信号を形成するもので
あり、第５図Ｃに示す波形を出力する。第５図ｂ
の再生出力信号の系列周期は、第５図ａのパルス
系列の周期Ｔに対応する。この実施例の場合、Ｍ
系列疑似ランダムパルス発生回路６が３ビツト構
成であるので、第５図ａに示す如く、t1〜t4で第
１のパルスP1を発生し、t6〜t8で第２のパルスP2
を発生し、これがt1〜t9の周期Ｔで繰返され、広
帯域の周波数信号が記録再生される。第５図ｂに
示す再生出力信号にはパルスP1及びP2に対応した
波形b1及びb2が得られるが、ローパスフイルタ１
１を通すことによつて第５図ｃに示す周期Ｔの波
形となる。
ローパスフイルタ１１の出力に結合されたリミ
ツタ１２は第５図ｃの波形を矩形波に波形整形す
るためのものであり、第５図ｄに示す矩形波の系
列周期信号を出力する。このリミツタ１２の出力
は次段の位相比較器１３の一方の入力となり、も
う一方の入力であるＭ系列疑似ランダムパルスの
系列周期信号と比較される。即ち記録信号を再現
するためのＭ系列疑似ランダムパルスの位相の基
準として第５図ｄの系列周期信号が使用される。
ツタ１２は第５図ｃの波形を矩形波に波形整形す
るためのものであり、第５図ｄに示す矩形波の系
列周期信号を出力する。このリミツタ１２の出力
は次段の位相比較器１３の一方の入力となり、も
う一方の入力であるＭ系列疑似ランダムパルスの
系列周期信号と比較される。即ち記録信号を再現
するためのＭ系列疑似ランダムパルスの位相の基
準として第５図ｄの系列周期信号が使用される。
位相比較器１３はPLL（Phase Locked
Loop）を構成するものであり、PLLは、位相比
較器１３、PLF即ちローパスフイルタ１４、
VCO即ち電圧制御発振器１５、広帯域のＭ系列
疑似ランダムパルス発生回路１６、系列周期信号
形成回路１７、及び遅延回路１８から成る閉回路
で形成されている。
Loop）を構成するものであり、PLLは、位相比
較器１３、PLF即ちローパスフイルタ１４、
VCO即ち電圧制御発振器１５、広帯域のＭ系列
疑似ランダムパルス発生回路１６、系列周期信号
形成回路１７、及び遅延回路１８から成る閉回路
で形成されている。
Ｍ系列疑似ランダムパルス発生回路１６は、３
つのＤ型フリツプフロツプ１９，２０，２１から
成る３ビツトのシフトレジスタと排他的論理和回
路２２との組合せで構成された公知の回路であ
り、Ｄ型フリツプフロツプ１９，２０，２１のク
ロツク端子に第５図ｇに示すVCO１５の出力が
クロツクパルスとして入力し、第１、第２、第３
のフリツプフロツプ１９，２０，２１の出力端子
Q1，Q2，Q3に第５図ｉ，ｊ，ｌの出力が発生
し、排他的論理和回路２２にQ2出力とQ3出力と
が入力して第５図ｈに示す出力が得られ、これが
第１のフリツプフロツプ１９のＤ入力端子に入力
し、出力ライン２５に第５図ｌに示す第１のパル
スL1と第２のパルスL2とで系列周期ＴのＭ系列
疑似ランダムパルスが得られるように構成されて
いる。尚、この種のＭ系列疑似ランダムパルス発
生回路は、例えば雑誌「トランジスタ技術」の
1979年１月号の第198頁等で公知であるので、更
に詳しい説明は省略する。
つのＤ型フリツプフロツプ１９，２０，２１から
成る３ビツトのシフトレジスタと排他的論理和回
路２２との組合せで構成された公知の回路であ
り、Ｄ型フリツプフロツプ１９，２０，２１のク
ロツク端子に第５図ｇに示すVCO１５の出力が
クロツクパルスとして入力し、第１、第２、第３
のフリツプフロツプ１９，２０，２１の出力端子
Q1，Q2，Q3に第５図ｉ，ｊ，ｌの出力が発生
し、排他的論理和回路２２にQ2出力とQ3出力と
が入力して第５図ｈに示す出力が得られ、これが
第１のフリツプフロツプ１９のＤ入力端子に入力
し、出力ライン２５に第５図ｌに示す第１のパル
スL1と第２のパルスL2とで系列周期ＴのＭ系列
疑似ランダムパルスが得られるように構成されて
いる。尚、この種のＭ系列疑似ランダムパルス発
生回路は、例えば雑誌「トランジスタ技術」の
1979年１月号の第198頁等で公知であるので、更
に詳しい説明は省略する。
Ｍ系列疑似ランダムパルス発生回路１６から得
られる第５図ｌの出力の位相と第５図ｂの再生出
力信号との位相を一定関数にするために、系列周
期信号形成回路１７によつて第５図ｆに示す系列
周期信号を形成する。系列周期信号形成回路１７
は、インバータ２３とANDゲート２４とで構成
され、第５図ｉに示す第１のフリツプフロツプ１
９のQ1出力と、第５図ｊに示す第２のフリツプ
フロツプ２０のQ2出力の反転出力である第５図
ｋに示す2出力と、第５図ｌに示す第３のフリ
ツプフロツプ２１のQ3出力とをANDゲート２４
に入力させ、第５図ｆに示すパルスL2を得るよ
うに構成されている。尚第５図ｆのパルスL2は
第５図ｌのパルスL2を抽出したものであり、周
期Ｔを有して繰返して発生する。従つて、第５図
ｆの信号はＭ系列疑似ランダムパルスの系列周期
信号である。
られる第５図ｌの出力の位相と第５図ｂの再生出
力信号との位相を一定関数にするために、系列周
期信号形成回路１７によつて第５図ｆに示す系列
周期信号を形成する。系列周期信号形成回路１７
は、インバータ２３とANDゲート２４とで構成
され、第５図ｉに示す第１のフリツプフロツプ１
９のQ1出力と、第５図ｊに示す第２のフリツプ
フロツプ２０のQ2出力の反転出力である第５図
ｋに示す2出力と、第５図ｌに示す第３のフリ
ツプフロツプ２１のQ3出力とをANDゲート２４
に入力させ、第５図ｆに示すパルスL2を得るよ
うに構成されている。尚第５図ｆのパルスL2は
第５図ｌのパルスL2を抽出したものであり、周
期Ｔを有して繰返して発生する。従つて、第５図
ｆの信号はＭ系列疑似ランダムパルスの系列周期
信号である。
ANDゲート２４と位相比較器１３の１つの入
力端子との間に設けられたデイレーラインから成
る遅延回路１８は、ローパスフイルタ１１とリミ
ツタ１２との遅れ分だけ第５図ｆの信号を遅らせ
〓〓〓〓〓
て第５図ｅの系列周期信号を得るものである。
力端子との間に設けられたデイレーラインから成
る遅延回路１８は、ローパスフイルタ１１とリミ
ツタ１２との遅れ分だけ第５図ｆの信号を遅らせ
〓〓〓〓〓
て第５図ｅの系列周期信号を得るものである。
位相比較器１３では、第５図ｂに示す再生出力
信号からローパスフイルタ１１とリミツタ１２と
の遅れを有して形成された第５図ｄに示す再生出
力信号の系列周期信号と、第５図ｌのＭ系列疑似
ランダムパルスの系列周期信号をローパスフイル
タ１１とリミツタ１２の遅れ分だけ遅らせた第５
図ｅの信号とが比較され、両者の位相差に対応し
た出力が発生し、t7時点に於ける第５図ｄの矩形
波の立上りと第５図ｅの立上りとを一致させるよ
うにPLLが動作する。位相比較器１３の出力はロ
ーパスフイルタ１４で平滑され、VCO１５の制
御電圧となり、VCO１５からは第５図ｇに示す
クロツクパルスが発生する。Ｍ系列疑似ランダム
パルス発生回路１６は、VCO１５の出力で制御
され、第５図ｄの波形と第５図ｅの波形とが同期
するようなPLL制御がなされる。これにより、Ｍ
系列疑似ランダムパルス発生回路１６の出力ライ
ン即ち記録信号再現回路７の出力ライン２５に、
第５図ａに示した記録信号と同一の第５図ｌに示
す比較用信号が再現される。即ち、第５図ｂの再
生出力信号に同期化された再現記録信号（比較用
信号）を得ることが出来る。
信号からローパスフイルタ１１とリミツタ１２と
の遅れを有して形成された第５図ｄに示す再生出
力信号の系列周期信号と、第５図ｌのＭ系列疑似
ランダムパルスの系列周期信号をローパスフイル
タ１１とリミツタ１２の遅れ分だけ遅らせた第５
図ｅの信号とが比較され、両者の位相差に対応し
た出力が発生し、t7時点に於ける第５図ｄの矩形
波の立上りと第５図ｅの立上りとを一致させるよ
うにPLLが動作する。位相比較器１３の出力はロ
ーパスフイルタ１４で平滑され、VCO１５の制
御電圧となり、VCO１５からは第５図ｇに示す
クロツクパルスが発生する。Ｍ系列疑似ランダム
パルス発生回路１６は、VCO１５の出力で制御
され、第５図ｄの波形と第５図ｅの波形とが同期
するようなPLL制御がなされる。これにより、Ｍ
系列疑似ランダムパルス発生回路１６の出力ライ
ン即ち記録信号再現回路７の出力ライン２５に、
第５図ａに示した記録信号と同一の第５図ｌに示
す比較用信号が再現される。即ち、第５図ｂの再
生出力信号に同期化された再現記録信号（比較用
信号）を得ることが出来る。
第５図ｂ及びｌの信号の周波数帯域が狭けれ
ば、例えばヒユーレツト・パツカード社の
FFT3582AのようなデユアルチヤンネルFFTア
ナライザ２にこれ等を直接に入力させ、両信号の
比較に基づいて周波数位相特性を求めればよい。
即ち第５図ｌの信号を基準にして第５図ｂの再生
出力信号の位相がどのように変化したかを調べれ
ばよい。しかし、VTR５の場合には、数MHz〜
10数MHzの周波数まで測定しなければならない
ので、測定周波数の上限が100kHz程度のFFTア
ナライザでは測定不可能となる。そこで、この実
施例では、サンプリングオシロスコープによるサ
ンプリングと同様な方式で得られるサンプリング
出力をFFTアナライザ２の第１及び第２チヤン
ネルに入力させている。このため、VCO１５の
出力ラインに分周器２６が結合され、この分周器
２６の出力に結合されたサンプリングパルス発生
器２７でサンプリングパルスを作り、これを第１
及び第２のサンプル・ホールド回路８，９に供給
している。この実施例では、第１のサンプル・ホ
ールド回路８がＤ型フリツプフロツプで構成さ
れ、このＤ入力端子に出力ライン２５が結合さ
れ、クロツク入力端子（CK）にサンプリングパ
ルス発生器２７が結合され、Ｑ出力端子が第３図
に示すFFTアナライザ２のチヤンネルCH−Ａに
接続される。また第２のサンプル・ホールド回路
９は、再生出力ライン１０に接続され、サンプリ
ングパルス発生器２７の出力で制御される。サン
プリングスイツチ回路２８とホールド用コンデン
サ２９とバツフア増幅器３０とから成り、増幅器
３０の出力は第３図のFFTアナライザ２のチヤ
ンネルCH−Ｂに接続される。
ば、例えばヒユーレツト・パツカード社の
FFT3582AのようなデユアルチヤンネルFFTア
ナライザ２にこれ等を直接に入力させ、両信号の
比較に基づいて周波数位相特性を求めればよい。
即ち第５図ｌの信号を基準にして第５図ｂの再生
出力信号の位相がどのように変化したかを調べれ
ばよい。しかし、VTR５の場合には、数MHz〜
10数MHzの周波数まで測定しなければならない
ので、測定周波数の上限が100kHz程度のFFTア
ナライザでは測定不可能となる。そこで、この実
施例では、サンプリングオシロスコープによるサ
ンプリングと同様な方式で得られるサンプリング
出力をFFTアナライザ２の第１及び第２チヤン
ネルに入力させている。このため、VCO１５の
出力ラインに分周器２６が結合され、この分周器
２６の出力に結合されたサンプリングパルス発生
器２７でサンプリングパルスを作り、これを第１
及び第２のサンプル・ホールド回路８，９に供給
している。この実施例では、第１のサンプル・ホ
ールド回路８がＤ型フリツプフロツプで構成さ
れ、このＤ入力端子に出力ライン２５が結合さ
れ、クロツク入力端子（CK）にサンプリングパ
ルス発生器２７が結合され、Ｑ出力端子が第３図
に示すFFTアナライザ２のチヤンネルCH−Ａに
接続される。また第２のサンプル・ホールド回路
９は、再生出力ライン１０に接続され、サンプリ
ングパルス発生器２７の出力で制御される。サン
プリングスイツチ回路２８とホールド用コンデン
サ２９とバツフア増幅器３０とから成り、増幅器
３０の出力は第３図のFFTアナライザ２のチヤ
ンネルCH−Ｂに接続される。
第６図はサンプリングの動作を説明するための
タイミングチヤートであり、第５図のタイミング
チヤートよりも時間軸を圧縮して示すものであ
る。分周器２６の入力ラインにはVCO１５から
第６図ｍに示すクロツクパルスが入力し、これが
分周器２６で分周されることによつてサンプリン
グパルス発生器２７からは第６図ｏに示すサンプ
リングパルスが得られる。再生出力ライン１０か
ら供給される第５図ｂを時間軸圧縮した第６図ｎ
に示す再生出力信号が第６図ｏのパルスでサンプ
ル・ホールドされると、スイツチ回路２８の出力
段に第６図ｐに示すサンプリング出力信号が得ら
れ、これがバツフア増幅器３０を通つて平滑され
ることによつて、出力ライン３１には第６図ｎの
再生出力信号を低周波数に変換した第６図ｑの信
号が得られる。一方、第５図ｌの波形を時間軸圧
縮した第６図ｒの信号が第１のサンプル・ホール
ド回路８を構成するＤ型フリツプフロツプのＤ入
力端子に供給され、またクロツク入力端子
（CK）に第６図ｑのサンプリングパルスが供給さ
れると、出力ライン３２に第６図ｒの信号を低周
波数に変換した第６図ｓの信号が得られる。そし
て、第３図のFFTアナライザ２のチヤンネルCH
−Ａに第６図ｓの波形が入力し、チヤンネルCH
−Ｂに第６図ｑの波形が入力し、周波数位相特性
が求められる。即ち、第６図ｓのパルス系列に含
まれる周波数成分と同一の第６図ｑに含まれる周
波数成分の位相差及び振幅差が測定される。換言
すれば、再生出力信号と再現記録信号との位相差
及び振幅差が測定され、これにより周波数位相特
性が求められる。第６図ｓのパルス系列は相互の
位相が固定された種々の周波数成分を含むので、
広帯域の周波数位相特性を同時に測定することが
〓〓〓〓〓
出来る。
タイミングチヤートであり、第５図のタイミング
チヤートよりも時間軸を圧縮して示すものであ
る。分周器２６の入力ラインにはVCO１５から
第６図ｍに示すクロツクパルスが入力し、これが
分周器２６で分周されることによつてサンプリン
グパルス発生器２７からは第６図ｏに示すサンプ
リングパルスが得られる。再生出力ライン１０か
ら供給される第５図ｂを時間軸圧縮した第６図ｎ
に示す再生出力信号が第６図ｏのパルスでサンプ
ル・ホールドされると、スイツチ回路２８の出力
段に第６図ｐに示すサンプリング出力信号が得ら
れ、これがバツフア増幅器３０を通つて平滑され
ることによつて、出力ライン３１には第６図ｎの
再生出力信号を低周波数に変換した第６図ｑの信
号が得られる。一方、第５図ｌの波形を時間軸圧
縮した第６図ｒの信号が第１のサンプル・ホール
ド回路８を構成するＤ型フリツプフロツプのＤ入
力端子に供給され、またクロツク入力端子
（CK）に第６図ｑのサンプリングパルスが供給さ
れると、出力ライン３２に第６図ｒの信号を低周
波数に変換した第６図ｓの信号が得られる。そし
て、第３図のFFTアナライザ２のチヤンネルCH
−Ａに第６図ｓの波形が入力し、チヤンネルCH
−Ｂに第６図ｑの波形が入力し、周波数位相特性
が求められる。即ち、第６図ｓのパルス系列に含
まれる周波数成分と同一の第６図ｑに含まれる周
波数成分の位相差及び振幅差が測定される。換言
すれば、再生出力信号と再現記録信号との位相差
及び振幅差が測定され、これにより周波数位相特
性が求められる。第６図ｓのパルス系列は相互の
位相が固定された種々の周波数成分を含むので、
広帯域の周波数位相特性を同時に測定することが
〓〓〓〓〓
出来る。
上述から明らかなように、本実施例によれば、
記録信号と再生出力信号とを同時に得ることが不
可能なVTRであつても、記録信号再現回路７で
記録信号を再現することにより、FFTアナライ
ザ２で周波数位相特性又は伝達関数をリアルタイ
ムで容易に測定することが可能になる。従つて、
第１図Ｃ及びＥに示すような波形の発生を容易に
防ぐことが可能になる。
記録信号と再生出力信号とを同時に得ることが不
可能なVTRであつても、記録信号再現回路７で
記録信号を再現することにより、FFTアナライ
ザ２で周波数位相特性又は伝達関数をリアルタイ
ムで容易に測定することが可能になる。従つて、
第１図Ｃ及びＥに示すような波形の発生を容易に
防ぐことが可能になる。
また、広帯域の周波数成分を含むＭ系列疑似ラ
ンダムパルスを使用するので、同時に種々の周波
数成分の特性測定が可能になる。
ンダムパルスを使用するので、同時に種々の周波
数成分の特性測定が可能になる。
以上、本発明の実施例について述べたが、本発
明はこれに限定されるものではなく、更に変形可
能なものである。例えば、実施例では３ビツトの
シフトレジスタでＭ系列疑似ランダムパルス発生
回路を構成したが、第７図に示す如くｎ個のＤ型
フリツプフロツプから成るｎビツトのシフトレジ
スタ３３の排他的論理和回路３４とを組合せ、シ
フトレジスタ３３の段数に応じて選択された出力
の排他的論理和の出力を初段のＤ型フリツプフロ
ツプのＤ入力としてもよい。この際、例えば５段
のシフトレジスタであると、第３と第５の出力の
排他的論理和を作る。
明はこれに限定されるものではなく、更に変形可
能なものである。例えば、実施例では３ビツトの
シフトレジスタでＭ系列疑似ランダムパルス発生
回路を構成したが、第７図に示す如くｎ個のＤ型
フリツプフロツプから成るｎビツトのシフトレジ
スタ３３の排他的論理和回路３４とを組合せ、シ
フトレジスタ３３の段数に応じて選択された出力
の排他的論理和の出力を初段のＤ型フリツプフロ
ツプのＤ入力としてもよい。この際、例えば５段
のシフトレジスタであると、第３と第５の出力の
排他的論理和を作る。
また、実施例では第５図ｌのパルスL2を系列
同期信号として抽出したが、この代りにパルス
L1を抽出して系列周期信号としてもよい。
同期信号として抽出したが、この代りにパルス
L1を抽出して系列周期信号としてもよい。
またローパスフイルタ１１とリミツタ１２との
遅延が少ない場合又は系列周期信号形成回路１７
で必要な遅延が生じる場合には遅延回路１８を省
いてもよい。
遅延が少ない場合又は系列周期信号形成回路１７
で必要な遅延が生じる場合には遅延回路１８を省
いてもよい。
また、VTRに限ることなく、FMデータレコー
ダ等の記録再生装置又は伝送装置の周波数位相特
性の測定にも適用可能である。また第１のサンプ
ル・ホールド回路８を第１のサンプル・ホールド
回路９と同一構成としてもよい。
ダ等の記録再生装置又は伝送装置の周波数位相特
性の測定にも適用可能である。また第１のサンプ
ル・ホールド回路８を第１のサンプル・ホールド
回路９と同一構成としてもよい。
第１図はVTRに於ける周波数位相特性を説明
するための波形図、第２図はFFTアナライザに
よる測定回路を示すブロツク図、第３図は本発明
の１実施例に係わる測定方式を示すブロツク図、
第４図は第３図の１部を詳しく示すブロツク図、
第５図及び第６図は第３図及び第４図のａ〜ｓ点
の状態を示す波形図、第７図はＭ系列疑似ランダ
ムパルス発生回路の一般的回路構成を示すブロツ
ク図である。 尚図面に用いられている符号に於いて、２は
FFTアナライザ、５はVTR、６はＭ系列疑似ラ
ンダムパルス発生回路、７は記録信号再現回路、
１１はローパスフイルタ、１２はリミツタ、１３
は位相比較器、１６はＭ系列疑似ランダムパルス
発生回路、１７は系列周期信号形成回路である。 〓〓〓〓〓
するための波形図、第２図はFFTアナライザに
よる測定回路を示すブロツク図、第３図は本発明
の１実施例に係わる測定方式を示すブロツク図、
第４図は第３図の１部を詳しく示すブロツク図、
第５図及び第６図は第３図及び第４図のａ〜ｓ点
の状態を示す波形図、第７図はＭ系列疑似ランダ
ムパルス発生回路の一般的回路構成を示すブロツ
ク図である。 尚図面に用いられている符号に於いて、２は
FFTアナライザ、５はVTR、６はＭ系列疑似ラ
ンダムパルス発生回路、７は記録信号再現回路、
１１はローパスフイルタ、１２はリミツタ、１３
は位相比較器、１６はＭ系列疑似ランダムパルス
発生回路、１７は系列周期信号形成回路である。 〓〓〓〓〓
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 位相が固定された複数の周波数成分を含んで
おり且つ一定の系列周期を有して繰返して発生さ
れる測定用信号を被測定記録又は伝送装置に入力
させること、 前記被測定記録又は伝送装置から得られる前記
測定用信号に対応した再生又は伝送出力信号の系
列周期信号を形成すること、 前記被測定記録又は伝送装置に入力させた前記
測定用信号と実質的に同一の比較用信号を比較用
信号発生回路から繰返して発生させること、 前記比較用信号の系列周期信号を形成するこ
と、 位相同期化回路によつて前記比較用信号の系列
周期信号の位相を前記再生又は伝送出力の系列周
期信号の位相に一致させること、 前記再生又は伝送出力信号と前記比較用信号発
生回路から得られる前記比較用信号との比較に基
づいて前記被測定記録又は伝送装置の周波数位相
特性又は伝達関数を測定すること、 から成る記録又は伝送系の周波数位相特性又は伝
達関数の測定方式。 ２ 前記測定用信号は広帯域の周波数成分を含む
Ｍ系列疑似ランダムパルスであり、前記比較用信
号発生回路はＭ系列疑似ランダムパルス発生回路
である特許請求の範囲第１項記載の周波数位相特
性測定方式。 ３ 前記被測定記録又は伝送装置はビデオテープ
レコーダである特許請求の範囲第１項又は第２項
記載の周波数位相特性測定方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56183443A JPS5884571A (ja) | 1981-11-16 | 1981-11-16 | 周波数位相特性又は伝達関数の測定方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56183443A JPS5884571A (ja) | 1981-11-16 | 1981-11-16 | 周波数位相特性又は伝達関数の測定方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5884571A JPS5884571A (ja) | 1983-05-20 |
| JPS628995B2 true JPS628995B2 (ja) | 1987-02-25 |
Family
ID=16135852
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56183443A Granted JPS5884571A (ja) | 1981-11-16 | 1981-11-16 | 周波数位相特性又は伝達関数の測定方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5884571A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61114672A (ja) * | 1984-11-09 | 1986-06-02 | Sanyo Electric Co Ltd | 変調度調整装置 |
| US4773094A (en) * | 1985-12-23 | 1988-09-20 | Dolby Ray Milton | Apparatus and method for calibrating recording and transmission systems |
-
1981
- 1981-11-16 JP JP56183443A patent/JPS5884571A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5884571A (ja) | 1983-05-20 |
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