JPS628601A - コムライン形帯域通過ろ波器 - Google Patents
コムライン形帯域通過ろ波器Info
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- JPS628601A JPS628601A JP14769185A JP14769185A JPS628601A JP S628601 A JPS628601 A JP S628601A JP 14769185 A JP14769185 A JP 14769185A JP 14769185 A JP14769185 A JP 14769185A JP S628601 A JPS628601 A JP S628601A
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- Japan
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- indirect coupling
- length
- circuit
- resonant
- resonance
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、超短波乃至マイクロ波用コムライン形帯域通
過ろ波器に関するものである。
過ろ波器に関するものである。
（従来の技術）
従来の同軸形共振器を用いて成る帯域通過ろ波器は、イ
ンタディジタル形帯域通過ろ波器、孔結合形帯域通過ろ
波器又は第１８図乃至第２０図に示すようなコムライン
形帯域通過ろ波器が主として用いられている。
ンタディジタル形帯域通過ろ波器、孔結合形帯域通過ろ
波器又は第１８図乃至第２０図に示すようなコムライン
形帯域通過ろ波器が主として用いられている。
第１８図は、第１９図のＢ−Ｂ断面図、第１８図は、第
１８図のＡ−Ａ断面図、第２０図は、その等価回路図で
、ｌは電磁シールド用金属筐体、２は棒状導体より成る
共振素子、３は棒状導体より成る入出力結合素子、４は
入出力同軸端子、７は負荷容量を形成する電極板で、こ
の帯域通過ろ波器においては共振素子２の軸長を電気長
で共振波長λのほぼ１７８に形成し、各共振素子の開放
端に取付けた電極板７と筐体１間の静電容量によって共
振を図ると共に、段間結合容量Ｃ１，２、Ｃ２，３、−
−−によって共振素子間を結合するように構成しである
。
１８図のＡ−Ａ断面図、第２０図は、その等価回路図で
、ｌは電磁シールド用金属筐体、２は棒状導体より成る
共振素子、３は棒状導体より成る入出力結合素子、４は
入出力同軸端子、７は負荷容量を形成する電極板で、こ
の帯域通過ろ波器においては共振素子２の軸長を電気長
で共振波長λのほぼ１７８に形成し、各共振素子の開放
端に取付けた電極板７と筐体１間の静電容量によって共
振を図ると共に、段間結合容量Ｃ１，２、Ｃ２，３、−
−−によって共振素子間を結合するように構成しである
。
（発明が解決しようとする問題点）
インタディジタル形帯域通過ろ波器においては、共振器
を構成する棒状導体より成る共振素子が逆極性を以て交
互に配設され、共振周波数微細調整用の螺子の外端が筐
体の上壁及び下壁から交互に外側へ突出しているので、
形状が比較的複雑大形となるのみならず設計製作に際し
て理論値と実験値間の誤差が大なるため、−々実験的に
確かめて誤差を補正する必要があり、多くの時間と労力
を要する欠点がある。
を構成する棒状導体より成る共振素子が逆極性を以て交
互に配設され、共振周波数微細調整用の螺子の外端が筐
体の上壁及び下壁から交互に外側へ突出しているので、
形状が比較的複雑大形となるのみならず設計製作に際し
て理論値と実験値間の誤差が大なるため、−々実験的に
確かめて誤差を補正する必要があり、多くの時間と労力
を要する欠点がある。
孔結合形帯域通過ろ波器は結合孔の穿設加工等を要する
ため、筐体の製作コストが高くなるばかりでなく、調整
に多くの時間と労力を要する欠点がある。
ため、筐体の製作コストが高くなるばかりでなく、調整
に多くの時間と労力を要する欠点がある。
第１８図乃至第２０図に示したコムライン形帯域通過ろ
波器においては、電極板７と筐体１間に形成される負荷
容量を比較的大ならしめる必要があるため、電極板７と
筐体１間の各間隙が狭くなって耐圧特性が劣化し、又、
周囲温度の変化に基づく電極板７と筐体１間の間隙の大
きさの変化に応じて、その間に形成される静電容量が大
幅に変化し、安定良好な電気的特性が得られない等の欠
点を有し、例えば、送信用大電力帯域通過ろ波器等には
極めて不適である。
波器においては、電極板７と筐体１間に形成される負荷
容量を比較的大ならしめる必要があるため、電極板７と
筐体１間の各間隙が狭くなって耐圧特性が劣化し、又、
周囲温度の変化に基づく電極板７と筐体１間の間隙の大
きさの変化に応じて、その間に形成される静電容量が大
幅に変化し、安定良好な電気的特性が得られない等の欠
点を有し、例えば、送信用大電力帯域通過ろ波器等には
極めて不適である。
又、上記何れの帯域通過ろ波器においても伝送特性の立
上り特性が良好ではなく、立上り特性を良好ならしめる
ためには、回路次数を大ならしめる必要があり、その結
果、挿入損失が増大するばかりでなく、形状が大となる
欠点を有する。
上り特性が良好ではなく、立上り特性を良好ならしめる
ためには、回路次数を大ならしめる必要があり、その結
果、挿入損失が増大するばかりでなく、形状が大となる
欠点を有する。
本発明は、このような従来の各種帯域通過ろ波器の諸欠
点を除いて、立上り特性が極めて良好なると共に、形状
が小形で挿入損失が小さく、耐圧特性に優れ、周囲温度
の変化の影響を受けることなく、安定良好な電気的特性
を有し、大電力用に好適で、設計製作の容易な超短波乃
至マイクロ波用コムライン形帯域通過ろ波器を実現する
ことを目的とする。
点を除いて、立上り特性が極めて良好なると共に、形状
が小形で挿入損失が小さく、耐圧特性に優れ、周囲温度
の変化の影響を受けることなく、安定良好な電気的特性
を有し、大電力用に好適で、設計製作の容易な超短波乃
至マイクロ波用コムライン形帯域通過ろ波器を実現する
ことを目的とする。
（問題点を解決するための手段、実施例）第１図は、本
発明の一実施例を示す断面図（第２図のＢ−Ｂ断面図）
、第２図は、第１図のＡ−Ａ断面図で、両図において、
ｌは電磁シールド用金属筐体、２１乃至２６は棒状導体
より成る共振素子、３ｏ及び３７は棒状導体より成る入
出力結合素子、４ｏ及び４７は入出力端子で、例えば、
同軸端子より成る。５は間接結合回路で、同軸ケーブル
、セミリジットケーブル又はストリップライン等の伝送
線と、その両端に接続した間接結合用ループ素子６２及
び６５とより成り、ループ素子８２と共振素子２２間を
正（又は逆）結合となした場合、ループ素子８５と共振
素子２５間は逆（又は正）結合となるように形成しであ
る。
発明の一実施例を示す断面図（第２図のＢ−Ｂ断面図）
、第２図は、第１図のＡ−Ａ断面図で、両図において、
ｌは電磁シールド用金属筐体、２１乃至２６は棒状導体
より成る共振素子、３ｏ及び３７は棒状導体より成る入
出力結合素子、４ｏ及び４７は入出力端子で、例えば、
同軸端子より成る。５は間接結合回路で、同軸ケーブル
、セミリジットケーブル又はストリップライン等の伝送
線と、その両端に接続した間接結合用ループ素子６２及
び６５とより成り、ループ素子８２と共振素子２２間を
正（又は逆）結合となした場合、ループ素子８５と共振
素子２５間は逆（又は正）結合となるように形成しであ
る。
そして、筐体ｌの横幅Ｗ及び共振素子２１乃至２６の直
径ｄが共振波侵入に比して小（例えば、直径ｄが共振波
侵入の１／２０乃至１／１０程度）なる場合には、共振
素子２１乃至２６の軸長を電気長で共振波投入のほぼ嵐
に形成し、筐体ｌの横幅Ｗ及び共振素子２１乃至２６の
直径ｄが共振波投入に対して比較的大なる場合には、共
振素子２１乃至２６の軸長を電気長で共振波投入の電よ
りも適当に短く形成し、何れの場合にも各共振素子の機
械的自由端を電気的に開放状態に保っである。
径ｄが共振波侵入に比して小（例えば、直径ｄが共振波
侵入の１／２０乃至１／１０程度）なる場合には、共振
素子２１乃至２６の軸長を電気長で共振波投入のほぼ嵐
に形成し、筐体ｌの横幅Ｗ及び共振素子２１乃至２６の
直径ｄが共振波投入に対して比較的大なる場合には、共
振素子２１乃至２６の軸長を電気長で共振波投入の電よ
りも適当に短く形成し、何れの場合にも各共振素子の機
械的自由端を電気的に開放状態に保っである。
又、間接結合回路５の長さを間接結合用ループ素子８２
及び６５の長さを含んで電気長で共振波投入の晟又はそ
の奇数倍に選んである。尚、第１図及び第２図には共振
周波数の微細調整素子等は、図示するのを省いである。
及び６５の長さを含んで電気長で共振波投入の晟又はそ
の奇数倍に選んである。尚、第１図及び第２図には共振
周波数の微細調整素子等は、図示するのを省いである。
第３図は、本発明帯域通過ろ波器の等価回路図で、Ｒ，
乃至Ｒ６は共振素子２１乃至２６と筐体ｌとによって各
構成される共振回路、Ｍｌ、２乃至Ｍ５．６は段間磁界
結合係数、ＣＯ，、及びＣ６，７は入出力結合容量、Ａ
２．２及びＡ５．５は間接磁界結合係数である。
乃至Ｒ６は共振素子２１乃至２６と筐体ｌとによって各
構成される共振回路、Ｍｌ、２乃至Ｍ５．６は段間磁界
結合係数、ＣＯ，、及びＣ６，７は入出力結合容量、Ａ
２．２及びＡ５．５は間接磁界結合係数である。
このように構成した本発明帯域通過ろ波器においては初
段共振素子２１に共振電流が流れると、共振素子２１と
筐体ｌとの間に丁ＥＭモード波を生ぜしめ、その磁界成
分が、共振素子２１と２２との間における筐体１により
形成され、筐体ｌの横幅Ｗによって遮断波長入Ｃの定ま
るカットオフ導波管部を励振してＨ１ｌモード波を発生
せしめ、次段の共振素子２２を励振する。以下、同様に
して信号の伝送が行われる。
段共振素子２１に共振電流が流れると、共振素子２１と
筐体ｌとの間に丁ＥＭモード波を生ぜしめ、その磁界成
分が、共振素子２１と２２との間における筐体１により
形成され、筐体ｌの横幅Ｗによって遮断波長入Ｃの定ま
るカットオフ導波管部を励振してＨ１ｌモード波を発生
せしめ、次段の共振素子２２を励振する。以下、同様に
して信号の伝送が行われる。
本発明帯域通過ろ波器の設計に当っても基準化低域通過
ろ波器の素子値（幾何係数）を求め、この値から回路定
数を定めて所要の伝送特性を得ること従来の設計手法と
同様で、以下、第４図に等価回路図を、第５図（横軸は
伝送周波数ｆＧＨハ縦軸は伝送損失ＡＴＴｄＢ ）に伝
送特性の曲線図をそれぞれ示すようなチＩビシ！フ形基
準化低域通過ろ波器の素子値を基にして通過域がチＩビ
シｌフ特性で、減衰域がワグナ特性を呈する帯域通過ろ
波器を設計する場合について説明する。尚、第１ＵｇＪ
乃至第３図には回路次数を６に選んだ場合を例示しであ
るが、以下、回路次数がｎ（ｎは任意の正の整数）の場
合について説明する。
ろ波器の素子値（幾何係数）を求め、この値から回路定
数を定めて所要の伝送特性を得ること従来の設計手法と
同様で、以下、第４図に等価回路図を、第５図（横軸は
伝送周波数ｆＧＨハ縦軸は伝送損失ＡＴＴｄＢ ）に伝
送特性の曲線図をそれぞれ示すようなチＩビシ！フ形基
準化低域通過ろ波器の素子値を基にして通過域がチＩビ
シｌフ特性で、減衰域がワグナ特性を呈する帯域通過ろ
波器を設計する場合について説明する。尚、第１ＵｇＪ
乃至第３図には回路次数を６に選んだ場合を例示しであ
るが、以下、回路次数がｎ（ｎは任意の正の整数）の場
合について説明する。
帯域通過ろ波器において要求される特性の一つである通
過帯域内の許容電圧定在波比（ＶＳ％１ｌＲ）をＳとす
ると１通過帯域内の許容リップルＬａｒは次式で求める
ことが出来る。
過帯域内の許容電圧定在波比（ＶＳ％１ｌＲ）をＳとす
ると１通過帯域内の許容リップルＬａｒは次式で求める
ことが出来る。
回路次数ｎを適当に定めると、素子値８１は（２）式か
ら、素子値ｇ２乃至ｇｎは（３）式からそれぞれ求めら
れる。
ら、素子値ｇ２乃至ｇｎは（３）式からそれぞれ求めら
れる。
２Ａ。
ｇｌ＝□ ・・・・ （２）γ
に−２，３、−−−−−ｎ
（２）式及び（３）式において、
（２に−１）π
Ａ１．＝ｓｉｎ −・・・・（４）
ｎ
ｋ＝１．２、−−−−−ｎ
ｋ＝１．２．−−−−−ｎ
共振回路間の結合係数Ｍｋ、に＋ｌ （ｋ −１，２、
・・・・ｎ）は、許容通過帯域幅Ｂ＠１、中心周波数ｆ
０、基準化低域通過ろ波器の素子値ｇｋ及びｇｋ−１か
ら次式で求めることが出来る。
・・・・ｎ）は、許容通過帯域幅Ｂ＠１、中心周波数ｆ
０、基準化低域通過ろ波器の素子値ｇｋ及びｇｋ−１か
ら次式で求めることが出来る。
結合係数）ｂ、に−ｔから共振回路間のりアクタンス性
結合損失Ｌｋ、に＋１は次式で求められる。
結合損失Ｌｋ、に＋１は次式で求められる。
ｔｋ、に＋１＝−２０ＪＬｏｇ Ｍｋ、ｉ＋−＋ （
ｄＢ）・・・ （９）共振素子２−１乃至２ｎの中心間
隔Ｃａｋ、に−ｔは次式で与えられる。
ｄＢ）・・・ （９）共振素子２−１乃至２ｎの中心間
隔Ｃａｋ、に−ｔは次式で与えられる。
但し、
基準化入出力結合容量！ｃｏ、 Ｉ及び！ｃｎ、ｎ＋１
は、・・・・ （１３） 但し、 シｏ：帯域通過ろ波器の特性インピーダンス上記のよう
にして得られた素子値ｇｔ乃至ｇｎから求められる共振
回路間の結合係数Ｍｋ、に−１、共振素子２１乃至２ｎ
の中心間隔Ｃｄｋ、に、１ 、基準化入出力結合容量菫
Ｃｏ、 １ 、ＩＣｎ、 ｎ”ｌ に応じて共振素子２
１乃至２ｏを第１図及び第２図示のように配設すること
により共振回路間を磁界結合せしめる本発明帯域通過ろ
波器を構成することが出来る。
は、・・・・ （１３） 但し、 シｏ：帯域通過ろ波器の特性インピーダンス上記のよう
にして得られた素子値ｇｔ乃至ｇｎから求められる共振
回路間の結合係数Ｍｋ、に−１、共振素子２１乃至２ｎ
の中心間隔Ｃｄｋ、に、１ 、基準化入出力結合容量菫
Ｃｏ、 １ 、ＩＣｎ、 ｎ”ｌ に応じて共振素子２
１乃至２ｏを第１図及び第２図示のように配設すること
により共振回路間を磁界結合せしめる本発明帯域通過ろ
波器を構成することが出来る。
次に、本発明帯域通過ろ波器における間接結合回路５の
間接結合作用について説明する。
間接結合作用について説明する。
第６図は、第３図の等価回路の一部、即ち、隣接する任
意の２個の共振回路部分を示す図、第７図は、第６図に
示した回路を共振回路部分と位相回路部分に分離して示
した等価回路図、第８図は、第７図における位相回路部
分を示す図で、各図において、 Ｃｋ及びＣｋ、ド共振回路部分の等価容量Ｃａ：位相回
路部分の等価容量 ω：角周波数 第８図における回路定数が、 ＺＯａ ：位相回路部分の特性インピーダンス’Ｙｏ
ｅ ：位相回路部分の特性アドミッタンスなる関係に
あれば１位相回路部分の基本マトリックス巨１は次式で
表わされる。
意の２個の共振回路部分を示す図、第７図は、第６図に
示した回路を共振回路部分と位相回路部分に分離して示
した等価回路図、第８図は、第７図における位相回路部
分を示す図で、各図において、 Ｃｋ及びＣｋ、ド共振回路部分の等価容量Ｃａ：位相回
路部分の等価容量 ω：角周波数 第８図における回路定数が、 ＺＯａ ：位相回路部分の特性インピーダンス’Ｙｏ
ｅ ：位相回路部分の特性アドミッタンスなる関係に
あれば１位相回路部分の基本マトリックス巨１は次式で
表わされる。
（１７）式から明らかなように、位相回路部分の位相量
は−８００となり、第７図は第９図のように示すことが
出来、したがって、第３図は第１０図のように示すこと
が出来る。
は−８００となり、第７図は第９図のように示すことが
出来、したがって、第３図は第１０図のように示すこと
が出来る。
間接結合回路５と主回路との結合点Ｐ２及び２５間には
４個の共振回路Ｒ２乃至Ｒ５が含まれると共に、３個の
位相回路が含まれて居り、共振回路の位相量は減衰域に
おいて±９００、位相回路の位相量は−８００であるか
ら、主回路を伝送する減衰域における信号の位相は、結
合点Ｐ２及び２５間において、−９００Ｘ３±９００
Ｘ ４ ＝ −２７００＝ ＋９００の遅れとなる。
４個の共振回路Ｒ２乃至Ｒ５が含まれると共に、３個の
位相回路が含まれて居り、共振回路の位相量は減衰域に
おいて±９００、位相回路の位相量は−８００であるか
ら、主回路を伝送する減衰域における信号の位相は、結
合点Ｐ２及び２５間において、−９００Ｘ３±９００
Ｘ ４ ＝ −２７００＝ ＋９００の遅れとなる。
次に、間接結合回路５の等価回路は、第１１図に示すよ
うに伝送線とその両端における間接結合用ループ素子の
サセプタンス−ｊｂＬ とより成り、両サセプタンス間
の長さ見は電気長で共振波長λの％又はその奇数倍であ
るから、この回路の基本マトツリクス巨１は、 となる。
うに伝送線とその両端における間接結合用ループ素子の
サセプタンス−ｊｂＬ とより成り、両サセプタンス間
の長さ見は電気長で共振波長λの％又はその奇数倍であ
るから、この回路の基本マトツリクス巨１は、 となる。
第１２図に示すように、伝送線の一端にのみループ素子
を接続し、そのサセプタンスを−ｊ２ｂＬとなすと共に
、線路長文を電気長で共振波投入の局又はその奇数倍に
選ぶと、その基本マトリックスは、次式で示される。
を接続し、そのサセプタンスを−ｊ２ｂＬとなすと共に
、線路長文を電気長で共振波投入の局又はその奇数倍に
選ぶと、その基本マトリックスは、次式で示される。
（１８）式と（１８）式は互に等しく、シたがって第１
１図は第１２図と等価となるから間接結合回路５の電気
位相関係は、第１２図について検討すればよいこととな
る。即ち、間接結合回路５を伝送する信号は共振波投入
の％又はその奇数倍の電気長を有する伝送線において＋
１８００の遅れを生じ、間接結合ループ素子のサセプタ
ンスによって＋９００の遅れを生ずるから総合的に＋２
７００の遅れとなり、結果的に間接結合回路５は−９０
０の進み回路となる。したがって、主回路を伝送して結
合点Ｐ５に達した減衰域における信号の位相と、間接結
合回路を伝送して結合点Ｐ５に達した減衰域における信
号の位相は互に逆相となるから、間接結合回路５の主回
路への結合度を適当に調整して、主回路及び間接結合回
路を各別に伝送して結合点Ｐ５に達した両信号の振幅が
互に等しくなるようにすれば、両信号は互に打消し合っ
てこの信号の周波数位置に減衰極を生ずることとなる。
１図は第１２図と等価となるから間接結合回路５の電気
位相関係は、第１２図について検討すればよいこととな
る。即ち、間接結合回路５を伝送する信号は共振波投入
の％又はその奇数倍の電気長を有する伝送線において＋
１８００の遅れを生じ、間接結合ループ素子のサセプタ
ンスによって＋９００の遅れを生ずるから総合的に＋２
７００の遅れとなり、結果的に間接結合回路５は−９０
０の進み回路となる。したがって、主回路を伝送して結
合点Ｐ５に達した減衰域における信号の位相と、間接結
合回路を伝送して結合点Ｐ５に達した減衰域における信
号の位相は互に逆相となるから、間接結合回路５の主回
路への結合度を適当に調整して、主回路及び間接結合回
路を各別に伝送して結合点Ｐ５に達した両信号の振幅が
互に等しくなるようにすれば、両信号は互に打消し合っ
てこの信号の周波数位置に減衰極を生ずることとなる。
第１図乃至第３図には、共振回路Ｒ２及びＲ５間を間接
結合した場合を例示したが、共振回路Ｒ１及びＲ４間、
Ｒ３及びＲ６間等を間接結合してもよく、一般的には帯
域通過ろ波器の回路次数を増して２個又はその整数倍の
個数の共振回路を隔てた共振回路相互間を間接結合せし
めることによって本発明を実施することが出来る。又、
間接結合回路は１個に限ることなく、例えば、共振回路
Ｒ２及びＲ５間に間接結合回路を結合せしめると共に、
共振回路Ｒ１及びＲ４間等に間接結合回路を結合せしめ
るようにして、任意複数個の間接結合回路を結合せしめ
てもよい。
結合した場合を例示したが、共振回路Ｒ１及びＲ４間、
Ｒ３及びＲ６間等を間接結合してもよく、一般的には帯
域通過ろ波器の回路次数を増して２個又はその整数倍の
個数の共振回路を隔てた共振回路相互間を間接結合せし
めることによって本発明を実施することが出来る。又、
間接結合回路は１個に限ることなく、例えば、共振回路
Ｒ２及びＲ５間に間接結合回路を結合せしめると共に、
共振回路Ｒ１及びＲ４間等に間接結合回路を結合せしめ
るようにして、任意複数個の間接結合回路を結合せしめ
てもよい。
第１３図は、間接結合回路の他の構成を示す等価回路図
で、第１図乃至第３図に示した間接結合回路におけると
同様の伝送線の両端に間接結合用容量素子を接続し、こ
の間接結合用容量素子の長さを含む全長文を電気長で共
振波投入又はその整数倍に形成しである。
で、第１図乃至第３図に示した間接結合回路におけると
同様の伝送線の両端に間接結合用容量素子を接続し、こ
の間接結合用容量素子の長さを含む全長文を電気長で共
振波投入又はその整数倍に形成しである。
間接結合用容量素子のりアクタンスを−ｊｘｃとすると
、第１３図に示した回路の基本マトリックスは、次式で
表される。
、第１３図に示した回路の基本マトリックスは、次式で
表される。
第１４図に示すように、伝送線の一端にのみ間接結合用
容量素子を接続し、そのリアクタンスを−ｊ２ｘｃ と
なすと共に、この間接結合用容量素子の長さを含む全長
文を電気長で共振波長λ又はその整数倍に形成すると、
その基本マトリックスは、次式で示される。
容量素子を接続し、そのリアクタンスを−ｊ２ｘｃ と
なすと共に、この間接結合用容量素子の長さを含む全長
文を電気長で共振波長λ又はその整数倍に形成すると、
その基本マトリックスは、次式で示される。
・・・・ （２１）
（２０）式及び（２１）式は互に等しく、第１３図は第
１４図と等価となるから、第１４図について伝送信号の
電気位相を検討すると、伝送線において電気位相に変化
はなく、間接結合用容量素子において−８００進むこと
となる。
１４図と等価となるから、第１４図について伝送信号の
電気位相を検討すると、伝送線において電気位相に変化
はなく、間接結合用容量素子において−８００進むこと
となる。
したがって、主回路における共振回路の中、２個又はそ
の整数倍の個数の共振回路を隔てた共振回路相互を、第
１３図に示した間接結合回路により間接結合せしめるこ
とによって有極形帯域通過ろ波器を構成することが出来
、間接結合回路を任意複数個設けることにより複数個の
減衰極を形成せしめることが出来る。
の整数倍の個数の共振回路を隔てた共振回路相互を、第
１３図に示した間接結合回路により間接結合せしめるこ
とによって有極形帯域通過ろ波器を構成することが出来
、間接結合回路を任意複数個設けることにより複数個の
減衰極を形成せしめることが出来る。
第１５図もまた間接結合回路の他の構成を示す等価回路
図で、前記各間接結合回路における伝送線と同様の伝送
線の一端に間接結合用ループ素子（図における一ｊｂシ
は、そのサセプタンス）を接続し、他端に間接結合用容
量素子（−ｊｘｃは、そのリアクタンス）を接続すると
共に、両間接結合素子の長さを含む全長文を電気長でｎ
入＋３人１４に形成することにより−９００の進み回路
を構成し得るから、主回路における共振回路の中、２個
又はその整数倍の個数の共振回路を隔てた共振回路相互
を第１５図に示した間接結合回路を以て間接結合せしめ
ることにより有極形帯域通過ろ波器を構成し得ること、
間接結合回路を任意複数個設は得ること等は、すべて前
記各間接結合回路と同様である。
図で、前記各間接結合回路における伝送線と同様の伝送
線の一端に間接結合用ループ素子（図における一ｊｂシ
は、そのサセプタンス）を接続し、他端に間接結合用容
量素子（−ｊｘｃは、そのリアクタンス）を接続すると
共に、両間接結合素子の長さを含む全長文を電気長でｎ
入＋３人１４に形成することにより−９００の進み回路
を構成し得るから、主回路における共振回路の中、２個
又はその整数倍の個数の共振回路を隔てた共振回路相互
を第１５図に示した間接結合回路を以て間接結合せしめ
ることにより有極形帯域通過ろ波器を構成し得ること、
間接結合回路を任意複数個設は得ること等は、すべて前
記各間接結合回路と同様である。
上記３種類の間接結合回路を各独立に１個又は任意複数
個用いる代りに、３種類の間接結合回路から任意の２種
類の間接結合回路を選択して主回路に結合せしめるか、
３種類の間接結合回路のすべてを主回路に結合せしめて
もよく、何れの場合にも２種類又は３種類の間接結合回
路を種類毎に各１個を用いるか、任意の１種類は１個を
用い、他種類の回路は任意複数個を用いるか、或いは３
種類共に、すべて任意複数個を用いて本発明を実施する
ことが出来る。
個用いる代りに、３種類の間接結合回路から任意の２種
類の間接結合回路を選択して主回路に結合せしめるか、
３種類の間接結合回路のすべてを主回路に結合せしめて
もよく、何れの場合にも２種類又は３種類の間接結合回
路を種類毎に各１個を用いるか、任意の１種類は１個を
用い、他種類の回路は任意複数個を用いるか、或いは３
種類共に、すべて任意複数個を用いて本発明を実施する
ことが出来る。
本発明帯域通過ろ波器の伝送特性は次式で求めることが
出来る。
出来る。
・・・・ （２２）
回路次数ｎが偶数の場合には、
ｎが奇数の場合には、
ρ１２＝□
１−＋ｓｉ
ｆｗｉ ：減衰極を生ずる周波数
ｆＰコ許容電圧定在波比を与えるバンドエツジの周波数
第１６図及び第１７図は、本発明帯域通過ろ波器の伝送
特性の一例を示す曲線図で、両図における横軸は、伝送
周波数ｆ（ＧＨｚ）、縦軸は、伝送損失ＡＴＴ（ｄＢ）
で、第１８図は、１（！Ｉの間接結合回路を結合せしめ
た場合、第１７図は、間接結合回路を２個設けた場合で
ある。
特性の一例を示す曲線図で、両図における横軸は、伝送
周波数ｆ（ＧＨｚ）、縦軸は、伝送損失ＡＴＴ（ｄＢ）
で、第１８図は、１（！Ｉの間接結合回路を結合せしめ
た場合、第１７図は、間接結合回路を２個設けた場合で
ある。
（発明の効果）
本発明帯域通過ろ波器においては、第１６図及び第１７
図に示したように、立上り特性が極めて良好で、形状を
小形に形成して挿入損失を小ならしめ得ると共に、共振
素子の開放端と筐体間の間隙を大ならしめ得るから耐圧
特性に優れ、周囲温度の変化の影響を受けることなく安
定良好な電気的時 ′性を有し、設計製作が容易
で、大電力用等に好適である。
図に示したように、立上り特性が極めて良好で、形状を
小形に形成して挿入損失を小ならしめ得ると共に、共振
素子の開放端と筐体間の間隙を大ならしめ得るから耐圧
特性に優れ、周囲温度の変化の影響を受けることなく安
定良好な電気的時 ′性を有し、設計製作が容易
で、大電力用等に好適である。
第１図及び第２図は、本発明の一実施例を示す図、第３
図は、その等価回路図、第４図及び第５図は、本発明帯
域通過ろ波器の設計手法を説明するための図、第６図乃
至第１５図は、本発明帯域通過ろ波器の作動説明のため
の図、第１６図及び第１７図は、本発明帯域通過ろ波器
の伝送特性の−例を示す図、第１８図乃至第２０図は、
従来の帯域通過ろ波器を示す図で、ｌ：金属筐体、２及
び２１乃至２６：共振素子、３．３ｏ及び３７：入出力
結合素子、４．４ｏ及び４７：入出力端子、５：間接結
合回路、６２及び６５：間接結合用ループ素子、７：電
極板である。
図は、その等価回路図、第４図及び第５図は、本発明帯
域通過ろ波器の設計手法を説明するための図、第６図乃
至第１５図は、本発明帯域通過ろ波器の作動説明のため
の図、第１６図及び第１７図は、本発明帯域通過ろ波器
の伝送特性の−例を示す図、第１８図乃至第２０図は、
従来の帯域通過ろ波器を示す図で、ｌ：金属筐体、２及
び２１乃至２６：共振素子、３．３ｏ及び３７：入出力
結合素子、４．４ｏ及び４７：入出力端子、５：間接結
合回路、６２及び６５：間接結合用ループ素子、７：電
極板である。
Claims (3)
- （１）電気長でほぼλ／４（λは共振波長）の軸長を有
し、同一極性を以て一列に配設された複数個の棒状導体
より成る共振素子と、入出力結合素子と、前記複数個の
共振素子の中、２個又はその整数倍の個数の共振素子を
隔てた共振素子相互を間接結合する間接結合回路とを備
え、この間接結合回路を、両端に間接結合用ループ素子
を接続した伝送線を以て構成すると共に、前記間接結合
用ループ素子の長さを含む全長を電気長でλ／２又はそ
の奇数倍に形成したことを特徴とするコムライン形帯域
通過ろ波器。 - （２）電気長でほぼλ／４（λは共振波長）の軸長を有
し、同一極性を以て一列に配設された複数個の棒状導体
より成る共振素子と、入出力結合素子と、前記複数個の
共振素子の中、２個又はその整数倍の個数の共振素子を
隔てた共振素子相互を間接結合する間接結合回路とを備
え、この間接結合回路を、両端に間接結合用容量素子を
接続した伝送線を以て構成すると共に、前記間接結合用
容量素子の長さを含む全長を電気長でλ又はその整数倍
に形成したことを特徴とするコムライン形帯域通過ろ波
器。 - （３）電気長でほぼλ／４（λは共振波長）の軸長を有
し、同一極性を以て一列に配設された複数個の棒状導体
より成る共振素子と、入出力結合素子と、前記複数個の
共振素子の中、２個又はその整数倍の個数の共振素子を
隔てた共振素子相互を間接結合する間接結合回路とを備
え、この間接結合回路を、一端に間接結合用ループ素子
を接続し、他端に間接結合用容量素子を接続した伝送線
を以て構成すると共に、前記間接結合用ループ素子の長
さ及び前記間接結合用容量素子の長さを含む全長を電気
長でｎλ＋３λ／４（ｎは任意の正の整数）に形成した
ことを特徴とするコムライン形帯域通過ろ波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14769185A JPS628601A (ja) | 1985-07-05 | 1985-07-05 | コムライン形帯域通過ろ波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14769185A JPS628601A (ja) | 1985-07-05 | 1985-07-05 | コムライン形帯域通過ろ波器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS628601A true JPS628601A (ja) | 1987-01-16 |
Family
ID=15436090
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14769185A Pending JPS628601A (ja) | 1985-07-05 | 1985-07-05 | コムライン形帯域通過ろ波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS628601A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01116251A (ja) * | 1987-10-10 | 1989-05-09 | Rolls Royce Plc | 可変静翼組立体 |
| US4992759A (en) * | 1987-03-31 | 1991-02-12 | Thomson-Csf | Filter having elements with distributed constants which associate two types of coupling |
| KR100313718B1 (ko) * | 1998-12-22 | 2001-12-28 | 최춘권 | 감쇄특성이우수한유전체공진기형마이크로웨이브소자 |
-
1985
- 1985-07-05 JP JP14769185A patent/JPS628601A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4992759A (en) * | 1987-03-31 | 1991-02-12 | Thomson-Csf | Filter having elements with distributed constants which associate two types of coupling |
| JPH01116251A (ja) * | 1987-10-10 | 1989-05-09 | Rolls Royce Plc | 可変静翼組立体 |
| KR100313718B1 (ko) * | 1998-12-22 | 2001-12-28 | 최춘권 | 감쇄특성이우수한유전체공진기형마이크로웨이브소자 |
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