JPS6285693A - 誘導電動機の制御方法 - Google Patents
誘導電動機の制御方法Info
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- JPS6285693A JPS6285693A JP60223455A JP22345585A JPS6285693A JP S6285693 A JPS6285693 A JP S6285693A JP 60223455 A JP60223455 A JP 60223455A JP 22345585 A JP22345585 A JP 22345585A JP S6285693 A JPS6285693 A JP S6285693A
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- H—ELECTRICITY
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- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明は、直流電力を交流電力に逆変換する電流制御形
のインバータの出力１１１ｊｌ ｌ二容量性負荷と誘導
電動機を並列接続して、誘導電動機を速度制御する際に
、運転効率の向上を可能とする誘導電動機の制御方法に
関するものである。
のインバータの出力１１１ｊｌ ｌ二容量性負荷と誘導
電動機を並列接続して、誘導電動機を速度制御する際に
、運転効率の向上を可能とする誘導電動機の制御方法に
関するものである。
［発明の技術的背景とその問題点］
本発明Ｃ二類する従来技術としては、種々のものがある
。例えば昭和５９年電気学会全国大会論文１Ｋ５８２「
正弦波出力電流形ＧＴＯインバータ駆動時の誘導電動機
特性」や第３図の回路方式がある。
。例えば昭和５９年電気学会全国大会論文１Ｋ５８２「
正弦波出力電流形ＧＴＯインバータ駆動時の誘導電動機
特性」や第３図の回路方式がある。
前者の論文の場合には、インバータ回路を自己消弧形電
力変換素子（ゲートターンオフサイリスタなど）を使用
して出力電流波形なＰＷＭ制御し、出力電流波形を正弦
波（二制御するものであるが、全運転領域でインバータ
回路を強制転流する結果、自己消弧形電力変換素子のス
イッチングサージ電圧を吸収Ｔるためのスナバ−回路損
失が増加し、インバータ運転効率が低下する問題点があ
った。
力変換素子（ゲートターンオフサイリスタなど）を使用
して出力電流波形なＰＷＭ制御し、出力電流波形を正弦
波（二制御するものであるが、全運転領域でインバータ
回路を強制転流する結果、自己消弧形電力変換素子のス
イッチングサージ電圧を吸収Ｔるためのスナバ−回路損
失が増加し、インバータ運転効率が低下する問題点があ
った。
他方第３図の回路方式は自然転流を行なう方式であるが
、種々の技術的問題点があった。図（：おいて、１１は
入力交流端子、１２は整流器、Ｉ３は直流リアクトル、
１４はインバータ、１５は負荷の誘導電動機、１６は容
量性負荷、１４２はサイリスタである。
、種々の技術的問題点があった。図（：おいて、１１は
入力交流端子、１２は整流器、Ｉ３は直流リアクトル、
１４はインバータ、１５は負荷の誘導電動機、１６は容
量性負荷、１４２はサイリスタである。
この第３図Ｃユおいて、入力交流端子１１より供給され
た交流電力を整流器１２で直流電力に順変換し、これを
直流リアクトル１３で平滑化し、インバータ１４で直流
電力を再び交流電力Ｃユ逆変換丁−る。この逆変換した
交流電力を誘導電動機１５と容量性負荷１６に供給する
。
た交流電力を整流器１２で直流電力に順変換し、これを
直流リアクトル１３で平滑化し、インバータ１４で直流
電力を再び交流電力Ｃユ逆変換丁−る。この逆変換した
交流電力を誘導電動機１５と容量性負荷１６に供給する
。
この時、誘導１１５動機１５と容量性負荷１６の電流の
関係を第４図に図示する。第４図（−おいて、誘導電動
機１５の負荷電流Ｉ、は力率角θｌで有効電流成分、工
Ｐと遅れ無効電流成分ＩＬ（二分離できる。他方容量性
負荷１６の電流ＩＣは進み無効電流成分である。
関係を第４図に図示する。第４図（−おいて、誘導電動
機１５の負荷電流Ｉ、は力率角θｌで有効電流成分、工
Ｐと遅れ無効電流成分ＩＬ（二分離できる。他方容量性
負荷１６の電流ＩＣは進み無効電流成分である。
従って進み無効電流成分ＩＣが遅れ無効電流成分ＩＬよ
りも大ならば、インバータ１４は第４図Ｃ二合成するよ
う（−進みの力率角θ２で電流ＩＩを供給すれば良い。
りも大ならば、インバータ１４は第４図Ｃ二合成するよ
う（−進みの力率角θ２で電流ＩＩを供給すれば良い。
インバータ１４が進み電流Ｉ、を供給して運転する時、
商用周波数ベースで進み力率角θ２がｌＯ８〜２０°あ
れば、インバータ１４の各アームのスイッチング素子を
サイリスタ１４２で構成しても、サイリスタ１４ｇは負
荷転流（自然転流）することが可能である。
商用周波数ベースで進み力率角θ２がｌＯ８〜２０°あ
れば、インバータ１４の各アームのスイッチング素子を
サイリスタ１４２で構成しても、サイリスタ１４ｇは負
荷転流（自然転流）することが可能である。
インバータ１４のサイリスタ１４２を負荷転流させなが
ら、誘導電動機■５を可変速運転して速度制御すること
ができれば、インバータ１４を強制転流する場合に比較
して、インバータ回路の運転効率が非常（１向上する特
長がある。またインバータ１４の回路構成も簡単Ｃ′−
なるから、インバータ回路の高圧化なども容易となる特
長がある。
ら、誘導電動機■５を可変速運転して速度制御すること
ができれば、インバータ１４を強制転流する場合に比較
して、インバータ回路の運転効率が非常（１向上する特
長がある。またインバータ１４の回路構成も簡単Ｃ′−
なるから、インバータ回路の高圧化なども容易となる特
長がある。
しかしＷｃ３図の回路方式（−おいては、次の問題が存
在している。
在している。
第４図Ｉユおいて、容量性負荷１６の電流ＩＣは次式の
関係で決る。
関係で決る。
電流Ｉｃ”（インバータ出力周波数）２これはインバー
タ１４で誘導電動機１５を可変速制御する時、インバー
タ出力周波数と出力′電圧の比を一定（二制御するのが
一般的なためである。この結果インバータ１４の運転周
波数が減少すると、容量性負荷１６の電流Ｉｃが大幅（
ユ低下するが、誘導電動機１５の遅れの無効電流工りが
運転周波数に無関係にほぼ一定であるため（ユ、インバ
ータ出力周波数が広く変化すると、インバータ１４の出
力電流工！は所定の進み力率角θ２を維持できなくなり
、インバータ１４は負荷転流が不可能Ｃユなる問題がお
った。
タ１４で誘導電動機１５を可変速制御する時、インバー
タ出力周波数と出力′電圧の比を一定（二制御するのが
一般的なためである。この結果インバータ１４の運転周
波数が減少すると、容量性負荷１６の電流Ｉｃが大幅（
ユ低下するが、誘導電動機１５の遅れの無効電流工りが
運転周波数に無関係にほぼ一定であるため（ユ、インバ
ータ出力周波数が広く変化すると、インバータ１４の出
力電流工！は所定の進み力率角θ２を維持できなくなり
、インバータ１４は負荷転流が不可能Ｃユなる問題がお
った。
この問題を解決するため【二は、容量性負荷１６のコン
デンサ容量を増加させると良いが、コンデンサ容量を増
加させると最高のインバータ出力周波数時（ニインバー
タ１４の出力容量が増加（定トルク負荷で概算して、出
力周波数の１００％から５０％の範囲で運転するため（
−は、インバータ１４の出力ＫＶＡ ハ誘導電動機１５
（７）入力ＫＶＡ（１） ３００−４００ ％必要）す
る問題点があり、第３図の回路方式は経済性及び実用性
の面で大きな問題があった。
デンサ容量を増加させると良いが、コンデンサ容量を増
加させると最高のインバータ出力周波数時（ニインバー
タ１４の出力容量が増加（定トルク負荷で概算して、出
力周波数の１００％から５０％の範囲で運転するため（
−は、インバータ１４の出力ＫＶＡ ハ誘導電動機１５
（７）入力ＫＶＡ（１） ３００−４００ ％必要）す
る問題点があり、第３図の回路方式は経済性及び実用性
の面で大きな問題があった。
［発明の目的］
本発明は、前記する従来方式の欠点（１鑑みてなされた
もので、インバータの運転効率の向上と運転範囲の拡大
および出力ＫＶＡ容量の増加を防止できる誘導電動機の
制御方法を提供することを目的としている。
もので、インバータの運転効率の向上と運転範囲の拡大
および出力ＫＶＡ容量の増加を防止できる誘導電動機の
制御方法を提供することを目的としている。
［発明の概要］
本発明は、前述目的を達成するため（＝、インバータの
各アームにゲートターンオフサイリスタなどの自己消弧
形素子を採用し、インバータ出力端子Ｃ二容量性負荷を
接続して、インバータの出力周波数が低い領域では、自
己消弧形素子を強制転流させ、前述の領域を超える出力
周波数が高い領域では、容量性負荷の効果Ｃユより自己
消弧形素子を負荷転流させることを特徴とするものであ
る。
各アームにゲートターンオフサイリスタなどの自己消弧
形素子を採用し、インバータ出力端子Ｃ二容量性負荷を
接続して、インバータの出力周波数が低い領域では、自
己消弧形素子を強制転流させ、前述の領域を超える出力
周波数が高い領域では、容量性負荷の効果Ｃユより自己
消弧形素子を負荷転流させることを特徴とするものであ
る。
［発明の実施例」
本発明の一実施例を第１図Ｃユ示す。この図Ｃユおいて
、従来方式の第３図と同一番号を符した回路構成素子は
、第３図と同一機能を示す回路素子である。第１図にお
いて、１７は速度基準、１８は制御回路である。また１
４１は自己消弧形電力変換素子である。この第１図は第
３図と同様（ユ、入力交流端子１］より供給される交流
電力を整流器１２で直流電力（１順変換し、これを直流
リアクトル１３で平滑化した後、インバータ１４で逆変
換し、交流電力を容量性負荷１６と誘導＠動機１５に供
給する。この時誘導電動機１５の回転速度は速度基準１
７の設定値Ｃ１応じて制御回路１８を介して制御されろ
。
、従来方式の第３図と同一番号を符した回路構成素子は
、第３図と同一機能を示す回路素子である。第１図にお
いて、１７は速度基準、１８は制御回路である。また１
４１は自己消弧形電力変換素子である。この第１図は第
３図と同様（ユ、入力交流端子１］より供給される交流
電力を整流器１２で直流電力（１順変換し、これを直流
リアクトル１３で平滑化した後、インバータ１４で逆変
換し、交流電力を容量性負荷１６と誘導＠動機１５に供
給する。この時誘導電動機１５の回転速度は速度基準１
７の設定値Ｃ１応じて制御回路１８を介して制御されろ
。
速度基準１７の設定値が低い低出力周波数領域では、直
流電力を交流電力ｌ１逆変換するインバータ１４は各ア
ームを構成する自己消弧形電力変換素子１４、を使用し
て強制転流を行なうようＣユ制御する。
流電力を交流電力ｌ１逆変換するインバータ１４は各ア
ームを構成する自己消弧形電力変換素子１４、を使用し
て強制転流を行なうようＣユ制御する。
この低速領域では誘導電動機１５の遅れ無効電力成分Ｌ
Ｌが容量性負荷１６の進み無効電流成分Ｉｃよりも大で
インバータ１４は遅れ電流位相の出力電流ＩＩを供給す
る。この時自己消弧形電力変換素子１４１の強制転流ｌ
二よる転流サージ電圧は容量性負荷１６（；よって抑制
する。
Ｌが容量性負荷１６の進み無効電流成分Ｉｃよりも大で
インバータ１４は遅れ電流位相の出力電流ＩＩを供給す
る。この時自己消弧形電力変換素子１４１の強制転流ｌ
二よる転流サージ電圧は容量性負荷１６（；よって抑制
する。
速度基準１７の設定値が中間の中出力周波数領域では、
インバータ１４の出力電流１．の位相は力率角が零（出
力力率１）近傍となるため、この出力力率１近傍でイン
バータ１４の自己消弧形電力変換素子１４１を強制転流
する。この時出力力率１近傍でインバータ１４を強制転
流してもその時しゃ断する電流値が低いため、転流サー
ジ電圧は容量性負荷１６（ユよって充分抑制される。
インバータ１４の出力電流１．の位相は力率角が零（出
力力率１）近傍となるため、この出力力率１近傍でイン
バータ１４の自己消弧形電力変換素子１４１を強制転流
する。この時出力力率１近傍でインバータ１４を強制転
流してもその時しゃ断する電流値が低いため、転流サー
ジ電圧は容量性負荷１６（ユよって充分抑制される。
速度基準１７が高い高出力周波数領域では、容量性負荷
１６の進み無効電流成分ＩＣが光分（−犬きくなる友め
、インバータ１４の自己消弧形電力変換素子１４１を進
み［流位相で負荷転流させる。負荷転流させるためＣユ
、制御回路１８は、図示しないが、インバータ１４の出
力電圧（ユ同期した信号を取り入れ、負荷転流させるた
めのゲート信号が導出される。
１６の進み無効電流成分ＩＣが光分（−犬きくなる友め
、インバータ１４の自己消弧形電力変換素子１４１を進
み［流位相で負荷転流させる。負荷転流させるためＣユ
、制御回路１８は、図示しないが、インバータ１４の出
力電圧（ユ同期した信号を取り入れ、負荷転流させるた
めのゲート信号が導出される。
インバータ１４の出力電流工１位相が進み位相の場合、
転流サージ電圧は発生しない念め、自己消弧形電力変換
素子のサージ電圧を吸収するスナバ−回路も小形化でき
る。
転流サージ電圧は発生しない念め、自己消弧形電力変換
素子のサージ電圧を吸収するスナバ−回路も小形化でき
る。
以上説明の如く動作する本発明では、容量性負荷１６の
コンデンサ容量を従来装置に比較して少なくすることが
でき、この結果インバータ１４の出力容量も減少させる
ことができる。またインバータ１４を構成する自己消弧
形電力変換素子１４１のスナバ−回路容量も小形化でき
、運転効率の向上が計れる。更Ｃ−自己消弧形電力変換
素子１４１の強制転流と負荷転流を組み合せたこと（二
より、誘導電動機１５の運転範囲を拡大でき、広い周波
数範囲で運転できる。
コンデンサ容量を従来装置に比較して少なくすることが
でき、この結果インバータ１４の出力容量も減少させる
ことができる。またインバータ１４を構成する自己消弧
形電力変換素子１４１のスナバ−回路容量も小形化でき
、運転効率の向上が計れる。更Ｃ−自己消弧形電力変換
素子１４１の強制転流と負荷転流を組み合せたこと（二
より、誘導電動機１５の運転範囲を拡大でき、広い周波
数範囲で運転できる。
本発明Ｃ二おいては、自己消弧形電力変換素子をゲート
ターンオアサイリスタに％を二限定するものではなく、
静電誘導サイリスタなど種々の素子を採用できることが
明らかである。
ターンオアサイリスタに％を二限定するものではなく、
静電誘導サイリスタなど種々の素子を採用できることが
明らかである。
インバータ１４の出力電流波形を本発明では限定するも
のではなく、第２図に示す如くインバータ１４の出力電
流波形改善のため低出力周波数領域では第２図（ａ）の
如くパルス幅制御、中高出力周波数領域では第２図（ｂ
）の如く１２０°方形波制御を行なっても良い。
のではなく、第２図に示す如くインバータ１４の出力電
流波形改善のため低出力周波数領域では第２図（ａ）の
如くパルス幅制御、中高出力周波数領域では第２図（ｂ
）の如く１２０°方形波制御を行なっても良い。
またインバータ１４の自己消弧形電力変換素子１４１は
高出力周波数領域Ｃユおいて、負荷転流Ｃ二より電波型
なり期間が終了する付近で自己消弧させても良い。この
ように制御するとインバータ出力電流の力率角θ２を小
さくできるから、一層インバータ１４の出力容量低減が
計れる。
高出力周波数領域Ｃユおいて、負荷転流Ｃ二より電波型
なり期間が終了する付近で自己消弧させても良い。この
ように制御するとインバータ出力電流の力率角θ２を小
さくできるから、一層インバータ１４の出力容量低減が
計れる。
その他本発明の要旨を変更しない範囲≦−おいて、種々
の変形回路を構成できる。
の変形回路を構成できる。
［発明の効果］
本発明によれば、誘導電動機を駆拗するインバータの出
力側に容量性負荷を接続し、更にインバータを自己消弧
形電力変換素子で構成し、インバータの中低出力周波数
領域では前記自己消弧形電力変換素子を強制転流し、高
出力周波数領域では負荷転流を行なうようＣユし念結果
、次の特長が得られる誘導電動機の制御装置を提供でき
る。
力側に容量性負荷を接続し、更にインバータを自己消弧
形電力変換素子で構成し、インバータの中低出力周波数
領域では前記自己消弧形電力変換素子を強制転流し、高
出力周波数領域では負荷転流を行なうようＣユし念結果
、次の特長が得られる誘導電動機の制御装置を提供でき
る。
（１）少ない容量性負荷でインバータの運転周波数範囲
の拡大ができ、更（：インバータ出力容量を従来の方式
に比較し低減できる。
の拡大ができ、更（：インバータ出力容量を従来の方式
に比較し低減できる。
（２）容量性負荷の容量低減ができ、しかも自己消弧形
電力変換素子のスナバ−回路も低減できるから高効率の
システムを構成できる。
電力変換素子のスナバ−回路も低減できるから高効率の
システムを構成できる。
（３）前記特長に加えて、インバータ装置容量も低減す
るから、経済的でコンパクトなシステムを構成できる。
るから、経済的でコンパクトなシステムを構成できる。
第１図は本発明の一実施例を示′ｆ構成図、第２図は本
発明の実施例の出力電流波形例を示した図、第３図は従
来の実施例を示す構成図、第４図は第３図の電流位相関
係を示し九図である。 １１・・・入力交流端子 １２・・・整流器１３・・
・直流リアクトル １４−・インバータ１５・・・誘導
電動機 １６・・・容量性負荷１７・・・速度基準
１８・・・制御回路！４１・・・自己消弧形電
力変換素子 １４、・・・サイリスタ ＩＭ・・・誘導電動機１５の入力電流 ＩＣ・・・容量性負荷１６の入力電流 工！・・・インバータ１４の出力電流 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 同 三俣弘文 第１ＦＩＡ 第２図
発明の実施例の出力電流波形例を示した図、第３図は従
来の実施例を示す構成図、第４図は第３図の電流位相関
係を示し九図である。 １１・・・入力交流端子 １２・・・整流器１３・・
・直流リアクトル １４−・インバータ１５・・・誘導
電動機 １６・・・容量性負荷１７・・・速度基準
１８・・・制御回路！４１・・・自己消弧形電
力変換素子 １４、・・・サイリスタ ＩＭ・・・誘導電動機１５の入力電流 ＩＣ・・・容量性負荷１６の入力電流 工！・・・インバータ１４の出力電流 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 同 三俣弘文 第１ＦＩＡ 第２図
Claims (1)
- 少なくとも整流器と、直流リアクトルと、インバータで
構成される電流源の周波数変換装置で誘導電動機を可変
速制御する時、前記インバータの各アームを自己消弧形
電力変換素子で構成し、更に前記インバータの出力端子
に容量性負荷を接続して、前記インバータの低出力周波
数から所定の出力周波数までの周波数領域では、前記自
己消弧形電力変換素子を強制転流させ、該領域を超える
出力周波数領域では前記自己消弧形電力変換素子を負荷
転流させることを特徴とする誘導電動機の制御方法。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60223455A JPS6285693A (ja) | 1985-10-09 | 1985-10-09 | 誘導電動機の制御方法 |
| EP86113425A EP0218983B1 (en) | 1985-10-09 | 1986-09-30 | Ac motor control method and its control apparatus |
| DE8686113425T DE3682477D1 (de) | 1985-10-09 | 1986-09-30 | Wechselstrommotor-regelungsverfahren und dessen regelgeraet. |
| US06/914,273 US4736148A (en) | 1985-10-09 | 1986-10-02 | AC motor control method and its control apparatus |
| KR8608402A KR900002422B1 (en) | 1985-10-09 | 1986-10-07 | Ac motor method and its control apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60223455A JPS6285693A (ja) | 1985-10-09 | 1985-10-09 | 誘導電動機の制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6285693A true JPS6285693A (ja) | 1987-04-20 |
Family
ID=16798418
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60223455A Pending JPS6285693A (ja) | 1985-10-09 | 1985-10-09 | 誘導電動機の制御方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6285693A (ja) |
| KR (1) | KR900002422B1 (ja) |
-
1985
- 1985-10-09 JP JP60223455A patent/JPS6285693A/ja active Pending
-
1986
- 1986-10-07 KR KR8608402A patent/KR900002422B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR870004565A (ko) | 1987-05-11 |
| KR900002422B1 (en) | 1990-04-14 |
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