JPS6285691A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents
交流電動機の制御装置Info
- Publication number
- JPS6285691A JPS6285691A JP60223456A JP22345685A JPS6285691A JP S6285691 A JPS6285691 A JP S6285691A JP 60223456 A JP60223456 A JP 60223456A JP 22345685 A JP22345685 A JP 22345685A JP S6285691 A JPS6285691 A JP S6285691A
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- Japan
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- semiconductor element
- inverter circuit
- commutation
- self
- natural commutation
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電流制御形イ
ンバータの出力側に容量性負荷と交流電動機を並列接続
して交流電動機を速度制御する場合に運転効率を向上出
来る交流電動機の制御装置に関する。
ンバータの出力側に容量性負荷と交流電動機を並列接続
して交流電動機を速度制御する場合に運転効率を向上出
来る交流電動機の制御装置に関する。
本発明に関する従来技術としては１種々のものがある。
例えば昭和５９年電気学会全国大会論文Ｎ００５８２「
正弦波出力電流形ＧＴＯインバータ駆動時の誘導電動機
特性」や、第３図の回路方式がある。
正弦波出力電流形ＧＴＯインバータ駆動時の誘導電動機
特性」や、第３図の回路方式がある。
前者の論文の場合には、インバータ回路をゲートターン
オフサイリスタ等の自己消弧形半導体素子で構成して、
出力電流波形をＰＷＭ制御し、出力電流波形を正弦波に
制御するものがあるが、全運転速度領域でインバータ回
路を強制転流して制御する結果、自己消弧形半導体素子
のスイッチングサージ電圧を吸収するためのスナバ−回
路の損失が増加し、インバータ回路の運転効率が低下す
る。
オフサイリスタ等の自己消弧形半導体素子で構成して、
出力電流波形をＰＷＭ制御し、出力電流波形を正弦波に
制御するものがあるが、全運転速度領域でインバータ回
路を強制転流して制御する結果、自己消弧形半導体素子
のスイッチングサージ電圧を吸収するためのスナバ−回
路の損失が増加し、インバータ回路の運転効率が低下す
る。
一方、第３図の回路方式では、自然転流を行なう方式で
あるが、種々の問題がある。
あるが、種々の問題がある。
第３図において、１１は交流電源の入力端子、１２は整
流器、１３は直流リアクトル、１４はインバータ回路、
１５は負荷である誘導電動機、１６はコンデンサ等の容
量性負荷、１４□はサイリスタである。この第３図にお
いて、交流電源の入力端子１１より供給される交流電力
を整流器１２で直流電力に変換し、これを直流リアクト
ル１３で平滑化し、インバータ回路１４で直流電力を再
び交流電力に変換してこの交流電力を誘導電動機１５と
容量性負荷１６に供給する。
流器、１３は直流リアクトル、１４はインバータ回路、
１５は負荷である誘導電動機、１６はコンデンサ等の容
量性負荷、１４□はサイリスタである。この第３図にお
いて、交流電源の入力端子１１より供給される交流電力
を整流器１２で直流電力に変換し、これを直流リアクト
ル１３で平滑化し、インバータ回路１４で直流電力を再
び交流電力に変換してこの交流電力を誘導電動機１５と
容量性負荷１６に供給する。
この時、誘導電動機１５と容量性負荷１６の電流の関係
を第４図に示す。第４図において、誘導′電動機１５の
負荷電流Ｉ、は、力率角０１で有効電流成分ＩＰと遅れ
無効電流成分ＩＬに分離できる。他方容量性負荷１６の
電流■ｃは進み無効電流成分である。従って進み無効電
流成分■ｃが遅れ無効電流成分工しよりも大ならば、イ
ンバータ回路１４は第４図に示すように進みの力率角θ
２で電流工、を供給すればよい、インバータ回路１４が
進み電流工、を供給して運転する時、商用周波数ベース
で進みの力率角θ２が１０’〜２０°あれば、インバー
タ回路１４の各アームのスイッチング素子をサイリスタ
で構成しても、サイリスタは負荷電流（自然転流）する
ことが可能である。
を第４図に示す。第４図において、誘導′電動機１５の
負荷電流Ｉ、は、力率角０１で有効電流成分ＩＰと遅れ
無効電流成分ＩＬに分離できる。他方容量性負荷１６の
電流■ｃは進み無効電流成分である。従って進み無効電
流成分■ｃが遅れ無効電流成分工しよりも大ならば、イ
ンバータ回路１４は第４図に示すように進みの力率角θ
２で電流工、を供給すればよい、インバータ回路１４が
進み電流工、を供給して運転する時、商用周波数ベース
で進みの力率角θ２が１０’〜２０°あれば、インバー
タ回路１４の各アームのスイッチング素子をサイリスタ
で構成しても、サイリスタは負荷電流（自然転流）する
ことが可能である。
インバータ回路のサイリスタ１４□ を負荷転流させな
がら、誘導電動機１５を可変速運転することができれば
、インバータ回路１４を強制転流して可変速運転する場
合に比較してインバータ回路の運転効率が非常に向上す
る特徴がある。又、インバータ回路の構成も簡単になる
から、インバータ回路の高電圧化なども容易となる。尚
、負荷の電動機としては同期電動機を用いることもでき
るが、以下の説明では誘導電動機を引用して説明する・
さて、第３図のものには前述の特徴があるが、次の問題
もある。
がら、誘導電動機１５を可変速運転することができれば
、インバータ回路１４を強制転流して可変速運転する場
合に比較してインバータ回路の運転効率が非常に向上す
る特徴がある。又、インバータ回路の構成も簡単になる
から、インバータ回路の高電圧化なども容易となる。尚
、負荷の電動機としては同期電動機を用いることもでき
るが、以下の説明では誘導電動機を引用して説明する・
さて、第３図のものには前述の特徴があるが、次の問題
もある。
第４図において、容量性負荷１６の電流ＩＣは次式の関
係で決る。
係で決る。
電流ＩＣｃｃ （インバータ出力周波数）これは、イン
バータ回路１４で誘導電動機１５を可変速制御する時、
インバータ回路１４出力周波数と出力電圧の比を一定に
制御するのが一般的なためである。この結果インバータ
回路１４の運転周波数が減少すると、容量性負荷１６の
電流Ｉｃが大幅に低下するが、誘導電動機１５の遅れの
無効電流成分ＩＬが運転周波に無関係にほぼ一定である
ために、インバータ回路１４の出力周波数が広く変化す
ると、インバータ回路１４の出力電流工、は所定の進み
力率角０２を維持できなくなり、 インバータ回路１４
は負荷電流が不可能になる問題がある。
バータ回路１４で誘導電動機１５を可変速制御する時、
インバータ回路１４出力周波数と出力電圧の比を一定に
制御するのが一般的なためである。この結果インバータ
回路１４の運転周波数が減少すると、容量性負荷１６の
電流Ｉｃが大幅に低下するが、誘導電動機１５の遅れの
無効電流成分ＩＬが運転周波に無関係にほぼ一定である
ために、インバータ回路１４の出力周波数が広く変化す
ると、インバータ回路１４の出力電流工、は所定の進み
力率角０２を維持できなくなり、 インバータ回路１４
は負荷電流が不可能になる問題がある。
この問題を解決するためには、容量性負荷１６ノコンデ
ンサ容量を増大させると良いがコンデンサ容量を増加さ
せると最高のインバータ出力周波数時にインバータ回路
１４の出力容量が増加（定トルク負荷で概算して、出力
周波数の１００％から５０％の範囲で運転するためには
、インバータ回路１４の出力ＫＶＡは誘導電動機１５の
入力ＫＶＡの３００％〜４００％必要）する問題がある
。
ンサ容量を増大させると良いがコンデンサ容量を増加さ
せると最高のインバータ出力周波数時にインバータ回路
１４の出力容量が増加（定トルク負荷で概算して、出力
周波数の１００％から５０％の範囲で運転するためには
、インバータ回路１４の出力ＫＶＡは誘導電動機１５の
入力ＫＶＡの３００％〜４００％必要）する問題がある
。
本発明の目的は、前述の点に鑑みなされたものであって
、インバータ回路の運転効率の向上と運転範囲の拡大及
び出力ＫＶＡ容量の増加を防止できる交流電動機の制御
装置を提供することにある。
、インバータ回路の運転効率の向上と運転範囲の拡大及
び出力ＫＶＡ容量の増加を防止できる交流電動機の制御
装置を提供することにある。
本発明はこの目的を達成するために、インバータ回路を
構成する各アームをサイリスタ等の自然転流形半導体素
子とゲートターンオフサイリスタ等の自己消弧形半導体
素子との直列回路で構成し、かつ、インバータ回路を強
制転流で制御する手段と、自転転流で制御する手段を設
け、中、低出力周波数範囲では主として自己消弧形半導
体素子による強制転流を、高出力範囲では主として自然
転流形半導体素子による自然転流によって運転すること
を特徴とするものである。
構成する各アームをサイリスタ等の自然転流形半導体素
子とゲートターンオフサイリスタ等の自己消弧形半導体
素子との直列回路で構成し、かつ、インバータ回路を強
制転流で制御する手段と、自転転流で制御する手段を設
け、中、低出力周波数範囲では主として自己消弧形半導
体素子による強制転流を、高出力範囲では主として自然
転流形半導体素子による自然転流によって運転すること
を特徴とするものである。
以下１本発明の一実施例を第１図を参照して説明する。
第１図において、第３図と同一番号を付した回路構成素
子は同一機能を有するものでその説明は省略する。１７
は速度基準を設定する速度基準設定器、１８は制御回路
で、この制御回路１８はインバータ回路１４を強制転流
で制御する手段と、自然転流で制御する手段を備えてい
るがこれらの手段は、インバータ回路では、公知の技術
であるため、その詳細は省略する。１４１は自己消弧形
半導体素子。
子は同一機能を有するものでその説明は省略する。１７
は速度基準を設定する速度基準設定器、１８は制御回路
で、この制御回路１８はインバータ回路１４を強制転流
で制御する手段と、自然転流で制御する手段を備えてい
るがこれらの手段は、インバータ回路では、公知の技術
であるため、その詳細は省略する。１４１は自己消弧形
半導体素子。
１４□は導通開始タイミングを制御できる自然転流形半
導体素子としてのサイリスタである。
導体素子としてのサイリスタである。
第１図は第３図と同様に交流電源の入力端子１１より供
給される交流電力を整流器で直流電力に変換し、これを
直流リアクトル１３で平滑化した後、インバータ回路で
交流電力に変換して交流電力を容量性負荷１６と誘導電
動機１５に供給する。この時誘導電動機１５の回転速度
は速度基＄設定器１７で設定される速度基準に応じて制
御回路１８を介して制御される。この場合、誘導電動機
１５の回転速度と入力電圧は一般に比例関係で制御され
る。
給される交流電力を整流器で直流電力に変換し、これを
直流リアクトル１３で平滑化した後、インバータ回路で
交流電力に変換して交流電力を容量性負荷１６と誘導電
動機１５に供給する。この時誘導電動機１５の回転速度
は速度基＄設定器１７で設定される速度基準に応じて制
御回路１８を介して制御される。この場合、誘導電動機
１５の回転速度と入力電圧は一般に比例関係で制御され
る。
速度基準の設定値が低い低出力周波数領域では、インバ
ータ回路１４は自己消弧形半導体素子１４１による強制
転流によって制御される。この時、自己消弧形半導体素
子１４．の強制転流による転流サージ電圧は最初その大
部分を自己消弧形半導体素子１４□が負いその後自然転
流形半導体素子１４□が自然転流して電圧分担するよう
になるが、この低出力周波数領域ではインバータ回路１
４の出力電圧も低く、転流サージ電圧も容量性負荷１６
で抑制されるので自己消弧形半導体素子１４□の定格電
圧以内に抑制できる。
ータ回路１４は自己消弧形半導体素子１４１による強制
転流によって制御される。この時、自己消弧形半導体素
子１４．の強制転流による転流サージ電圧は最初その大
部分を自己消弧形半導体素子１４□が負いその後自然転
流形半導体素子１４□が自然転流して電圧分担するよう
になるが、この低出力周波数領域ではインバータ回路１
４の出力電圧も低く、転流サージ電圧も容量性負荷１６
で抑制されるので自己消弧形半導体素子１４□の定格電
圧以内に抑制できる。
速度基準の設定値が中間の中出力周波数領域では、イン
バータ回路１４の出力電流Ｉ８の位相は、力率角が零（
出力力率１）近傍となるため、この出力力率１近傍でイ
ンバータ回路１４の自己消弧形半導体素子１４１を強制
転流する。 このように出力力率１近傍で強制転流する
と、自己消弧形半導体素子１４．が強制転流した直後に
自己消弧形半導体素子１４□に転流サージ電圧が印加さ
れても、定格電圧以内に抑制できる。
バータ回路１４の出力電流Ｉ８の位相は、力率角が零（
出力力率１）近傍となるため、この出力力率１近傍でイ
ンバータ回路１４の自己消弧形半導体素子１４１を強制
転流する。 このように出力力率１近傍で強制転流する
と、自己消弧形半導体素子１４．が強制転流した直後に
自己消弧形半導体素子１４□に転流サージ電圧が印加さ
れても、定格電圧以内に抑制できる。
速度基準の設定値が高い高出力周波数領域での容量性負
荷１６の進み無効電流成分ＩＣの作用で、インバータ回
路１４の出力電流工、の電流位相は出力力率１近傍から
進み位相となる。このため進み位相領域で自然転流形半
導体素子１４２を先に自然転流モードで転流させ、その
後自己消弧形半導体素子１４□を強制転流させる。 こ
のように自然転流モードを先行させた転流を行なうと、
転流による転流サージ電圧の発生や転流損失の増加を大
幅に抑制できる。又、この領域では自己消弧形半導体素
子１４□の強制転流を自然転流モードに継続して行なう
ことができるため、容量性負荷１６のコンデンサ容量を
大きくして、インバータ回路１４の出力電流工、の力率
角 θ２をそれ程大きくしなくても転流の信頼性が向上
する。
荷１６の進み無効電流成分ＩＣの作用で、インバータ回
路１４の出力電流工、の電流位相は出力力率１近傍から
進み位相となる。このため進み位相領域で自然転流形半
導体素子１４２を先に自然転流モードで転流させ、その
後自己消弧形半導体素子１４□を強制転流させる。 こ
のように自然転流モードを先行させた転流を行なうと、
転流による転流サージ電圧の発生や転流損失の増加を大
幅に抑制できる。又、この領域では自己消弧形半導体素
子１４□の強制転流を自然転流モードに継続して行なう
ことができるため、容量性負荷１６のコンデンサ容量を
大きくして、インバータ回路１４の出力電流工、の力率
角 θ２をそれ程大きくしなくても転流の信頼性が向上
する。
尚１本発明では自己消弧形半導体素子１４１の特性や形
式をとくに限定するものではない。第２図は、インバー
タ回路の１ア一ム分の回路構成を示すが、 自然転流形
半導体素子１４□を２個、自己消弧形半導体素子１４１
を１偏置列接続して１ア一ム分を構成したものである
。この場合、自己消弧形半導体素子１４□の逆電圧定格
値が極めて低い場合にはダイオード１４．を自己消弧形
半導体素子１４１と逆並列に設けて、このアームに印加
される逆電圧は全て自然転流形半導体素子１４□で分担
することができる。 自己消弧形半導体素子１４．は逆
電圧耐量が少ないのが一般的なため、直列ダイオードを
接続して逆電圧耐量をもたせる必要があるが、第２図の
如く 自然転流形半導体素子１４２を直列接続すること
により機能的に直列接続するダイオードを省略できる。
式をとくに限定するものではない。第２図は、インバー
タ回路の１ア一ム分の回路構成を示すが、 自然転流形
半導体素子１４□を２個、自己消弧形半導体素子１４１
を１偏置列接続して１ア一ム分を構成したものである
。この場合、自己消弧形半導体素子１４□の逆電圧定格
値が極めて低い場合にはダイオード１４．を自己消弧形
半導体素子１４１と逆並列に設けて、このアームに印加
される逆電圧は全て自然転流形半導体素子１４□で分担
することができる。 自己消弧形半導体素子１４．は逆
電圧耐量が少ないのが一般的なため、直列ダイオードを
接続して逆電圧耐量をもたせる必要があるが、第２図の
如く 自然転流形半導体素子１４２を直列接続すること
により機能的に直列接続するダイオードを省略できる。
更に、 自己消弧形半導体素子１４□は、その導通開始
時にターンオンロスが大きいのが一般的であるが、この
ターンオンロスを減少させる手段として、 自然転流形
半導体素子１４□を自己消弧形半導体素子１４１ より
時間的に遅れて導通開始させるようにしてターンオンロ
スを減少させることができる。時間的に遅れて導通開始
させるためには、ゲート信号の印加タイミングを制御す
るこ、とにより実現できる。
時にターンオンロスが大きいのが一般的であるが、この
ターンオンロスを減少させる手段として、 自然転流形
半導体素子１４□を自己消弧形半導体素子１４１ より
時間的に遅れて導通開始させるようにしてターンオンロ
スを減少させることができる。時間的に遅れて導通開始
させるためには、ゲート信号の印加タイミングを制御す
るこ、とにより実現できる。
更に又、本発明ではインバータ回路１４の出力電流波形
を特に限定するものではなく、例えば低出力周波数領域
ではパルス幅制御、中高出力領域では１２０°方形波電
流波形として運転することもできる。
を特に限定するものではなく、例えば低出力周波数領域
ではパルス幅制御、中高出力領域では１２０°方形波電
流波形として運転することもできる。
以上説明のように本発明によれば、少ない容量性負荷で
インバータ回路の運転周波数範囲の拡大ができ、インバ
ータ回路の出力容量を従来のものに比較して低減できる
。又、自己消弧形半導体素子と自然転流形半導体素子の
導通開始タイミングを調整することによって自己消弧形
半導体素子のターンオンロスを低減できるため装置とし
ての効率を向上できる等の優れた効果を得ることができ
る。
インバータ回路の運転周波数範囲の拡大ができ、インバ
ータ回路の出力容量を従来のものに比較して低減できる
。又、自己消弧形半導体素子と自然転流形半導体素子の
導通開始タイミングを調整することによって自己消弧形
半導体素子のターンオンロスを低減できるため装置とし
ての効率を向上できる等の優れた効果を得ることができ
る。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は第１
図のインバータ回路を構成するアームの一例を示した図
、第３図は従来装置の構成図、第４図は従来装置及び本
発明の詳細な説明するためのベクトル図である。 １１・・・交流電源の入力端子、 １２：整流器１３
：直流リアクトル、 １４：インバータ回路１５
：誘導電動機、 １６：容量性負荷１７：速
度基準設定器、１８：制御回路１４□：自己消弧形半導
体素子 １４□：自然転流形半導体素子 １４３：ダイオード １Ｍ：誘導電動機の入力電流 ＩＣ：容量性負荷の入力電流 Ｔ１：インバータ回路の出力電流。 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 同 三俣弘文 ／ごｌ 第２図 第３図 第４図
図のインバータ回路を構成するアームの一例を示した図
、第３図は従来装置の構成図、第４図は従来装置及び本
発明の詳細な説明するためのベクトル図である。 １１・・・交流電源の入力端子、 １２：整流器１３
：直流リアクトル、 １４：インバータ回路１５
：誘導電動機、 １６：容量性負荷１７：速
度基準設定器、１８：制御回路１４□：自己消弧形半導
体素子 １４□：自然転流形半導体素子 １４３：ダイオード １Ｍ：誘導電動機の入力電流 ＩＣ：容量性負荷の入力電流 Ｔ１：インバータ回路の出力電流。 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 同 三俣弘文 ／ごｌ 第２図 第３図 第４図
Claims (2)
- （１）交流を直流に変換する整流器と、この整流器の出
力を平滑する直流リアクトルと、平滑された直流を交流
に変換して交流電動機を駆動するインバータ回路から成
る交流電動機の制御装置において、前記インバータ回路
を構成するアームを自己消弧形半導体素子と自然転流形
半導体素子との直列回路で構造し、前記インバータ回路
の出力端子に容量性負荷を接続すると共に、前記インバ
ータ回路を強制転流で制御する手段と、自然転流で制御
する手段を設けたことを特徴とする交流電動機の制御装
置。 - （２）交流を直流に変換する整流器と、この整流器の出
力を平滑する直流リアクトルと、平滑された直流を交流
に変換して交流電動機を駆動するインバータ回路から成
る交流電動機の制御装置において、前記インバータ回路
を構成するアームを自己消弧形半導体素子と自然転流形
半導体素子との直列回路で構成し、前記インバータ回路
の出力端子に容量性負荷を接続すると共に、前記インバ
ータ回路を強制転流で制御する手段と、自然転流で制御
する手段と、前記アームを通電する際に前記自然転流形
半導体素子に先だって自己消弧形半導体素子を導通させ
る手段を設けたことを特徴とする交流電動機の制御装置
。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60223456A JPS6285691A (ja) | 1985-10-09 | 1985-10-09 | 交流電動機の制御装置 |
| DE8686113425T DE3682477D1 (de) | 1985-10-09 | 1986-09-30 | Wechselstrommotor-regelungsverfahren und dessen regelgeraet. |
| EP86113425A EP0218983B1 (en) | 1985-10-09 | 1986-09-30 | Ac motor control method and its control apparatus |
| US06/914,273 US4736148A (en) | 1985-10-09 | 1986-10-02 | AC motor control method and its control apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60223456A JPS6285691A (ja) | 1985-10-09 | 1985-10-09 | 交流電動機の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6285691A true JPS6285691A (ja) | 1987-04-20 |
Family
ID=16798433
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60223456A Pending JPS6285691A (ja) | 1985-10-09 | 1985-10-09 | 交流電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6285691A (ja) |
-
1985
- 1985-10-09 JP JP60223456A patent/JPS6285691A/ja active Pending
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