JPH0279775A - Ｐｗｍ制御インバータ装置 - Google Patents
Ｐｗｍ制御インバータ装置Info
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- JPH0279775A JPH0279775A JP63229254A JP22925488A JPH0279775A JP H0279775 A JPH0279775 A JP H0279775A JP 63229254 A JP63229254 A JP 63229254A JP 22925488 A JP22925488 A JP 22925488A JP H0279775 A JPH0279775 A JP H0279775A
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- circuit
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- rectifier circuit
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- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 10
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 15
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 4
- 238000009499 grossing Methods 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000005057 refrigeration Methods 0.000 description 1
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- Inverter Devices (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野）
本発明はＰＷＭ （パルス幅変調）信号に基づきインバ
ータ主回路のスイッチング素子を制御するＰＷＭ制御イ
ンバータ装置に関する。
ータ主回路のスイッチング素子を制御するＰＷＭ制御イ
ンバータ装置に関する。
（従来の技術）
この種のインバータ装置の一例を第４図に示す。これは
、単相交流電源１を倍電圧整流回路２にて一定の直流電
圧に変換し、この直流出力をインバータ主回路３により
スイッチングして端子Ｕ。
、単相交流電源１を倍電圧整流回路２にて一定の直流電
圧に変換し、この直流出力をインバータ主回路３により
スイッチングして端子Ｕ。
ｖ、Ｗに交流電圧を出力するという基本構成を有し、そ
のインバータ主回路３の６個のスイッチング索子３ａは
ベースドライブ回路４を介してＰｗＭ信号発生回路５か
らのＰＷＭ信号に基づきオンオフ制御され、交流出方の
電圧値が制御可能にされている。
のインバータ主回路３の６個のスイッチング索子３ａは
ベースドライブ回路４を介してＰｗＭ信号発生回路５か
らのＰＷＭ信号に基づきオンオフ制御され、交流出方の
電圧値が制御可能にされている。
さて、そのＰＷＭ信号は一般に正弦波−三角波比較方式
により生成され、第５図中Ｕ’、Ｕ−。
により生成され、第５図中Ｕ’、Ｕ−。
ｖ”、ｖ−、ｗ”、ｗ−に示すような波形となる。
尚、Ｕ”、Ｕ−１，ｔＵ相ノアーム、ｖ’、ｖ−はｖ相
のアーム、ｗ” 、ｗ−はｗｌｌｌのアームの各スイッ
チング素子を制御するＰＷＭ信号で、その結果、各出力
端子間の電圧はＵ−Ｖ、Ｖ−Ｗ、Ｗ−Ｕに示すようにな
る。そして、同図において、３つの正弦波ｅＵ＋ ｅ
ｖ、ｅｗは制御信号で互いに１２０″の位相差があり、
三角波ｅ（はキャリア信号である。従って、出力周波数
は制御信号の周波数に依（７シ、交流出力電圧はキャリ
ア信号と制御信号との振幅比、即ち制御率に依存する。
のアーム、ｗ” 、ｗ−はｗｌｌｌのアームの各スイッ
チング素子を制御するＰＷＭ信号で、その結果、各出力
端子間の電圧はＵ−Ｖ、Ｖ−Ｗ、Ｗ−Ｕに示すようにな
る。そして、同図において、３つの正弦波ｅＵ＋ ｅ
ｖ、ｅｗは制御信号で互いに１２０″の位相差があり、
三角波ｅ（はキャリア信号である。従って、出力周波数
は制御信号の周波数に依（７シ、交流出力電圧はキャリ
ア信号と制御信号との振幅比、即ち制御率に依存する。
因みに、単相交流電源１の電圧を実効値１００Ｖとすれ
ば、倍電圧整流回路２の直流出力電圧は２８２Ｖとなり
、制御率を０．３７５としたとき交流出力電圧の基本波
成分は実効値で６５Ｖとなる。
ば、倍電圧整流回路２の直流出力電圧は２８２Ｖとなり
、制御率を０．３７５としたとき交流出力電圧の基本波
成分は実効値で６５Ｖとなる。
（発明が解決しようとする課題）
しかしながら、従来のこの種のインバータ装置では、交
流出力電圧を低くするには、整流回路の直流出力電圧が
一定であるから、制御率を相当に小さくする必要がある
。このため、低出力電圧時には交流出力の高調波成分が
増加し、モータ効率の低下や騒音の増大を招（という欠
点があった。
流出力電圧を低くするには、整流回路の直流出力電圧が
一定であるから、制御率を相当に小さくする必要がある
。このため、低出力電圧時には交流出力の高調波成分が
増加し、モータ効率の低下や騒音の増大を招（という欠
点があった。
本発明は上記事情に鑑みなされたもので、その目的は、
ＰＷＭ信号に基づきインバータ主回路を制御するもので
ありながら、低出力電圧時に高調波成分が増大すること
を防止できるＰＷＭ制御インバータ装置を提供するにあ
る。
ＰＷＭ信号に基づきインバータ主回路を制御するもので
ありながら、低出力電圧時に高調波成分が増大すること
を防止できるＰＷＭ制御インバータ装置を提供するにあ
る。
［発明の構成］
（課題を解決するための手段）
本発明のＰＷＭ制御インバータ装置は、整流回路を直流
出力電圧が異なる複数の整流方式のいずれかに切換可能
に構成し、インバータ主回路の交流出力電圧を所定値以
下にするときには整流回路を低電圧出力の整流方式に切
換えるようにしたところに特徴を有する。
出力電圧が異なる複数の整流方式のいずれかに切換可能
に構成し、インバータ主回路の交流出力電圧を所定値以
下にするときには整流回路を低電圧出力の整流方式に切
換えるようにしたところに特徴を有する。
（作用）
インバータ主回路の交流出力電圧を所定値以下にすると
きには整流回路の整流方式が切換えられて低電圧の直流
がインバータ主回路に出力される。従って、制御率を小
さくしなくとも交流出力電圧を低くすることができ、そ
の分、高調波成分の増大を抑えることができる。
きには整流回路の整流方式が切換えられて低電圧の直流
がインバータ主回路に出力される。従って、制御率を小
さくしなくとも交流出力電圧を低くすることができ、そ
の分、高調波成分の増大を抑えることができる。
しかも、直流出力電圧は整流回路における整流方式の切
換えにより低下させるものであるから、回路構成が著し
く簡単になる。
換えにより低下させるものであるから、回路構成が著し
く簡単になる。
（実施例）
以下本発明をエアコン用冷凍サイクルのコンプレッサモ
ータを運転するためのインバータ装置に適用した第１実
施例につき第１図及び第２図を参照して説明する。
ータを運転するためのインバータ装置に適用した第１実
施例につき第１図及び第２図を参照して説明する。
インバータ主回路１１の構成は従来と同様であり、Ｕ、
Ｖ、Ｗの各相のアームに計６個のスイッチング素子たる
ＮＰＮ形のトランジスタ１２〜１７を配して三相ブリッ
ジ形に構成されている。このトランジスタ１２〜１７は
、ＰＷＭ信号発生回路１８から出力されるＰＷＭ信号に
基づきベースドライブ回路１９を介してオンオフが制御
され、これにより端子Ｕ、Ｖ、Ｗ間に交流電圧が出力さ
れる。ＰＷＭ信号発生回路１８は、従来と同様にキャリ
ア信号たる三角波と制御信号たる正弦波とを比較してＰ
ＷＭ信号を生成する周知の正弦波・三角波比較方式を採
用しており、得られるＰＷＭ信号Ｕ’、Ｕ−、Ｖ”、Ｖ
−、Ｗ”、Ｗ−は第５図に示した通りである。また、こ
のＰＷＭ信号発生回路１８は、ＣＰＵ２０に与えられる
運転周波数指令ｆ本に基づき動作し、運転周波数指令ｆ
７が高くなると制御信号の周波数を高めると共にその振
幅を大きくして制御率を大きくし、インバータ主回路１
１の出力電圧Ｖと出力周波数Ｆとの比（Ｖ／Ｆ）が一定
になるようにＰＷＭ信号が生成される。
Ｖ、Ｗの各相のアームに計６個のスイッチング素子たる
ＮＰＮ形のトランジスタ１２〜１７を配して三相ブリッ
ジ形に構成されている。このトランジスタ１２〜１７は
、ＰＷＭ信号発生回路１８から出力されるＰＷＭ信号に
基づきベースドライブ回路１９を介してオンオフが制御
され、これにより端子Ｕ、Ｖ、Ｗ間に交流電圧が出力さ
れる。ＰＷＭ信号発生回路１８は、従来と同様にキャリ
ア信号たる三角波と制御信号たる正弦波とを比較してＰ
ＷＭ信号を生成する周知の正弦波・三角波比較方式を採
用しており、得られるＰＷＭ信号Ｕ’、Ｕ−、Ｖ”、Ｖ
−、Ｗ”、Ｗ−は第５図に示した通りである。また、こ
のＰＷＭ信号発生回路１８は、ＣＰＵ２０に与えられる
運転周波数指令ｆ本に基づき動作し、運転周波数指令ｆ
７が高くなると制御信号の周波数を高めると共にその振
幅を大きくして制御率を大きくし、インバータ主回路１
１の出力電圧Ｖと出力周波数Ｆとの比（Ｖ／Ｆ）が一定
になるようにＰＷＭ信号が生成される。
さて、インバータ主回路１１に直流電力を供給するため
の整流回路２１は、第１図に示すように、直流出力電圧
が異なる全波整流と倍電圧整流との２つの整流方式のい
ずれかに切換可能に構成されている。即ち、単相の交流
電源２２の両岸線間には一般的な単相ブリッジ整流回路
２３が設けられ、その正負の両直流出力端子はインバー
タ主回路１１の両母線に接続されると共に、両端子間に
平滑コンデンサ２４が接続されている。また、両直流出
力端子間には、２個の平滑コンデンサ２５．２６が直列
接続され、その共通接続点と一方の交流入力ラインとの
間には前記ＣＰＵ２０によりオンオフ制御されるトライ
アック２７が接続されている。これにより、トライアッ
ク２７をオフ状態にすると整流回路２１は全波整流方式
となり、交流電源２２の電源電圧が実効値で１００ｖの
ときには、直流１４１ Ｖをインバータ主回路１１に出
力し、トライアック２７をオン状態とすると倍電圧整流
方式となって直流２８２ｖを出力するようになる。
の整流回路２１は、第１図に示すように、直流出力電圧
が異なる全波整流と倍電圧整流との２つの整流方式のい
ずれかに切換可能に構成されている。即ち、単相の交流
電源２２の両岸線間には一般的な単相ブリッジ整流回路
２３が設けられ、その正負の両直流出力端子はインバー
タ主回路１１の両母線に接続されると共に、両端子間に
平滑コンデンサ２４が接続されている。また、両直流出
力端子間には、２個の平滑コンデンサ２５．２６が直列
接続され、その共通接続点と一方の交流入力ラインとの
間には前記ＣＰＵ２０によりオンオフ制御されるトライ
アック２７が接続されている。これにより、トライアッ
ク２７をオフ状態にすると整流回路２１は全波整流方式
となり、交流電源２２の電源電圧が実効値で１００ｖの
ときには、直流１４１ Ｖをインバータ主回路１１に出
力し、トライアック２７をオン状態とすると倍電圧整流
方式となって直流２８２ｖを出力するようになる。
上記構成においては、運転周波数ｆの最大値をｆ ＭＡ
Ｘとすると、ｆ ＭＡＸ≧ｆ＞ｆＭＡｘ／２の範囲では
トライアック２７はオン状態にされて整流回路２１が倍
電圧整流方式となり、インバータ主回路１１に直流２８
２ｖが出力される。そして、ＰＷＭ信号発生回路１８は
、制御信号を運転周波数指令ｆ５に応じた周波数及び振
幅として交流出力のＶ／ｆが一定となるようなＰＷＭ信
号を発生させる。また、交流出力電圧Ｖが所定値以下と
なるとき、例えば運転周波数ｆがｆＭＡｘ／２≧ｆとな
るときには、トライアック２７はオフ状態にされて整流
回路２０が全波整流方式となり、インバータ主回路１１
に直流１４１Ｖが出力される。そして、この場合にはＰ
ＷＭ信号発生回路１８における制御信号の振幅指令ひい
ては制御率は上述の場合の２倍とされる。この結果、イ
ンバータ主回路１１への入力端子が直流１４１Ｖであっ
て上述の場合の１／２となっているというり１情のもと
でも、交流出力電圧Ｖは第２図に示すようにＶ／ｆが一
定となる値となる。
Ｘとすると、ｆ ＭＡＸ≧ｆ＞ｆＭＡｘ／２の範囲では
トライアック２７はオン状態にされて整流回路２１が倍
電圧整流方式となり、インバータ主回路１１に直流２８
２ｖが出力される。そして、ＰＷＭ信号発生回路１８は
、制御信号を運転周波数指令ｆ５に応じた周波数及び振
幅として交流出力のＶ／ｆが一定となるようなＰＷＭ信
号を発生させる。また、交流出力電圧Ｖが所定値以下と
なるとき、例えば運転周波数ｆがｆＭＡｘ／２≧ｆとな
るときには、トライアック２７はオフ状態にされて整流
回路２０が全波整流方式となり、インバータ主回路１１
に直流１４１Ｖが出力される。そして、この場合にはＰ
ＷＭ信号発生回路１８における制御信号の振幅指令ひい
ては制御率は上述の場合の２倍とされる。この結果、イ
ンバータ主回路１１への入力端子が直流１４１Ｖであっ
て上述の場合の１／２となっているというり１情のもと
でも、交流出力電圧Ｖは第２図に示すようにＶ／ｆが一
定となる値となる。
このように本実施例では、交流出力電圧Ｖが所定値以下
とされる場合には、整流回路２０が低電圧出力の整流方
式に切換わってインバータ主回路１１への入力電圧が低
くなるから、低電圧出力時におけるＰＷＭ信号発生回路
１８の制御率は従来の倍とすることができる。これによ
り、ＰＷＭ信号発生回路１８の制御率が過剰に低くなっ
てインバータ主回路１１の交流出力電圧■に高調波成分
が増大することを確実に防止することができ、モータ効
率の向上、騒音の低減を図ることができるものである。
とされる場合には、整流回路２０が低電圧出力の整流方
式に切換わってインバータ主回路１１への入力電圧が低
くなるから、低電圧出力時におけるＰＷＭ信号発生回路
１８の制御率は従来の倍とすることができる。これによ
り、ＰＷＭ信号発生回路１８の制御率が過剰に低くなっ
てインバータ主回路１１の交流出力電圧■に高調波成分
が増大することを確実に防止することができ、モータ効
率の向上、騒音の低減を図ることができるものである。
因みに、キャリア信号の周波数が２ＷＨＩＺである場合
において、運転周波数が３０Ｈ２、出力電圧が８５Ｖの
ときは、整流回路の出力電圧が２８２■である従来構成
では制御率を０．３７５としなくてはならず、交流出力
電圧の歪率が１５０．６％となったところ、本実施例で
は制御率を倍の０．７５にでき、歪率を約半分の８５％
とすることができた。
において、運転周波数が３０Ｈ２、出力電圧が８５Ｖの
ときは、整流回路の出力電圧が２８２■である従来構成
では制御率を０．３７５としなくてはならず、交流出力
電圧の歪率が１５０．６％となったところ、本実施例で
は制御率を倍の０．７５にでき、歪率を約半分の８５％
とすることができた。
また、このように優れた効果を奏するものでありながら
、直流出力電圧の切換は整流回路２１の整流方式の切換
に基づき行うようにしているから、従来に比べ、整流回
路のわずかな変更で済ますことができ、回路構成を著し
く簡ｔ１ｔにすることができる。
、直流出力電圧の切換は整流回路２１の整流方式の切換
に基づき行うようにしているから、従来に比べ、整流回
路のわずかな変更で済ますことができ、回路構成を著し
く簡ｔ１ｔにすることができる。
尚、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、整
流方式としては種々のものが採用可能である。例えば、
単相３線式では第３図に示す第２実施例のように構成す
ることができる（同図ではインバータ主回路を省略して
示す）。これは、サイリスク２８．２９が導通したとき
にはサイリスク２８．２９及びダイオード３０．３１か
らなる実効値２００ｖ入力の単相ブリッジ整流方式とな
って直流２８２Ｖが得られ、サイリスタ２８．２９が非
導通状態となるときにはダイオード３０，３１゜３２か
らなる実効ｌｉｔ！ １００Ｖ人力の単相全波整流（二
相半波整流）方式となって直流！４！■が得られる。ま
た、図示はしないが、４倍電圧整流方式を併用して３種
類の直流出力電圧を得るようにしても良く、或いはＰＷ
Ｍ信号の生成方式は正弦波・三角波比較方式に限らず電
圧・周波数に応じた所定のパターンを予めメモリーに記
憶させておくパターン制御方式であってもよい等、本発
明は要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施するこ
とができる。
流方式としては種々のものが採用可能である。例えば、
単相３線式では第３図に示す第２実施例のように構成す
ることができる（同図ではインバータ主回路を省略して
示す）。これは、サイリスク２８．２９が導通したとき
にはサイリスク２８．２９及びダイオード３０．３１か
らなる実効値２００ｖ入力の単相ブリッジ整流方式とな
って直流２８２Ｖが得られ、サイリスタ２８．２９が非
導通状態となるときにはダイオード３０，３１゜３２か
らなる実効ｌｉｔ！ １００Ｖ人力の単相全波整流（二
相半波整流）方式となって直流！４！■が得られる。ま
た、図示はしないが、４倍電圧整流方式を併用して３種
類の直流出力電圧を得るようにしても良く、或いはＰＷ
Ｍ信号の生成方式は正弦波・三角波比較方式に限らず電
圧・周波数に応じた所定のパターンを予めメモリーに記
憶させておくパターン制御方式であってもよい等、本発
明は要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施するこ
とができる。
［発明の効果］
本発明は以上述べたように、インバータ主回路の交流出
力電圧を所定値以下にするときには、整流回路を低電圧
出力の整流方式に切換えるようにしたところに特徴を有
し、この結果、低電圧出力時にＰＷＭ信号発生回路の制
御率を小さくせずとも済むようになって簡単な回路構成
で交流出力電圧の高調波成分を低く抑えることができる
という優れた効果を奏する。
力電圧を所定値以下にするときには、整流回路を低電圧
出力の整流方式に切換えるようにしたところに特徴を有
し、この結果、低電圧出力時にＰＷＭ信号発生回路の制
御率を小さくせずとも済むようになって簡単な回路構成
で交流出力電圧の高調波成分を低く抑えることができる
という優れた効果を奏する。
第１図及び第２図は本発明の第１実施例を示し、第１図
は全体の回路図、第２図はインバータ主回路の周波数−
電圧特性を示すグラフ、第３図は本発明の第２実施例を
示す整流回路の回路図、第４図は従来のＰＷＭインバー
タ装置を示す回路図、第５図はＰＷＭ信号の生成原理を
示す電圧波形図である。 図面中、１１はインバータ主回路、１２〜１７はスイッ
チング素子、１８はＰＷＭ信号発生回路、２１は整流回
路、２２は交流電源である。 出願人 株式会社 東 芝 第 ３ 図 第 ４ 図
は全体の回路図、第２図はインバータ主回路の周波数−
電圧特性を示すグラフ、第３図は本発明の第２実施例を
示す整流回路の回路図、第４図は従来のＰＷＭインバー
タ装置を示す回路図、第５図はＰＷＭ信号の生成原理を
示す電圧波形図である。 図面中、１１はインバータ主回路、１２〜１７はスイッ
チング素子、１８はＰＷＭ信号発生回路、２１は整流回
路、２２は交流電源である。 出願人 株式会社 東 芝 第 ３ 図 第 ４ 図
Claims (1)
- １、交流電源を整流する整流回路と、この整流回路から
の直流出力をスイッチングするインバータ主回路と、こ
のインバータ主回路のスイッチング素子をＰＷＭ信号に
基づき制御することにより前記インバータ主回路の交流
出力電圧を制御可能にするＰＷＭ信号発生回路とを備え
たものにおいて、前記整流回路を直流出力電圧が異なる
複数の整流方式のいずれかに切換可能に構成し、前記イ
ンバータ主回路の交流出力電圧を所定値以下にするとき
には前記整流回路を低電圧出力の整流方式に切換えるよ
うにしたことを特徴とするＰＷＭ制御インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63229254A JPH0279775A (ja) | 1988-09-13 | 1988-09-13 | Ｐｗｍ制御インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63229254A JPH0279775A (ja) | 1988-09-13 | 1988-09-13 | Ｐｗｍ制御インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0279775A true JPH0279775A (ja) | 1990-03-20 |
Family
ID=16889228
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63229254A Pending JPH0279775A (ja) | 1988-09-13 | 1988-09-13 | Ｐｗｍ制御インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0279775A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0549260A (ja) * | 1991-08-06 | 1993-02-26 | Yashima Koki Kk | 単相電力を３相に変換する変相器 |
| KR100364544B1 (ko) * | 2000-06-26 | 2002-12-16 | 엘지전자 주식회사 | 스위치 4개를 이용한 3상 인버터의 전압 보상회로 및 방법 |
| CN102299644A (zh) * | 2011-08-23 | 2011-12-28 | 东北电网有限公司 | 具有低电压穿越能力的变频器稳压电源装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60229673A (ja) * | 1984-04-27 | 1985-11-15 | Hitachi Ltd | インバ−タ |
| JPS61112576A (ja) * | 1984-11-07 | 1986-05-30 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | インバ−タ装置 |
-
1988
- 1988-09-13 JP JP63229254A patent/JPH0279775A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60229673A (ja) * | 1984-04-27 | 1985-11-15 | Hitachi Ltd | インバ−タ |
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| KR100364544B1 (ko) * | 2000-06-26 | 2002-12-16 | 엘지전자 주식회사 | 스위치 4개를 이용한 3상 인버터의 전압 보상회로 및 방법 |
| CN102299644A (zh) * | 2011-08-23 | 2011-12-28 | 东北电网有限公司 | 具有低电压穿越能力的变频器稳压电源装置 |
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