JPS6277871A - Ｐｗｍインバ−タの制御装置 - Google Patents
Ｐｗｍインバ−タの制御装置Info
- Publication number
- JPS6277871A JPS6277871A JP60216661A JP21666185A JPS6277871A JP S6277871 A JPS6277871 A JP S6277871A JP 60216661 A JP60216661 A JP 60216661A JP 21666185 A JP21666185 A JP 21666185A JP S6277871 A JPS6277871 A JP S6277871A
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- Japan
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- frequency
- inverter
- pwm
- voltage
- control circuit
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- Pending
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明はＰ Ｗ Ｍインバータの制御装置に関する。
［発明の技術的背景とその問題点］
ＰＷＭインバータの制御方法にはキャリア周波数をイン
バータ周波数に同期して変える同期式とキャリア周波数
固定の非同期式とがある。非同期式は制御回路が簡単な
反面、キャリア周波数とインバータ周波数との間のビー
ト現象を生じて電動機の運転が不安定になりやすい。
バータ周波数に同期して変える同期式とキャリア周波数
固定の非同期式とがある。非同期式は制御回路が簡単な
反面、キャリア周波数とインバータ周波数との間のビー
ト現象を生じて電動機の運転が不安定になりやすい。
同期式は不安定現象は生じにくいが、キャリア周波数或
いはインバータ周波数に応じ、適宜インバータ周波数と
キャリア周波数との周波数比を切り換えることが必要と
なり以下の問題点を生じる。
いはインバータ周波数に応じ、適宜インバータ周波数と
キャリア周波数との周波数比を切り換えることが必要と
なり以下の問題点を生じる。
第３図において、１はインバータ周波数を設定する周波
数設定器、２はインバータ周波数に対するインバータ出
力電圧の関数（Ｖ／Ｆ関数）を定める関数発生器、３は
周波数設定器１から与えられる設定値ｆに応じた周波数
、関数発生器２から与えられる電圧指令ＩＩ Ｖ ’に
比例した大きざの基本波成分を有する３相ＰＷＭ信号を
発生する同期式正弦波ＰＷＭ制御回路、４ａ〜４ｃは同
期式正弦波ＰＷＭ回路の出力する３相ＰＷＭ信号の論理
を反転して出力するＮＯＴ回路、５０〜５ｚは同期式正
弦波ＰＷＭ回路３およびＮＯＴ回路４８〜４Ｃの出力す
るＰＷＭ信号のオフ指令からオン指令への移行時のみタ
イミングを遅延させるオンディレィ回路、６はインバー
タ、７は直流電源、８は誘導電動機である。
数設定器、２はインバータ周波数に対するインバータ出
力電圧の関数（Ｖ／Ｆ関数）を定める関数発生器、３は
周波数設定器１から与えられる設定値ｆに応じた周波数
、関数発生器２から与えられる電圧指令ＩＩ Ｖ ’に
比例した大きざの基本波成分を有する３相ＰＷＭ信号を
発生する同期式正弦波ＰＷＭ制御回路、４ａ〜４ｃは同
期式正弦波ＰＷＭ回路の出力する３相ＰＷＭ信号の論理
を反転して出力するＮＯＴ回路、５０〜５ｚは同期式正
弦波ＰＷＭ回路３およびＮＯＴ回路４８〜４Ｃの出力す
るＰＷＭ信号のオフ指令からオン指令への移行時のみタ
イミングを遅延させるオンディレィ回路、６はインバー
タ、７は直流電源、８は誘導電動機である。
インバータ６のＵ、Ｖ、Ｗ相出力端子と直流電３１７の
プラス側との間に接続される自己消弧可能なスイッチ素
子のオン／オフはそれぞれオンディレィ回路５Ｕ、５Ｖ
、５Ｗの出力により制御され、Ｕ、Ｖ、Ｗ相出力端子と
直流１１１１７のマイナス側との間に接続される自己消
弧可能なスイッチ素子のオン／オフはそれぞれオンディ
レィ回路５Ｘ。
プラス側との間に接続される自己消弧可能なスイッチ素
子のオン／オフはそれぞれオンディレィ回路５Ｕ、５Ｖ
、５Ｗの出力により制御され、Ｕ、Ｖ、Ｗ相出力端子と
直流１１１１７のマイナス側との間に接続される自己消
弧可能なスイッチ素子のオン／オフはそれぞれオンディ
レィ回路５Ｘ。
５Ｙ、５Ｚの出力により制御される。
インバータ６はオンディレィ回路５Ｕ〜５Ｚを介して与
えられるＰＷＭ信号にもとづき、直流電＋１１７より与
えられる直流電圧を３相交流電圧に変換し、誘導電動機
８に給電する。
えられるＰＷＭ信号にもとづき、直流電＋１１７より与
えられる直流電圧を３相交流電圧に変換し、誘導電動機
８に給電する。
関数発生器２はＶ／Ｆ比の調整、或いは低速域での電圧
の強め補償をおこなうためのものであるが、簡単のため
強め補償なし、すなわち完全Ｖ／Ｆ一定として説明する
。
の強め補償をおこなうためのものであるが、簡単のため
強め補償なし、すなわち完全Ｖ／Ｆ一定として説明する
。
前記したように同期式の場合インバータ周波数とキャリ
ア周波数との周波数比率を切り換え、広いインバータ周
波数範囲にわたってキャリア周波数を所定範囲に収める
必要がある。この切り換え方法にはインバータ周波数に
応じて切り換える方法と変調周波数、或いはその周期に
応じて切り換える方法とがある。ここでは、変調周波数
の周期を測定し、その周期を所定最大周期、最小周期と
比較して測定周期がその間に収まるよう切り換えを行な
う方法とする。このような切り換えを行なっている同期
式正弦波ＰＷＭ回路としては、例えば「特開昭５８−４
６８６９号公報」が知られている。今、同期式正弦波Ｐ
ＷＭ回路３でほぼ理想的なＰＷＭが行なわれているとす
る。すなわち同期式正弦波ＰＷＭ回路３の出力するＰＷ
Ｍ信号の基本波成分の周波数は周波数指令値に等しく、
基本波成分の大きさは電圧指令値に比例しているとする
。
ア周波数との周波数比率を切り換え、広いインバータ周
波数範囲にわたってキャリア周波数を所定範囲に収める
必要がある。この切り換え方法にはインバータ周波数に
応じて切り換える方法と変調周波数、或いはその周期に
応じて切り換える方法とがある。ここでは、変調周波数
の周期を測定し、その周期を所定最大周期、最小周期と
比較して測定周期がその間に収まるよう切り換えを行な
う方法とする。このような切り換えを行なっている同期
式正弦波ＰＷＭ回路としては、例えば「特開昭５８−４
６８６９号公報」が知られている。今、同期式正弦波Ｐ
ＷＭ回路３でほぼ理想的なＰＷＭが行なわれているとす
る。すなわち同期式正弦波ＰＷＭ回路３の出力するＰＷ
Ｍ信号の基本波成分の周波数は周波数指令値に等しく、
基本波成分の大きさは電圧指令値に比例しているとする
。
ところが、実際に第３図の構成にて誘導電動機８を運転
すると周波数切り換えの前後で電圧値がジャンプすると
いう結果を得る。これを第４図に示す。第４図において
（Ａ）はインバータ周波数ｆと変調周波数ｆｍとの関係
を示す図、（Ｂ）はそのときのインバータ周波数チとイ
ンバータ出力電圧Ｖとの関係を示す図である。インバー
タ周波数チ１．ｆ２にて変調周波数は最大周波数ｌ１ｎ
２（最小周期Ｔｍ２）、或いは最小周波数ｆｍｌ（最大
周期Ｔｌ１ｔ）に達し、周波数比率の切り換えがおこな
われる。このとき変調周波数の低い間、すなわち変調周
波数の周期Ｔｍが大きい間はほぼ電圧指令値Ｖ′に近い
出力電圧■が得られるが、変調周波数が高くなり、周期
Ｔｌｌ１が小さくなるにつれインバータ出力電圧■は指
令値Ｖ″よりも小さくなってしまう。これは、インバー
タのアーム短絡からスイッチ素子を保護するために設け
られている前記オンディレィ回路５Ｕ〜５Ｚ、とスイッ
チ素子の動作遅れ時間などに起因するものと考えられる
。
すると周波数切り換えの前後で電圧値がジャンプすると
いう結果を得る。これを第４図に示す。第４図において
（Ａ）はインバータ周波数ｆと変調周波数ｆｍとの関係
を示す図、（Ｂ）はそのときのインバータ周波数チとイ
ンバータ出力電圧Ｖとの関係を示す図である。インバー
タ周波数チ１．ｆ２にて変調周波数は最大周波数ｌ１ｎ
２（最小周期Ｔｍ２）、或いは最小周波数ｆｍｌ（最大
周期Ｔｌ１ｔ）に達し、周波数比率の切り換えがおこな
われる。このとき変調周波数の低い間、すなわち変調周
波数の周期Ｔｍが大きい間はほぼ電圧指令値Ｖ′に近い
出力電圧■が得られるが、変調周波数が高くなり、周期
Ｔｌｌ１が小さくなるにつれインバータ出力電圧■は指
令値Ｖ″よりも小さくなってしまう。これは、インバー
タのアーム短絡からスイッチ素子を保護するために設け
られている前記オンディレィ回路５Ｕ〜５Ｚ、とスイッ
チ素子の動作遅れ時間などに起因するものと考えられる
。
このため、インバータのＶ／Ｆ特性をモータに合せて関
数発生器２で設定しても運転周波数によっては必ずしも
適切な電圧とならず、モータの運転効率を低下させる。
数発生器２で設定しても運転周波数によっては必ずしも
適切な電圧とならず、モータの運転効率を低下させる。
［発明の目的］
本発明は、これを解決するためになされたもので周波数
切り換え時に生じる電圧のジャンプ邑を軽減し、与えら
れるＶ／Ｆ曲線にほぼ忠実なＶ／Ｆ特性を得られるよう
なＰＷＭインバータの制御装置を提供することを目的と
する。
切り換え時に生じる電圧のジャンプ邑を軽減し、与えら
れるＶ／Ｆ曲線にほぼ忠実なＶ／Ｆ特性を得られるよう
なＰＷＭインバータの制御装置を提供することを目的と
する。
［発明の概要コ
出力電圧の指令に対する偏差量は変調周波数の低い範囲
では小さく、変調周波数が高くなるにつれ大きくなる。
では小さく、変調周波数が高くなるにつれ大きくなる。
これはインバータ周波数の１周期間に含まれる前記オン
ディレィ回路５Ｕ〜５Ｚによって生じるオンの遅延時間
すなわち出力電圧の不定な期間がインバータ周波数の１
周期に対して占める割合が変調周波数とともに増加する
ためである。
ディレィ回路５Ｕ〜５Ｚによって生じるオンの遅延時間
すなわち出力電圧の不定な期間がインバータ周波数の１
周期に対して占める割合が変調周波数とともに増加する
ためである。
本発明は同期式正弦波ＰＷＭ回路３に変調周波数が低い
間はほぼ指令値どおりの基本波成分を含むＰＷＭ信号を
発生させ、変調周波数が高くなるにつれて指令値よりも
大きめの基本波成分を含むＰＷＭ信号を発生させること
により、前記インバ−タの出力電圧が指令値よりも小さ
くなる現采を相殺し、はぼ指令値どおりの出力電圧を得
ようとするものである。
間はほぼ指令値どおりの基本波成分を含むＰＷＭ信号を
発生させ、変調周波数が高くなるにつれて指令値よりも
大きめの基本波成分を含むＰＷＭ信号を発生させること
により、前記インバ−タの出力電圧が指令値よりも小さ
くなる現采を相殺し、はぼ指令値どおりの出力電圧を得
ようとするものである。
［発明の実施例〕
第１図は本発明の一実施例を示す構成図である。
第１図において、１〜８は第３図と同一構成要素である
。同期式正弦波ＰＷＭ回路３は周波数切換のために測定
しているキャリア周波数の周期に比例した値Ｔｎ＋を加
算器９に出力する。加算器９はこの周期Ｔｍと補正量設
定器１０の設定値ΔＴｍとを加算しくＴｌ１ｌ＋ΔＴ＋
ｎ）を出力する。１１は乗算器で（Ｔｍ＋ΔＴｍ ＞と
関数発生器２の出力する電圧指令値とを乗算し、（Ｔ＊
＋ΔＴｍ ）・ＶＨを出力する。１２は除算器であり、
周期Ｔｍで乗算器１１の出力（Ｔｌｌｌ＋６７ｍ）・■
０を除の出力は同期式正弦波ＰＷＭ回路２に電圧指令と
して与えられる同期式正弦波ＰＷＭ回路３はこの電圧指
令に応じた大きさで周波数設定器１から与えられる周波
数の基本波成分を有するＰＷＭ信号を発生し、このＰＷ
Ｍ信号はＮＯＴ回路４８〜４Ｃ１及びオンディレィ回路
５Ｕ〜５Ｚを介しインバータ６に与えられ、対応するス
イッチ素子のオン／オフを制御し、誘導電動機８に供給
する電圧の大きさ、周波数を制御する。
。同期式正弦波ＰＷＭ回路３は周波数切換のために測定
しているキャリア周波数の周期に比例した値Ｔｎ＋を加
算器９に出力する。加算器９はこの周期Ｔｍと補正量設
定器１０の設定値ΔＴｍとを加算しくＴｌ１ｌ＋ΔＴ＋
ｎ）を出力する。１１は乗算器で（Ｔｍ＋ΔＴｍ ＞と
関数発生器２の出力する電圧指令値とを乗算し、（Ｔ＊
＋ΔＴｍ ）・ＶＨを出力する。１２は除算器であり、
周期Ｔｍで乗算器１１の出力（Ｔｌｌｌ＋６７ｍ）・■
０を除の出力は同期式正弦波ＰＷＭ回路２に電圧指令と
して与えられる同期式正弦波ＰＷＭ回路３はこの電圧指
令に応じた大きさで周波数設定器１から与えられる周波
数の基本波成分を有するＰＷＭ信号を発生し、このＰＷ
Ｍ信号はＮＯＴ回路４８〜４Ｃ１及びオンディレィ回路
５Ｕ〜５Ｚを介しインバータ６に与えられ、対応するス
イッチ素子のオン／オフを制御し、誘導電動機８に供給
する電圧の大きさ、周波数を制御する。
前述の如く構成された本発明の動作を第２図を参照して
説明する。
説明する。
第２図＜Ａ）の如く、従来例の場合と同様な周波数切り
換えを行なっているとする。また簡単のため関数発生器
２も単なる定数であり、Ｖ／Ｆ一定となるような電圧指
令Ｖ′を出力しているとする。これ第２図（Ｂ）にて点
線で示す。このとき同期式正弦波ＰＷＭ回路２に与えら
れる補正後の電圧指令Ｖ′は Ｔｍ＋ΔＴｍ ｙ ／ ＝ｖ＊ Ｔｍ である。６１ｍの値は補正！ｌ設定器１０にて設定され
る一定値であるのに対し、Ｔｎ＋の値はキャリア周波数
によって変化する。キャリア周波数が低いときにはＴｍ
の値は大きく、キャリア周波数が高いときにはＴｍの値
は小さい。
換えを行なっているとする。また簡単のため関数発生器
２も単なる定数であり、Ｖ／Ｆ一定となるような電圧指
令Ｖ′を出力しているとする。これ第２図（Ｂ）にて点
線で示す。このとき同期式正弦波ＰＷＭ回路２に与えら
れる補正後の電圧指令Ｖ′は Ｔｍ＋ΔＴｍ ｙ ／ ＝ｖ＊ Ｔｍ である。６１ｍの値は補正！ｌ設定器１０にて設定され
る一定値であるのに対し、Ｔｎ＋の値はキャリア周波数
によって変化する。キャリア周波数が低いときにはＴｍ
の値は大きく、キャリア周波数が高いときにはＴｍの値
は小さい。
したがって補正後の電圧指令ｖ′はもとの電圧指令より
大きく修正されることには変りないが、キャリア周波数
が低い間はその修正量は小さく、変調周波数が高くなる
につれて修正量は大きくなる。またもとの電圧指令に対
する乗算にて補正しているから、補正量は電圧指令の大
きさにも比例し、補正後の電圧指令とインバータ周波数
では第２図（Ｂ）に実線で示したような関係となる。こ
のようなＰＷＭ信号でインバータを運転し、誘導電動機
を駆動することにより、従来例の場合に生じたＰＷＭ信
号の含む基本波成分より実際の出力電圧が小さくなる現
象を相殺する。したがって、ΔＴｌ１１の値を適切に調
整することによりインバータ出力電圧Ｖを本来の電圧指
令値Ｖ′に等しくすることができる。
大きく修正されることには変りないが、キャリア周波数
が低い間はその修正量は小さく、変調周波数が高くなる
につれて修正量は大きくなる。またもとの電圧指令に対
する乗算にて補正しているから、補正量は電圧指令の大
きさにも比例し、補正後の電圧指令とインバータ周波数
では第２図（Ｂ）に実線で示したような関係となる。こ
のようなＰＷＭ信号でインバータを運転し、誘導電動機
を駆動することにより、従来例の場合に生じたＰＷＭ信
号の含む基本波成分より実際の出力電圧が小さくなる現
象を相殺する。したがって、ΔＴｌ１１の値を適切に調
整することによりインバータ出力電圧Ｖを本来の電圧指
令値Ｖ′に等しくすることができる。
［発明の効果］
以上説明のように、本発明によれば、波形の安定性にす
ぐれ、誘！１１［１運転時に乱調現象を生じにくい同期
式ＰＷＭ方式の弱点であってパルスｉ切換点前後での電
圧ジャンプを減少させることができる。
ぐれ、誘！１１［１運転時に乱調現象を生じにくい同期
式ＰＷＭ方式の弱点であってパルスｉ切換点前後での電
圧ジャンプを減少させることができる。
したがってほぼ関数発生器２で設定したとおりのＶ／Ｆ
特性を得ることができ、全範囲にわたって効率良く運転
することができる。また、前記補償量ΔＴｍはインバー
タの主回路素子の遅れと制御回路のオンディレィ回路の
遅延時間との関係により定まるものであるから、いった
んあるＶ／Ｆ曲線において、適切に調整しておけばＶ／
Ｆ比を変更したときに補償量ΔＴｌ１１を調整しなおす
必要がない。
特性を得ることができ、全範囲にわたって効率良く運転
することができる。また、前記補償量ΔＴｍはインバー
タの主回路素子の遅れと制御回路のオンディレィ回路の
遅延時間との関係により定まるものであるから、いった
んあるＶ／Ｆ曲線において、適切に調整しておけばＶ／
Ｆ比を変更したときに補償量ΔＴｌ１１を調整しなおす
必要がない。
第１図は本発明のＰＷＭインバータの制御装置の制御構
成図、第２図は本発明の動作説明図、第３図は従来のＰ
ＷＭインバータの制御装置の制御構成図、第４図は従来
例の動作説明図である。 １・・・周波数設定器、２・・・関数発生器、３・・・
同期式正弦波ＰＷＭ回路、４ａ〜４Ｃ・・・ＮＯＴ回路
、５Ｕ〜５Ｚ・・・オンディレィ回路、６・・・インバ
ータ、７・・・直流電源、８・・・誘導電動機、９・・
・加算器、１０・・・補正固設定器、１１・・・乗算器
、１２・・・除算器。
成図、第２図は本発明の動作説明図、第３図は従来のＰ
ＷＭインバータの制御装置の制御構成図、第４図は従来
例の動作説明図である。 １・・・周波数設定器、２・・・関数発生器、３・・・
同期式正弦波ＰＷＭ回路、４ａ〜４Ｃ・・・ＮＯＴ回路
、５Ｕ〜５Ｚ・・・オンディレィ回路、６・・・インバ
ータ、７・・・直流電源、８・・・誘導電動機、９・・
・加算器、１０・・・補正固設定器、１１・・・乗算器
、１２・・・除算器。
Claims (1)
- 入力される周波数指令、および電圧指令に応じた周波数
、電圧の基本波成分を有するＰＷＭ信号を発生する同期
式ＰＷＭ回路を用いたＰＷＭインバータの制御装置にお
いて、搬送波の周期をＴｍ、所定値ΔＴｍとするとき、
｛（Ｔｍ＋ΔＴｍ）／Ｔｍ｝を本来の電圧指令に乗じて
補正した信号を同期式ＰＷＭ制御回路の電圧指令をとし
て入力することを特徴とするＰＷＭインバータの制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60216661A JPS6277871A (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60216661A JPS6277871A (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6277871A true JPS6277871A (ja) | 1987-04-10 |
Family
ID=16691947
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60216661A Pending JPS6277871A (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6277871A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5210426A (en) * | 1990-10-12 | 1993-05-11 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Electron beam irradiation device and method of manufacturing an electron beam permeable window |
-
1985
- 1985-09-30 JP JP60216661A patent/JPS6277871A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5210426A (en) * | 1990-10-12 | 1993-05-11 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Electron beam irradiation device and method of manufacturing an electron beam permeable window |
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