JPS6274347A

JPS6274347A - 診断用超音波システム

Info

Publication number: JPS6274347A
Application number: JP21605485A
Authority: JP
Inventors: テランス・マトザツク
Original assignee: Dymax Corp
Current assignee: Dymax Corp
Priority date: 1985-09-27
Filing date: 1985-09-27
Publication date: 1987-04-06

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）この発明は、診断用超名波システム、特に、リアルタイ
ムの位置と速度情報を与えるシグナル処理の超音波シス
テムに関づるもので、例えば、血管中の血流速度のアナ
ログまたはデジタル表示に適づるよう処理する診断シス
テムである。

（従来の技術）数年来、臨床的な超音波システムを用いた測定は、生体
の１１織の構造あるいｔよそこを流れる血流のイメージ
を１りるため、パルス波ないし連続波の超音波技術のい
ずれかを使用してきた。観察しようとする組織が不均一
な溶液状なので、そこへ伝達され、そしてその後組織か
ら反射してくるシグナルは似しく弱められるわけである
。

連続性のない患者組織の中へ入っＩこ音響シグナルの進
路が人さくプれば大きい程シグナルはますより小さくな
りその上変化する。

前述したシステムはゲインの時間制御のような補償技術
をも含む。その技術により、患者組織中で減衰されたシ
グナルを補正する。

同様に、他の補正技術も、処理のばらつきの程度に応じ
、作動するようになっている。そうした補正技術がいろ
いろと設置ノられているにも拘らず問題点も残っている
。その問題点のうち代表的なものは、検査すべき患者の
皮膚表面と超音波プローブ内のトランスジューサーとの
間に発生する多くの反射である。その上、より深部のシ
グナルをとらえようとレベルを上げた場合には、シグナ
ルは集める事自体が不可能になってしまうほど弱められ
、焦点化できなくなり写し出そうとする画像情報を不明
瞭にしてしまう。

これらの問題は、ドツプラーシステムが特に一つのシグ
ナル伝達モデルとして使われているので全てに適用する
のに無理があるという事でそのままになっている。

従って、この解像度、そしてドツプラーないしパルスド
ツプラー系の用途というものも残念ながら限られたもの
になってしまっている。

（発明の要約）本発明の超音波受信器は可変周波数、すなわち患者の組
織表面から反射するシグナルを広範囲の固定帯域受信器
でとらえ、深部を貫通づるシグナルの改良による解像と
相まって多七面反射というものを防ぐようになっている
。

本発明は又、水損によるシグナル感知をも含む。これは
以前から知られているよりも、より大きなシグナルのダ
イナミックレンジを超えて使用できるシグナルを供給す
るための相情報（ｐｈａｓｅｉｎｒｏｒｌｌａｔｉｏｎ
　）の回復を含む、特に使用可能な情報は、超音波シグ
ナルが受信器のノイズレベルの中に隠されてしまうよう
な時に提供される。

その上、シグナルは特別な細部組織構造をも充分に描写
する。新規に加えられた細部情報は血流の速度特性を検
知するために用いられる。もし、それが静的ないし動的
な組織の状態の混ざった画像を提供するなら、本発明に
伴うシステムは同時に組織構造と血流速度シグナルを提
供する。

その上、本発明はシグナルを検知する超音波受信器を記
述する。それは組織反射反応から伝達脈波シグナルの関
係を固有に位相シフトし、シグナルの解像の強化をもた
らす。

本発明の大きな特徴は超音波受信器とトランスジューサ
ーのコンビネーションである。ここで、超音波トランス
ジューサーは伝達周波数に密接に関係しているが時間で
コントロールされたシグナル収集機能をもち、画像の鮮
朗さを容易にする。

（実施例）市販されているリアルタイムスキャナーの多くは、リニ
アー、等梯形または扇形スキャニングフォーマットを採
用している。　このフォーマットにおいては、垂直方向
は、出力パルス後に経過したエコ一時間及び患者に対す
る深度に比例する（これは、現在−膜化している概念で
ある定音速近似）。　超音波システムは、良く知られて
、１３す、例えば、１９８２年に刊行（発行元ニューヨ
クのアカデミツク番プレス）されたビータ−・アトキン
ソンとジョン・ビー・ウッドフック共著の「ドプラー・
ウルトラナウンドとその臨床所見」と題する著作物に紹
介されており、この明細書においても該著作物を参考文
献とする。　プローブの構成により、前記三つのスキャ
ニングフォーマットのいずれをも行なうことができ、電
子的に表示することができる。

第１図に示すプローブ２０は、リアルタイム超音波診断
に適しているもので、発振素子としての結晶体、例えば
水晶４は、軸８にそって音響パルス６を発振する。　こ
のパルスは、まず最初、音波を伝達する液体１０を通り
、ついで音波を通す窓１２を通過し、ざらに音波伝導を
良好とする接合ゼリー１４を通、って患者１６の体内に
達する。

診断すべき患者の臓器、例えば、腎臓１８からのエコー
は、軸８にそい、患者の皮膚１６、窓１２、液体１０を
経て水晶４へ戻る。　マイクロホンとして機能する水晶
４は、振幅、位相、時間の情報を含む弱い高周波（ＲＦ
）を発生し、これが一本線による診断情報としての表示
に結びつく。　駆動機構２４により、音響ビーム８は、
呼吸と心臓の動きに関連した脈動的な動きに十分フォロ
ーできるレート、例えば、毎秒２０回の速さで扇形領域
２６をスキャンする。

音パルスを発生する水晶４の機能を促進するには、例え
ば、第２図に示すようなアバランシェブレークダウン電
圧波形で水晶を駆動させればよい。　水晶４に波形３０
を印加させると、水晶の帯域幅によって、音響的に放射
するパルスが第３図のような波形となる。

第３図の電圧波形にｇＱｎの周波数スペクトラムは、か
なり広い。

第４図は、腹部スキャナーなどの一般的スキャナーの場
合における送信波３８の典型的な波形を示す。　患者の
体内から反射されたシグナルは、種々の理由により同じ
波形とならない。　この第１の理由は、人間の体の大部
分が周波数に比例して音を減衰させるからである。　す
なわち、体内へ入る多くの周波数をもつパルスは、同じ
周波数分布では戻らない。　体内の浅い部分からの反射
は、出力されるパルスに似た周波数分布と波形をもち、
体内の深い部分からの反射は、徐々に低周波側に寄った
波形となる。

第５図は、深部からのエコーが弱くなり、比較的高い周
波数の成分が少なくなっていることを示す。　すなわち
、第５図は、体内にお【プる位置の深度に異同がある腎
臓からの単一の特定の反射波形を示すもので、３ｃｍの
深さで体内に腎臓移植された患者における反射波形は、
表面反射のような浅い反射スペクトラム４０となり、中
間の反射波形４２は、痩せすぎの人間の腎臓（深さ６ｃ
ｎ＋）からの反射を示し、さらに、深部反射波形４４は
、ＩＥ満した人の腎ｉ＜深さ１３ｃｍ）からの反射を示
す。

前記したことは、深さが全体的に知られている解剖学的
特徴を目的に検知する場合、検知情報は、深さにより変
化し、この情報は、超高波スキャナーの信号処理により
処理されて、深度の変化を示す波形などのごジブルな情
報となることを示１゜第６図は、時間軸上での同一現象
を示す。

浅部反射５０は、送信されたパルス４８に近似した波形
をもち、中間部反射５２と深部反射５４は、深さを増す
ごとに徐々に低くなる中心周波数を示すが、その包絡線
と持続時間は、はぼ一定である。

第５図と第６図とを合わせて判断すると、包絡線の特性
は、水晶の共振特性“Ｑ″に関連していることが理解さ
れる。　しかしながら、エコーの周波数特性は、水晶の
基本共振周波数に関連した人間がもつ初期に高い中心共
鳴周波数として要約される。

多くの通信システムにおけると同様に、信号源（エコー
）と伝達媒体としての人間の身体を含むパルス・エコー
・サイクルは、最適条件のもとにおかれていなければな
らず、検知情報の回収がフルに行なわなければならない
。　特に、二次象限におけるダイナミック・レンジ（信
号対ノイズ比）は、同時に最適なものとされなければな
らない。　固定された焦点をもつ水晶は、例えば、ノエ
ーズドアレイ・トランスデユーサよりも前記条件にマツ
チしている。　また、このような水晶は、製造コストが
安く、値段の割には、高品質の測定情報が得られる。

しかしながら、前記したような固定された焦点をもつ水
晶機構の値段は、６ｍ１１１から４０ｍｍの液体を充満
した浴のスキン面（境界面）から離して設置された可動
の水晶機構のものと同じである。

このような患者との接触を防ぐような発振水晶の設置と
いう構成によってディスプレイされる情報としての１次
音響反射は、１ｃｎ＋の幅として表示され、ついで、２
．３．４ｃｍなどの幅としての減少する振幅の多重反響
が発生することになる〈第７図のとおり）。

このような多重エコーは、つぎのような事実による。　
すなわち、フロントカバーの内側からの最初の反響が水
晶に完全に吸収され４１いからであって、水晶は、第１
の反射の一部のみを吸収し、吸収されない音エネルギー
は、再反射されて第２のパルスとなり、このようにして
指数関数的に減衰しながら第３、第４のパルスの形で現
われる。

プローブが患者に接触すると、プローブのフロントカバ
ーからの第１の反射は、患者との密着により著しく減少
し、同様に多重エコーの連鎖も減少する。　しかしなが
ら、多重エコーは、冷所解釈に混乱が生ずるような高い
振幅（−２０〜−３０ｄＢ）における情報を表示してし
まう。

しかしながら、多重エコーの特性は、プローブに液体が
充填されているため、患者におけるエコーとは相違する
。　機械的プローブに一般的に使用される液体は、周波
数の二乗に比例して音波を吸収するものであるが、患者
の音波吸収は、周波数の第１のパワーに比例する。　高
い周波数の多重エコーを調べ、ついで低い周波数におい
ても調べると、第８図に示すように、それぞれの周波数
の振幅が比率を異にして指数関数的に減少していくこと
が観察できる。　患者の身体が下降スケール対深さの比
で周波数選択的になるという考えと、浅い深さにおいて
は、レシーバを低い周波数に感じないもとすることによ
って、多重エコーを抑制することが可能であることとを
組み合わせれば、各エコー・サイクルの間、周波数が高
帯域から低帯域へスライドする固定帯域でレシーバを操
作することにより、患者情報と多重混乱情報との比率を
最大にすることができる。

可変周波数固定帯域のレシーバは、伝送線の概念により
説明することもできる。　診断装置における水晶のイン
パルス・レスポンスに作用する組織の効果は、包絡線を
再構成した従来のパターンとして観察できる。　すなわ
ら、画素パケット情報ハＧａ１ＪＳＳｉａｎ（７）包絡
線またハ（Ｓｉｎ　ｋｔ／１０）　　”包絡線のいずれ
かにより多重化される連続波（ＣＷ）キャリアに近似す
る。　これを実用化されているテレビジョン技術の点か
らみると、チャンネルキャリアが徐々に下降しても、同
じ画像情報（上昇時間、軸上の解像）を受像することが
できる。　超音波との実際的関係は、コンスタントな絶
対帯域（一定の軸上の解像性をもつ）が第６図の比較的
コンスタントな包絡線５０，５２．５４に一致している
ことであり、また、患者の組織の一特性による変調に起
因するキャリヤ周波数の下降と深さとの関係は、レシー
バのチューニングを下方へスライドすることとエコー・
タイムとの関係に一致するということである。　第９図
のフィルター帯域６０．６２．６４と１ノで示されてい
る可変周波数固定帯域を使用すると、ビデオノイズに対
する最適軸上解像度が得られる。　さらに、波形の立ち
下がり部の存在により、低周波数に禁止帯を設け、近傍
領域の多重エコー６６を抑制し、高周波数に禁止帯を設
け、高帯域における画像ノイズ６８を減少する。

勿論、どの画像でも、レシーバのゲインは、エコ一時間
の係数により増加され、浅い部分における強いエコーよ
りも深い部分におけるエコーの方がより増幅される。　
この動的に変化するゲインは、時間ゲインＭＡ償（ＴＧ
Ｃ）と称されている。

移動可能な帯域を特徴とづる本発明による概念を実施化
すると、レシーバのパフ４−マンスは、第１０図の帯域
波形６０Ａ、６２Ａ、６４Ａに要約される重なり合いの
パターンとなる。

可変周波数固定帯域レシーバを使用すると、付加的な効
果が超音波トランスデユーサ水晶とのＩｌｌ連で生ずる
。　低周波＠（８４えば、２．６）ＩＨｚ）Ｆ作動する
超音波水晶は、減少された変換効率をもち、高周波数（
例えば、３．９ＭＨｚ）で動作することができる。　し
かしながら、このような水晶は、より高い周波数プロセ
スに関連したより高いアジマス解像度を得る。　周波数
領域の下端（ＣＷシステムにおける伝送シグナルの周波
数以下）に効果的なカットの水晶を使用することにより
、レシーバと水晶との離れた領域におけるパフォーマン
スを最高のものとし、さらに、ＴＧＣゲイン対時間コン
トロール機能における変動を減少することができる。　
ＴＧＣを減少させることは、重要なことであり、これに
よってシステムのコストを低減でき、レシーバのフロン
トエンドにおける内部変調ひずみを最小化、することが
できる。　これ（よ、極めて重要なことであって、適度
の深度における患者の身体における大きな反響がレシー
バの機能をひずまＵるに充分な低周波数成分を含み、そ
の結果、薄くてデリケートな解明学的な特徴が増幅度を
下げることにより検知されなくなるからである。　換言
すると、ＴＧＣコントロールをさほど必要としないシグ
ナル処理チャンネルを設計することにより、全体的なシ
グナル処理忠実度が部品点数によって改鰺され、さらに
、部品が少なく、ＴＧＣコントロールの必要性が低い優
秀なレシーバが得られ、形成される画像の品質も向上す
る。

本発明に係る可変周波数超音波システムによれば、さら
に、特定の持続性をもつトーンバーストを選択し、かつ
本来的に位相回転（相変位）されたく位相同期ドーパ−
ストの応用）トランシーバのインパルスを選択する概念
を含む。すなわち、第１１図をみると、アクチブ・ゲー
ト・インプット（ＡＧＩ）パルス１３０は、マスタータ
イマー信号の一種で、パルス１３２のワンセットの作動
を開始させ、エコータイム１３４を定め、遅延ゲートタ
イム１３６をスタートさせる。　トーンバースト１３８
は、代替テストシグナルであり、理想化されたシグナル
超音波エコーにシュミレートする。

持続時間１４０、トーンバースト周波数、遅延ゲート　
１３６は、いずれも調節可能である。　しかし、トーン
バーストのスタートの位相は、遅延ゲートタイム１３６
の終期に関し、常に固定である。

トーンバーストがスタートする度に、　１４４に最終レ
シーバ（ビデオ）アウトプット　１４６が生ずる。

長いトーンバースト　１３８は、通常の゛ユニットステ
ップ″ビデオリスポンスを生ずる。　短いトーンバース
ト（例えば、３．５８Ｈ２において３ザイクル）は、ス
クエアードオフされた超音波エコーに接近する。　３サ
イクルに短くされたトーンバースト　１３８は、ユニッ
トステップの末端１４８を摂退するよう応答させ、軸上
にインパルス・リスポンス１５０を形成する。　軸上の
インパルス・リスポンスに短縮されるユニットステップ
・リスポンスは、超音波レシーバ機能を特徴化する重要
なテストを構成するものとなる。　例えば、第１２図に
示すように、トーンバースト信号により生ずるユニット
ステップ・リスポンスと、水晶エコーにより生ずるユニ
ットステップ・リスポンスとを等価のものとする。

このことは、可変周波数トラックのレシーバのいずれに
もリスポンスする許容トランジェントであることを意味
する。　１１１子的にチューンされた（バラクタ−ダイ
オード）単一の二次共振回路フィルタが第９．１０図の
移動帯域を得るために満足できる方法であることが理解
されるが、チューンできる二次共振回路フィルタは、過
渡的応答特性が悪い（第１３図のとおり）。

第１３図を参照すると、位相同期のトーンバースト１８
０は、中心周波数に同調された二次共成回路フィルタに
より帯域が制限されているとき、（１−ｅ　も）の式で
現わされる曲線をもつ包絡線１８２を生ずる。　上４時
間１８４は簡単にスケールできて適当な軸上の解像度を
呈するが、屈折点１８６の問題は、ビデオにおける後処
理エンハンスメントでも解決できない問題を生ずる。　
二次共成回路フィルタの同調を誤ると、１９０に示すよ
うに、屈折点１９２が優先し、ゼロオーダーのビデオシ
グナル１９４．１９６の屈折点も変らない。　しかし、
ハイオーダー帯域、例えば、６次帯域フィルターが使用
されると、包絡線リスポンス２００は、屈折点がなく滑
らかに立ち上がり、ビデΔ　２０２も同様となる。　換
言すれば、ｎ次のニレガントな帯域フィルターは、屈折
点をもつビデオ出力が出ないようにすべてのレシーバエ
コーを前調整するので、好ましい。　すなわち、信号は
、効果的帯域フィルター機能よりも低いリードファンク
ション・ワン・プリバチイブ・オペレータにより位相回
転（フェーズシフト）される。　これら原理の視覚的に
認識される対応部分を第１４図に示ず。

第１４図のアッパートレース２１０は、不適正な二次帯
域フィルターから生ずるビデオシグナルを図示したもの
である。　図示のように、式２（１−ｅ七）をかけだも
の２１２，２１４により、点は、軸方向に長くされ、縦
軸（時間軸）にそい不鮮明となる。　ローア−トレース
２１８は、点を長くした部分２２０がより鮮明であり、
ビデオ波形は、立ち上がりの早い部分２２２と減衰部２
２４をもつ。

ローア−トレース２１８のもつビデオ効果は、高次のフ
ィルターを使用すれば得られるもので、このようなフィ
ルターは、二次のフィルターと同じ上胃時間（１０〜９
０％）をもつ。　何故ならば、後者の例の傾斜連続性は
、後ビデオ検知位相シフトをして前記した二つのビデオ
波形となるからである。

実際面からいうと、点が長くのばされる機能の最良の軸
上の特性は、影像の高さが所望の軸上解像度に近い値（
約１ａｌｌ）であり、また、影像の中心の上下に対し、
−１０％の範囲で上下対象になっている影を生ずるもの
である。

第１５図は、基本帯域ＲＦの移動可能帯域レシーバの一
例を示す。　このレシーバの目的は、第５図に示された
ような身体組織が超音波に対しもつ代表的な平均効果の
ための信号処理の補正にある。　このようなレシーバは
、組織特性トラッキング・レシーバと称されている。　
このレエシーバの基本的構成は、第１５図に示されてい
る。

第１５図に示すように、ＡＧＩタイマー４００は、パル
サー４０２をトリガーし、このパルＶ−は、アバランシ
ェ・ブレークダウンパルスを送受信／非送信（１’　Ａ
　／　Ａ　Ｔ　Ｒ＞スイッチ４０４へ送る。

このスイッチ４０４は、パルスの間、プローブ４０６を
パルサーに接続する。　プローブ４０６がエコーを受信
している間、スイッチ４０４はパルサー４０２をプロー
ブ４０６から切り離し、プローブ４０６をレシーバ４１
０の入力段４０８に接続する。　一方、ΔＧ！タイマー
４００は、ランプビネレータ４１４をトリガーする。　
第１のランプ機能、すなわち、タイム・ゲイン補償（Ｔ
ＧＣ＞ランプ４１４は、鋸歯状波を加え、プリアンプ段
４０８のゲインを徐々に増加させる。　ＴＧＣランプの
ＤＣバイアスとスロープは、ポテンショメータ　４１６
，４１８で調整できる。　ポイント　４２０で発生した
ＲＦエコーシグナルは、フィルターされ、部分的にゲイ
ン補償され（このゲインは、部分的に増強されて、深部
エコーはど振幅が増加）、ポイント４２０のシグナルは
、低周波数成分（例えば、１．５〜２．２８Ｈ７）が多
い傾向となる。時間対応バイパス・フィルター４２２を
適用することにより、より高い振幅の低周波数成分は、
次のＲＦ増幅段４２４をオーバーモヂュレーションする
前に減衰される。　ＴＧＣコントロール波形がまたアン
プ４２４に加えられ、遠近エコーをほぼ同一のレベルに
バランスさける操作を完了する。　エコータイムの間の
ゲインの変動は、ポイント　４２６までが約２０〜２５
ｄＢまたは一段当り約１０〜１３　ｄ　Ｂである。　ポ
イント４２６のシグナルは、時間対応ローパスフィルタ
ー４２８によりフィルターされ、このフィルターにおい
ては、フィルター４２２とフィルター４２８を通ること
でスクイーゾされる残余の帯域が時間に対して周波数が
一定幅で、下方にスライドするような態様でフィルター
される。　帯域の上限と下限を定めるゼネレータ４３０
．４３２は、適当な比率の波形を発生し、フィルター４
２２．４２８が適正にトラッキングするようにする。

ポイント４３４のシグナルは、４３６で対称的に対数圧
縮されて、エコー振幅の巨大な変動（５０〜６０ｄＢ）
をクーゾナブルな（５〜１０Ｖｐｐ　）シグナル・レベ
ルにおいて４３８の包絡線検知により適した小さい増幅
範囲（２５〜３０ｄＢ）に圧縮する。　ビデＡ検知器４
３８は、第二次高調波抑制フィルター（４，４から７．
０）１！１２の範囲）とローパスフィルター（７００〜
１２００Ｋ１１１）ヲ用イテ、上界時間を１７２画素高
さに制限する。　ビデオシグナルのエンハンスとデコン
ボリュションとは、境界補正手段として知られているデ
コンボルバ一段４４０で行なわれる。

アナログビデオ出力４２２は、メインディスプレイシス
テムに送られる。　この場合、アナログ出力は、デジタ
ル化してもよく、スキャンコンバーターに入れてもよく
、或は、補助モニターにＡモードトレースとして表示し
てもよい。

第１６図の波形は、種々のシグナルの対応を示す。　Δ
Ｇｌタイミングパルス５０２のポジティブリーディング
エツジ５００は、出りされる８響パルス５０４を励起さ
せる。　エコータイム５０８の間に生ずるエコー５０６
は、遠くのエコーはど小さくなる。　ＴＧＣランプ機能
５１０は、エコータイムの間、ゲインを増強し、ついで
、ゲイン５１２とスロープ５１４のコントロールセツテ
ィングによりコントロールされて、次のパルスの間に低
いゲインにリセットされる。　一方、ＴＳＧランプ機能
５１６．５１８は、時間対応フィルターをコントロール
し、一定のバンド幅の通過帯１４５２０を生成し、この
帯域は、エコータイムにより周波数が下がる。

すべてのフィルター機能は、後続するパルスの間に初期
値にリセットされる。　通過帯域５２２の幅は、軸上の
イメージ解像度を決定し、下方へのスロープ５２４は、
組織特徴の効果による減少する周波数スペクトラムとエ
コー深度にレシーバを追随させる。

第１７図は、時間での二つのフィルターのトラックの仕
方を説明するものである。　ロウパスフィルターのカッ
トオフ６００は、有効な帯域にイコールな母によるバイ
パスフィルターのカットオフ周波数６０２よりも高い。

　エコータイムがパルスの後、５０〜８０ｕｓに進むと
（近エコーから遠エコーへのプログレス）両フィルター
４２８．４２２は、ランプ機能４３２．４３０によりコ
ンスタントにリプログラムされ、その結果、カットオフ
周波数は、下方へスライドして、コンスタントな差６０
４が維持される。　このようなコンスタントな帯域トラ
ッキングフィルターはパーティション（１）ａｒｔｉｔ
ｉｏｎｅｄ）されたアプローチにより達成でき、これに
は、種々の理由がある。　移動バンドパスをもつ単一フ
ィルターの場合では、ローワ−スカートのスロープを変
えれば、アッパースカートにＩＩを与える。

バッファーアンプをもつ二つの調節可能なフィルターを
その間に使用するパーティションアプローチであると、
設計が易しく、テスト段階でのアジャストが容易となる
。　可変の有効パスバンドを幅を選択すると、パーティ
ションメソードは、極めて有利である。　一つまたは他
のランプは能のシェーブがモディファイされると、帯域
が変化される。　影像による診断などの場合、良好なシ
グナル・ノイズ比と引替に大きな深度における減少され
た帯域が好ましいモードである。二つのランプ機能の間
のオフセットは、軸上（及び方位角上）の解像度とダイ
ナミックレンジとの間のトレードオフをダイアルまたは
プログラムできるオペレータに任すことができると考え
られる。　例えば、このような例は、頚動脈（頚部内の
）をスキャンする場合に生ずる。　このスキャンの初期
の探査においては、オペレータ（診断を行なう者）は、
権めて広い帯域（軸上の高解像度とシャープな画像）に
よって血管壁（頚動脈の各分校には、確認できる四つの
表面をもつ）の詳細な構造を確認する。　疑わしい斑が
確認されれば、オペレータは、より高いシグナル・ノイ
ズ・レシオと引替えに帯域モードを狭め（その結果とし
ては、エツジがソフトになる）、その斑を分類し、血液
凝固の各種段階のいずれかにあるかを判断する。

この発明の他の特徴は、同期ベースバンドＲＦ検知の発
展にある。　人間の身１体にトランスデユーサを当て、
スキせン操作を停止し、同じラインの画像情報を繰り返
しパルス・エコーすると、この情報のＡモード・プレぜ
ンテーシコン（第６図と同様なもの）は、驚くべきほど
良好な位相同期特性を示す。　それぞれの解明学的反射
表面（または音響インピーダンス非連続性）は、ガッシ
セン（Ｇａｕｓｓ　ｉ　ａｎ　）多重包絡線の内側に略
単−の周波数ＣＷパケットのエコーを生ずる。　　［包
絡線内側のＣＷ波形」は、しばしば絶対的なピロ基本Ｉ
Ｑ＜第１８図の波形９００により示される）を有さない
か、波形９０２によって示されるようなＣＷ周波数がコ
ンスタントでないものは、エラーである。

超音波画像画素は、包絡線を作り直すこと［すなわち、
平均周波数（深さのファンクション）にタイミングをと
り、（対称な）包絡線を完全に検知こと）により完全に
回復できる。　、ぜ口でない基本線の欠陥ライン９００
とコンスタントでないＣＷ周波数欠陥９０２（これらは
情報を表示するものであるが）とは、除去され、せまく
決定された包絡線を作り直した範囲でのシグナル・プロ
セス段階を簡単にすることができる。　前記した欠陥９
００．９０２をなくす最も普通の方法は、検知前に累積
的なバンドパスフィルター・ファンクションにおけるか
なり急な（６次から８次）スカート選択性を用いてレシ
ーバ−のパスバンドをカットする方法である。　エコー
トレインをゼ１コ基本腺とコンスタントなＣＷ周波数（
エコーごとの）のモデルに強制的に合わせると、全体の
エコートレインのダイナミック特性のみが数多くのエコ
ーの問において、ＣＷ周波数のみが下方へスライドし、
極めて粗い身体組織の特性をおうむ返しする（第５．６
図）。単純な包絡線検知により欠陥９００．９０２のエ
コートレインを検知すると、狭い帯域であるが、得られ
るビデオ情報は、おおむね良好で、通常のブロードバン
ドまたはＴＲＦプロセスよりも勝れている。　しかしな
がら、欠陥９００．９０２のエコートレインは、未処理
の位相同期特性により、モーション関連情報をリカバー
するには好適な機会を与える。

この発明によれば、位相同期の考え方は、超音波トラン
シーバにおいて極めて勝れた効果を発揮する。　第１９
図に示すように、リファンレンス信号は、ＡＧＩ出現の
たびに全く同一の位相角でスタートすると、規則正しく
反復する。

画像信号処理がタイムベースＴ１に祷づいて機能し、均
一でないデッドタイムＴ２を無視すると、コンスタント
でない時間Ｔ２においてはランダムな位相となるが、全
体的にＣＷセンスにおいて位相同期となるものとしてシ
ステムが動作する。

時間Ｔ１における位相同期は、オシロスコープをＡＧ１
９０８の立ち上がりエツジ９０６でトリガーすることに
よってオシロスコープに容易に表示できる。　ΔＧｌ非
同期ベース（時間Ｔ２におけるコンスタントでない波形
）に基づき超音波シグナル・プロセッサーを操作できる
ようにすることは、重要である。　何故ならば、一般の
スキャンナーの多くがパルス要求法として知られている
ものに基づぎ操作されるからである（すなわち、水晶ビ
ームをその要求に応じるまで待機さけ、ついでパルスＡ
ＧＩを発射すること）。

第１９図は、位相同期ゲートされた固定周波数リファレ
ンスシグナルを示すが、第２０図に示ずような位相同期
のゲートされた周波数がゆっくり下がるリファレンスシ
グナルの方がより有効である。　このリファレンス波形
９１０は、各ＡＧＩパルス９１４のリーディングエツジ
９１２と正確に同期してスタートする。　さらに、リフ
ァレンス波形９１０は、他の波形９１０．９２０と同じ
波形である。

この波形９１０は、より１１雑なエコートレインの基本
形の一種として考えると有用である。

一つの実施例によれば、この発明のトランシーバ−は、
リファレンス波をパイロットトーンとして用い、ベース
バンド周波数において入力されてくるラジオ周波数（Ｒ
Ｆ）シグナルと直接に作用する。　パイロットトーン周
波数は、第２１図に示すような周波数時間変調カーブを
もつようにプログラムされている。　時間１１１ａｌ　ｂ′　Ｃにおけるパイロットトーン周波数は、同じ対応時間にお
ける人体から戻る第２２図の一連の音饗反射４０Ａ、４
２Ａ、４４Ａのｓｐｅウクトルビークに対応している。

この発明によれば、特定の深度における特定のエコーの
期待されたＣＷ酸成分対応するパイロットトーンが発生
する。　パイロットトーンがエコーのＣＷ周波数にほぼ
近接すると、エコーの位相状態の読み取りが極めて良好
となるもので、これは、各エコーがラジオ周波数の数サ
イクル（例えば、３勺イクル）を含むからである。　例
えば、第２３図のパイロットトーン１５０がエコー１５
２により検知されたもの（エコーとローパスフィルター
とにより多重されたもの）であると、各種の出力１５４
が生ずる。

パイロットトーン９４０は２〜３ミリセコンドの間に起
こり、ＲＦエコーシグナル９４２の持続に対して相対的
に固定化周波数のようにみえる。仮に２つの波に干渉゛
インフェーズ″が起こった場合には検知器へのアウトプ
ットは９４４のようになる。

もし、パイロットトーンとシグナルがフェーズからはず
れた場合には９４６のようになる。ざらに、パイロット
トーンおよびシグナルが末梢された場合にはアウトプッ
トは無くなる。もしシグナルが第２４図のようにフェイ
ザーになると、検知器へは９４４．９４６などのような
アウトプットが包絡線のｃｏｓ　ｔ　ｎｅ投影のような
形で出る。

第２４図において、パイロットトーン９５２を持った相
ではエコーフェーズ９５０は完全には見えない。そして
ｃｏｓ　ｉ　ｎｅ機構が見える。

波形９４０　、９４２　　（第２３図の）に正確に対応
させるため真の９５５＠に向けてシグナル９５４を回転
させなければならない。

第２３図のプロダクト検知器アウトプット（ＰＤＯ）は
これらの例と共にコンベンショナルなビデオシグナルの
ように見える。

ｉ　＞　ｐｏｏは２方向性のようである。

２〉強力な反射がある時でさえＰＤＯはぜロイベントで
ある。

３）トランスジューサークリスタルに対して相対的な反
射性分解（ｒｅｆｌｅｃｔｉｎｇ　ａｎａｔｏｎｙ）の
動きがごく少ない（はぼＯ５１ｍ）のでＰＤｏは上下に
うねる（”ｗｈｉｐ　ｕｐ　ａｎｄ　ｄｏｗｎ”）。

各ｃｏｓｉｎｅには対応する５ｉｎｅがあるから、第２
３図のヌルアウトプット９５０は検出過程を２重にする
＄により補正することができる。

もしパイロットトーン９４０がパイロットシグナルがう
ねっている間中、全周波数で９０°までフェーズシフト
されると、第２５図に示唆したように５ｉｎｅとｃｏｓ
ｉｎｅの両成分のアウトプットを生ずるまで２つのプロ
ダクト検出器を操作して、オリジナルとフェーズシフト
されたパイロットトーンの両方を使うことになる。エコ
ーシグナル９７０のフェーズアングルは予知できない１
゜フェーズアングルが不］の切であるような検知器を作る
ことにより、入ってきたキャリアに対してどの発信器も
閉じこめ（ｌｏｃｋｉｎｇ）’ＣＬまうか、またはシグ
ナルにおけるゼロクロッシングを同定するための受信器
を必要とＶずにｐｉｘｅｌごとに含まれる強度と相情報
の両方を集めることができる。

従って、本発明における受信器は、受けたシグナルを受
信器のノイズレベルと受信したノイズレベルまで落とづ
ことをスムースに行いうる無閾値性（”ｎｏｎ　ｔｈｒ
ｅｓｈｏｌｄｉｎａ”）の受信器である。

従って、本発明は、シグナル対ノイズの比がＯｄＢ以下
に下がるような時でさえ、詮所画像の情報を与えるとい
うものである。

この受信器のアウトプットは２つのプロダクト検知器ア
ウトプットであり、これら２つのアウトプットはコンベ
ンショナルなく単一指向性強度の）ビデオと運シｊに関
連した画像情報の２つに分かれている。

第２６図は、この受信器がどのような装置なのかを示し
た。この前端、図２の１００　、１００２゜１００４、
１００６．１００８．１０２２．１０３０．１０２４．
１０２８および１０３６部分は図１５の部分、４００　
、４０２　、４０４　。

４０６　、４０８　、４２２　、４３０　、４２４　、
４３２　、４２８　、および　４３６と同じような方法
で働く。

ＡＧＩタイマー１０００の付加アウトプット１０６０は
ＡＧＩが来た時に、ＡＧＩが調整された位相で始動する
ようにｇａｔｅｄ−ｓｔａｒｔ　ＶＣｏ　１０６２の中
に入っていく。外部表示ｒａｍｐ発生鼎は１０６４に示
した。

目的は、パイロットトーンＶＣＯ１０６２にある。

バラクター−ダイオード作動による共振タンク回路を同
調したＡＧＩ　　ｒａｔｅ（ＴＧＣおよびＴ　Ｓ　Ｃｒ
ａｍｐに類似の）で鋸歯状波形を供給することにある。

ＶＣｏ　１０６２からのアウトプットは多重器（ｍｕｌ
ｔｉｐｌｉｅｒ）　１０７０へ直接に、そしてフェーズ
変換器１０７２を通して多重器１０７４へ適用される。

対数圧縮器１０３６からのシグナルは多重器１０７０お
よび１０７４へ６適用される。

アウトプット１０７６および１０７８は１０８０お　よ
　び１０８２でｌｏｗｐａｓｓフィルターされ、１０８
４および１０８６で伝統的な方法により脱回旋される。

対数圧ＪＩ器１０３６の最も経済的な存在場所は、１ｍ
ｗｐａｓｓフィルター１０８０と１０８２の所で、基本
的なＲＦ酸成分拒絶する信号を受けとる所の多重器１０
７０と１０７６の前である。

全てのアラ１ヘブツト１０８８および１０９０が等しく
対数的に圧縮される前にｃｏｒｒｅｃｔ　ｒａｔｉｏｓ
における５ｉｎｅとｃｏｓ　ｉ　ｎｅ酸成分回復させる
ための計算が対数圧縮器で行われる。

もう一つのデザイン（寸なわら、多重器１０７０と１０
ｔ４の後に二つの対数圧縮器を使う事）はより不経済で
あり、その多重器そのものも、もし対数圧縮器が、二つ
の多重器の前に用いられるならば、必要とされる３０ｄ
Ｂよりもむしろダイナミックレンジの６０ｄＢを操作し
な【ノればならないという問題が生ずる。

情報に関連した強度と速度を回復さけるためにアウトプ
ット１０８８．１０９０が後圧縮されな【ノればならな
い。

第２７図で概略を述べた方法はアウトプットとＥ　Ｐ　
ＲＯＭ　　１ｏｏｋ−ｕｐ表１１１８および１１２０を
介してコンピューター化すべくデジタル化するどいつ方
法である。

第２７図に示した受信３のように、１０８８と１０９０
のアウトプットはＡ　Ｄ　Ｃ，１１０４，１１０６でフ
ラッシュデジタル化される前に光分離５１１００．１１
０２を介して共役する。

通常のデジタルタイミング１１０８５ｔｒｏｂｅｓ１１
１０および高速アナログデジタル変換器１１１２はメイ
ンのシグナル通過を簡単にするため、間隔が詰められる
。

実際ならびに想定上のシグナルのデジタルコード当Ｆｍ
　（ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔｓ　）　１１１４および１１
１５は全てのビットの合計がロム１１１８．１１２０の
アドレスコードインプットを表現する（　ｒｅｐｒｅｓ
ｅｎｔｓ）まで組み合わされる。

実際ならびに想定上のエコーシグナル成分の考えられる
組合わけはいつもデジタルビデオアウトプット（ＤＶＯ
）１１２４を与える平方和の平方根でロム１１１８がデ
ジタル的なコードバリューを呼び出す。そしてそれから
ＡＤ変換器１１２２でアナログ変換され、”Ａｎａｌｏ
ｇ　Ｖｉｄｅｏ　０ｕｔｐｕｔ　”　（Ａ■Ｑ）１１２
ｆ３として出る。

その間に、デジタルコード１１４４および１１６６は結
合し、アウトプット１１２８が実際および想定上のシグ
ナルのａｒｃｔａｎｇｅｎｔのデジタル当量であるａｒ
ｃｔａｎ　　ロム１１２０にまで適正なアドレスを形成
する。

ＣｈｉｒｐｅｄなパイロットトーンとＲＦ工］−シグナ
ルとの間にはフェーズ系列はないので、ａｒｃ−ｔａｎ
ｇｅｎｔナバリュ一連鎖は、どの単エコ一連鎖（想定上
のデータの上で）にとっても角度数のランダムコレクシ
ョン（ｒａｎｄｏｍ　ｃｏｌｌｅｃｔｉｏｎ　）である
。

１つのＡＧ１時間から次までエコーが動いた場合はいつ
も、動いているエコーのａｒｃ−ｔａｎｇｅｎｔ値だけ
が値を変化させ、その他の全ての値はそのまま変わらな
い。

ｐｉｘｅｌ　ｂｙ　ｐｉｘｅｌにおいてこのような運動
を検知するため、オンラインの静的ＲＡＭ１１３０（Ｎ
−ｂｉｔ変換）これは、５ｈｉｆｔ　ｒｅｇｉｓｔｅｒ
用、時間単位で各種の長さにＡＧ［ができるものである
が、このＲＡ　Ｍ　１１３０が使われ、同時にｏｎｅ−
ＡＧＩサイクルｄｅｌａｙを用いて再生する。

遅延した再生ＲＡＭ出力１１３２はｐｉｘｅｌ−ｓｉｚ
ｅｄａｒｃ−ｔａｎｇｅｎｔｓからデジタル的に１１３
４が引き算される。そしてアウトプット１１３６は通常
のＡ−モード強度シグナルの直接的な運動対応部なので
全ての速度運動がエコ一時間を連続的に落とすという２
方向性速度シグナルのデジタル当量である。

流速データがディスプレー系によって利用できるかどう
かを決定するため、Ｈｉｇｈ　１１４０およびＬｏｗ　
１１４２対照と共にｔｈｒｅｓｈｏｌｄｅｒ　３８が供
給される。

０−から−３０−ｄＢまでの１２００のレンジでエコー
（ＴＧＧ　ｃａｎｐｓと同等化した後）をイラストした
第２８図は陥部学的な様子を表現し、その一方、−３０
−から−５５−ｄＢでの１２０２のレンジでのエコーは
血流を表わす。

第２７図のｔｈｒｅｓｈｏｌｄｅｒ　：］ントロール１
１４０゜１１４２は、それぞれＯｄＢおよび３ＱｄＢに
セットすることにより、動脈の微小脈波のような分解し
た動きを画面表示するためにデジタルドツプラーアウト
プット（ＤＤＯ）１１４６を使いデジタルの撹乱回路（
ｍｕｔｉｎｇｃｉｒｃｕｉｔ）　１１４４を通したデジ
タル速度データ１１３６ｖｉｌｌが使われる。冷所系チ
ェックの目的で強度シグナルに沿った速度シグナルの観
察ができるので、Ｄ　Ａ　０１１４８というものはアナ
ログドツプラー出力を与えられる。

もしｔｈｒｅｓｈｏｌｄｃｒ　ｃｏｎｔｒｏｌｓ　１１
４０および１１４２がそれぞれ一３０ｄＢと一５５ｄＢ
にセットされるならデジタル速度データー１１３６は弱
＆回路（ｍｕｔｉｎＯｃｉｒｃｕｉｔ）　１１４４を通
り非常に弱いエコーになってしまうだろう。それは本来
の超音波画像（ＯｄＢ＝白、−４５ｄＢ−グレー、−３
０ｄＢ＝黒）を普通は真黒にしてしまう。

血管の暗い画像ならびに血流の存在している場合の黒い
領域からの液体の流れ（流れがない）場合の画像および
空間を区別するのに本データの主要なシステム画像が使
われるから、その場合には低ｒ４ｈ！ｉセッーｒ−ｒン
’！　（−３０，−５５ｄＢ）　というものが非常に有
用である。

当然、流れの大きさく　ＣＩ／秒）に比例している速度
シグナルは超音波ビームと血管（ないし解剖学的運動方
向）との間の角度のｃｏｓｉｎｅに比例しており、パイ
ロットトーンの周波数に比例している。

本発明に含まれる付加的な特徴１）症例をカバーするため２つないしそれ以上のプロー
ブを使う。そのプローブは運動の方向（および部位）お
よび完全なぜロアウドプツトを受参ノるように正確に垂
直の位置に置いておく。

２）マイクロプロセッサ−はビームの角度と画像を現わ
している血管の長軸との間１／ｃｏｓ　ｉ　ｎｅ　Ｏ補
償要素を含むところの速度の増幅ないし縮小させるシス
テムを１！礎にしている。

３）スケーリング因子を均一にするように速度データを
正常化するためパイロットトーン周波数の１／［ｐｔま
でのデジタル収集比例は全体のエコ一時間の間の周波数
に沿っている。

４　）　ａｒｃｔａｎｇｅｎｔがいろいろな速度で変化
するのを集めるデジタル収集というものは、ＡＣＩ主タ
イミングパルスのパルス反復（Ｔ２）率の変化によりと
らえる。

ドツプラーａｌｉａｓｉｎｇの問題を最小にする方法と
してＡＧＩタイマーをａｇｉｌｅにさせる。すなわち、
選んだ深さに透過した最大可能率に到達した所で常にパ
ルスがあるということになる。

ｐｒｏｃｅｓｓ、ｅｒは第２７図で述べたようにｌｏｗ
ｃｌｕｔｔｅｒシグナル用にデザインされた。第２９図
でそのやり方について示す。それに関与している動きに
依存したエコーｐｈａｓｏｒはうろつき（ｈｏｖｅｒｓ
）　、非常に不規則に回っているが、グラフの起源につ
いて述べているどの妨害シグナルと比べても常に充分に
大きい。

もし、ａｒｃｔａｎｇｅｎｔの回転速度１２３ｏがジェ
ット的であるなら、平均的なｃｙｃｌｉｃ　ｒｏｔａｔ
ｉｏｎ　　（一回転速度）が保たれているという事が分
かる。

第３０図において旧（ｌｈ−ＣＩＬＩｔｔｅｒエコーに
よる方法を示している。

このケースでは、エコーｐｈａｓｏｒ１２４０はいつも
”ｃｈｒｉｓｔｍａｓ　ｖｒｅａｔｈ”なｒｅＳ　ｉ　
０ｎ１２４２で、発信形を示している（蒸気機関車のよ
うな駆動軸運動）。

対象とするエコーが大きなもの（一般的には余り変化の
んい）でなく、より小さなものがＣ１ｕｔｔｅｒシグナ
ル（多重型の身体のような初期画（や形がら）を妨害し
ているところからこうした描写が作られる。

循環運動のｏｒｒｓｅｔ　ｒｏｒｍがら真の流速を推定
するため第３１図に示したようなデジタルの圧力計でそ
の源の所を読みとるようにする。その操作法は以下の通
りである。

エコーの組状位置＜ｐｈａｓｏｒ　ｐｏｓｉｔｉｏｎｓ
）　ＧＡ　２〜３の隣接するエコー（ｐｉｘｅｌ　と同
じ）用に貯えておくべきで、計算で出した平均位置１２
５０およびｐｈａｓｏｒは適切な翻訳に当った効果のた
めに平均値を差し引かねばならない。その後集まったｐ
ｈａｓｏｒＳを引き算することにより流速情報をいくら
か回復させるだろう。この情報の質はどの位、増減なし
にｃｌｕｔｔｅｒ　ｓｉｇｎａｌ　ａｈａｓｃが起こる
かに依っている。思うにｃｌｕｔｔｅｒ　ｓｉｇｎａｌ
というものは実際にＣ１ｕｔｔｅｒというわけではなく
、それ自身の流速シグナルにより異なるカテゴリーを示
す。画像の点から、リアルタイムイメージで２つの臨接
するイメージングラインを与え、低−Ｃｌｕｔｔｅｒ　
Ｄｏｐｐｌｃｒ　ｍ。

ｔｉｏｎ情報（例えば主要血管の流れを示すような）を
回復させる。クリスタルの方位角の分解距離に比べて正
常スペースのスキャナーは狭いラインを示すから運動の
方位角分解（ｍｏｔｉｏｎ−ａｚｉｍ　ｕｔｈａｌｒｅ
ｓｏｌｕｔｉｏｎ）の減少は解剖学的画像以上に激しく
壊れる。

しかしながら旧ｇｈ　ｃｌｕｔｔｅｒがある場合の運動
の回復はコンピューター処理および５：１典型の運動方
位性分解の崩壊を必要とする。

もし、実際市場で行われているように単色でも画像分解
できるなら、合成法により動きを画像化する非常に便利
な方法ができる。それにより流れの大きさに比例して輪
郭の鮮明な画像化が可能になる。これは流れがかなり大
きなものである三次元効果の画像を与える。別の方法で
はｂｒｅｅｚｅにおけるクモの巣様のあちこちにちらば
った画面（ｆｒｏ）ないし曲がった（　ｂｅｎｄｔｏ）
画面に一連のピッチリとくつつけたｎｌ（ｌｈｌｉｌＪ
ｔｅｒラインを用いるというやり方であろう。　この方
法をとれば、動脈に近い流れのプロフィールを直接にみ
ることができる。　画面構成のもう一つの方法は単色な
いし色の動きを分解して画像化するという方法である。

簡単な読みとりにより、例えば湾で表わされる結晶に対
して赤い影が走っているのが血管の流れを表わすという
風に望ましい色スケールを得ることができる。

プローブに対して最大流量のバルブにｃｈｒｏｍａＮｃ
ａｌｌｙに接合した所から離れた最大流量の値で色スケ
ールを使うかどうかが重要な点である。というのは、も
しそのようにすれば、画像過程でもさほど重要ではない
が画面のゆがみが出ることになる。　選択した色スケー
ルが真黒になり、流速ぜ口の状態では市販の単色のもの
では今でもそうなので、ｃｙｓｔｓの多色調の画像も黒
いままであるというのは重要な点である。

ｒｆ３音波においてカラー画像を生ずる働きの全ての部
分である単色（平方和の平方根）、（透過可能の波長幅
）色流速成分は解剖学的な様子をカテゴリー化する助け
となる。　画像の動きから我々は既に大体、色調テレビ
ジョンエンジニアリングがいかなるものであるかという
印象的な解釈の成績が与えられている。

つまり眼というものは単色の細かい部分よりカラーの細
かい部分をよく見ることが出来（ａｘｉａｌ　ｒｅｓｏ
ｌｕｔｉｏｎ、ｂａｒｄｗｉｄｔｈ、ａｚｉｍｕｔａｌ
ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）ない。　これは、詳細な色調は
、眼に情報がないという以前に、色情報はまず単色情報
のおよそ１／４位まで凝縮されるのである。

例えば、ｃｌｕｔｔｅｒの混合が高い時、中等度の減少
がａｚｉｍｕｔｈａｌ　ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎがよく耐
える。

第２６および２７図のプロセッサーの使用は、同じ波長
幅を持った流速のａｘｉａｌ　ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ成
分（ラインあたりのｐｉｘｅｌ数）を補正する。圧縮器
のデザインを選ぶのは２つの５ｅｃｔｉｏｎで（第２６
図の）　ｂａｎｄｌｉｍｉｔｉｎｇ　５ｅｃｔｉｏｎ　
１００９に分かれるに違いない。

一つは、ａｘｉａｌなｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎのより広い
波長部位で、もう一つは低ａｘｉａｌ　ｒｅＳＯＩＬｌ
ｔｉＯｎドツプラーセクションのためのより狭い波長部
位用により広いバンドセクションにすることである。　
この、もう一つのデ１Ｆインは空間的な解Ｉｆｉ１ｔａ
が小さく（１ｅｓｓ　５ｐａＮａｌ　ｒｅｓｏｌｕｔｉ
ｏｎ　）大きなダイナミックレンジを上まわる流速残存
性（ｐｒｅｓｅｒｖｉｎｇ　ｖｅｌｏｃｉｔｙ　）とい
う利点を持つが、大きさならびにコストの点で不利であ
る。

以下の特許請求の範囲以外でも、その範囲にとどまらず
、本発明の周辺に高度な技術に裏うちされた本発明の具
体化ならびに腹正事項がある。

【図面の簡単な説明】

本発明内容とその他の特徴は図表と共に以下の詳細な説
明により良く理解できる。第１図は代表的な超竜波プローブの描写図である。　第
２図はトランスジューサー水晶からの典型的な発生シグ
ナルの波形である。　第３図は第２図のシグナルから得
られた周波数スペクトラムを示すカーブである。　第４
図は伝達波の典型的なスペクトラム分布を示す曲線。　
第５図は反射シグナルの深さに関与する周波数分布と移
り変わりを示す１例である。　第６図は第５図に対応す
る時間領域シグナルを示す波形の連鎖を示ず。第７図は多重反射シグナルを示すイラストである。　第
８図は第７図の多重反射シグナルの衰退速度関係を示す
グラフである。　第９図は本発明に関する可変バンドパ
ス（又は帯域＞　　（ｖａｒｉａｂｌｅｂａｒｄｐａｓ
ｓ　）概念を表わず周波数曲線の連鎖である。　第１０
図は時間−ゲイン補償につながっている可変帯域概念を
示す周波数曲線の連続図である。　第１１図は本発明の
各種シグナルの波形の連続図である。　第１２図はトラ
ンスジューサーの操作に関係した各種のシグナルを示す
波形を集めたものである。第１３図はトランスジューサーに対する各種のフィルタ
ーの効果を示す波形を集めたものである。第１４図は拡張機能のイラストである。　第１５図は本
発明に関する可動型ｐａｓｓｂａｎｄ受信器の１つの具
体化例のブロックダイヤグラムである。第１６図は第１５図のシステムにおける種々の波形を集
めたものである。第１７図は第１５図のシステムにおける可！ｐＨ域の旧
ｇｈｐａｓｓおよびＩｏｗｐａｓｓフィルター曲線を示
している曲線類を集めたものである。　第１８図は曲型
的なシグナル不足例を表わすシグナル波形を集めたもの
である。　第１９図は本研究に関する脈波シグナルと基
準シグナルの配列を示すシグナル波形の１群である。　
第２０図は基準パイコツトシグナル周波数をスライドさ
せている波形のイラストを集めたものである。　第２１
図は基準パイロットトーンの時間周波数変調のポイント
を示寸曲線を集めたものである。　第２２図は第２１図
で示したパイロットトーンの変化に一致する音反射のス
ペクトラルなピークの動きを示すカーブを集めたもので
ある。　第２３図は本発明の第２の具体化である受信器
アウトプットを示す時間対シグナル波形の一団を示す。　第２４図は本発明の第２の具体化であるｐｒｏｄｕｃ
ｔｄｅｔｅｃｔｏｒ　７ウトブツトシグナルのフエーシ
ツクな描ηである。第２５図は本発明に関する第２の具体化であるｓ　ｉｒ
＋ｅ＆ｃＯ３ｉ　ｎｅシグナルの成分をイラストしたフ
工−シックな描写である。　第２６図は本発明の一つの
具体化に関する超音波受信鼎の第２番目の１４体化のブ
ロックダイヤグラムである。　第２７図は本発明の一つ
の具体化に関する４弁内シグナルＤＯ３ｔ−１）ｒＯｃ
ｅｓ、ｓＯＩ’のブロックダイヤグラムである。第２８図は本発明に関する受信したシグナルの強度対時
間波形で描写したものである。　第２９図は低散乱（ｃ
ｌｕｔｔｅｒ　）受信シグナルをイラストしたフエージ
ックダイＸ７グラムである。　第３０図は高散乱エコー
シグナルをイラストしたフエーシックダイヤグラムであ
る。　そして第３１図は４分円−１）Ｏ３ｔＤｒＯＣｅ
ＳＳＯｒをイラストしたフエージツクなダイヤグラムで
ある。〜　　　　　　　　　　　　　　　　　　ｎｕ＋　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
１゜電源■ ？　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　ｎＬ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　ｗω卑慟潤翅 ”　　　　　　　　　　　　　　　ｃりＵ−ムーＬ＆−一一手続ネ１１１［τ！Ｈ（ｆＪ式）昭和６０年１０月３１日１．１イ例の表示１１ｒｌ和６０年　特　許　願　第２１６０５４ｅ２、
発明の名称診断用超音波システム３、補正をする者）ＩＹイ１との関係　　出　願　人氏名（名称）　　ダイマックス・コーポレーシ］ン４４
１！Ｉ！人住　所　　東京都港区南青山−丁目１番１号５、補正命
令の日付く自発）

Claims

【特許請求の範囲】

（１）超音波トランスデューサーと共に用いる選択され
た帯域の超音波トランシーバーであって、下記の構成か
らなる超音波トランシーバー；ア）選択された振幅と周波数をもつ超音波シグナル発生
手段；イ）前記超音波シグナルにより被検知体を介し、シグナ
ル伝播を行なうため前記トランスデューサーを励起させ
る手段であって、このトランスデューサーは、前記被検
知体により前記伝播シグナルの反射を受けて反射シグナ
ルを前記レシーバに供給する；ウ）前記反射シグナルを受ける手段であって、この手段
は、前記反射シグナルのシグナル周波数成分の中から周
波数成分を種々選択する手段と、前記選択された周波数
成分により出力シグナルを供給する検知器とからなる；エ）前記伝達されたシグナルの周波数成分を変更する前
記被検知体；オ）前記被検知体がなく反射された反射により発生され
た前記超音波トランスデューサーの前記選択的な拒否シ
グナルの変更により前記反射シグナルの前記シグナル周
波数をパスするよう操作する前記周波数を選択する手段
；カ）検知深さそれぞれにおける被検知体の反射特性を示
す振幅変化特性、時間インターバルを示す出力シグナル
を発生する前記検知手段。
（２）伝達されたシグナルに対応する前記反射シグナッ
ルの前記シグナル周波数成分が選択的に拒否される特許
請求の範囲第１項の選択された帯域の超音波トランシー
バー。
（３）前記選択手段が固定帯域周波数移動フィルタから
構成され、該フィルターは、ハイパスフィルターとロー
パスフィルターとを有し、これらフィルターそれぞれは
、選択されたバンドパスを形成するように選択され、こ
れらフィルターのフィルター特性は、それぞれ別個にコ
ントロールされて所望のシグナル周波数成分を通過させ
る特許請求の範囲第１項の選択された帯域の超音波トラ
ンシーバー。
（４）前記選択手段は、操作全体において、コンスタン
トな帯域を供給する特許請求の範囲第１項の選択された
帯域の超音波トランシーバー。
（５）前記選択手段は、前記被検知体内の反射深さが増
すにつれ変化する反射シグナルに応じて、時間の経過に
より減少する周波数を供給する特許請求の範囲第１項の
選択された帯域の超音波トランシーバー。
（６）超音波トランスデューサーと共に用いる選択され
た帯域の超音波トランシーバーであって、下記の構成か
らなる超音波トランシーバー；ア）選択された振幅と周波数をもつ超音波シグナル発生
手段；イ）前記超音波シグナルにより被検知体を介し、シグナ
ル伝播を行なうため前記トランスデューサーを励起させ
る手段であって、このトランスデューサーは、前記被検
知体内に伝播されたシグナルの反射を受けて反射シグナ
ルを前記レシーバに供給する；ウ）前記反射シグナルを受ける手段であって、この手段
は、前記反射シグナルに対応する周波数をもつシグナル
を供給する局所発振手段と、前記反射シグナルと前記発
振手段のシグナルとを受け、前記被検知体の反射特性を
示す振幅変化特性、時間インターバルの出力シグナルを
発生する検知器とからなる。
（７）音響的に不連続性をもつ被検知体にシグナルを伝
播させる超音波トランスデューサーと共に用いる下記構
成の超音波レシーバ；ア）時間で周波数が減少する周波数をもつ選択的可変の
パイロットシグナルを供給するローカルオシレータ；イ）前記被検知体としての音響的不連続性体から反射さ
れた伝播シグナルに対応するシグナルを受けるミキサー
；ウ）前記パイロットシグナルは、前記音響的不連続性体
に関する振幅と位相情報をもつ出力シグナルを発生させ
るもので、前記振幅と位相情報は、シグナルがレシーバ
のノイズレベルと等しい時点で供給される。
（８）第２の被検知体内の第１の被検知体の速度を測定
する方法であって、該方法は、下記の手段からなる；ア）第２の被検知体に音響シグナルを伝播させること；イ）第１の被検知体から反射シグナルを受けること；ウ）選択された周波数をもつパイロットシグナルを供給
すること；エ）前記の受けた反射シグナルとパイロットシグナルに
より第１の被検知体の第１の位置を検知すること；オ）その後で第１の被検知体の第２の位置を検知するこ
と；カ）前記第１の被検知体の第１の位置と第２の位置との
引算をして、第２の被検知体内での第１の被検知体の速
度に対応するシグナルを算出すること。
（９）前記パイロットシグナルに関連して前記受けた反
射シグナルの位相を検知し、被検知体の第１の位置が同
相及び求積シグナルにより示される特許請求の範囲第８
項の方法。
（１０）第１のアークタンジェントを与えるステップを
含む第１の位置の検知ステップと、第２のアークタンジ
ェントを与えるステップを含む第２の位置の検知ステッ
プと、前記第１のアークタンジェントならびに第２のア
ークタンジェントの差を算出して、この差で検知すべき
被検知体の速度を表わすようにした特許請求の範囲第９
項の方法。
（１１）第１の被検知体にいシグナルを伝播させるトラ
スミッタと共に使用する超音波レシーバであって、第１
の被検知体内の第２の被検知体の速度情報を供給する下
記の構成からなる超音波レシーバ；ア）前記伝播されたシグナルの反射により前記第１の被
検知体と第２の被検知体の境界位置を検知し、位置シグ
ナルを供給する手段；イ）前記伝播されたシグナルの反射により前記第２の被
検知体の速度を検知し、速度シグナルを供給する手段；ウ）反射された伝播のシグナルを増幅して境界位置と速
度シグナルを識別可能にする手段。
（１２）前記位置シグナルと前記速度シグナルを結合し
て複合シグナルとする手段を含む特許請求の範囲第１１
項の超音波レシーバ。
（１３）前記複合シグナルをディスプレイして、第１と
第２の被検知体の静的ならびに動的な表示を行なう手段
を含む特許請求の範囲第１１項の超音波レシーバ。
（１４）下記のステップからなる画像処理方法；ア）画像特性の低下を補償する選択された持続時間のシ
グナルバーストを被検知体に発射するステップ；イ）前記シグナルバーストにより被検知体からシグナル
を受けるステップ；エ）画像特性の低下を補償するフィルターの応答特性に
より前記シグナルをフィルターするステップ；オ）前記フィルターされたシグナルを検知するステップ
。
（１５）前記フィルター応答特性は、時間関数である特
許請求の範囲第１４項の方法。
（１６）前記トーンバースト持続時間が選択されて、フ
ィルターされた検知シグナルを発生させ、このシグナル
は、相変位インパルス応答特性をもつ特許請求の範囲第
１５項の方法。
（１７）前記フィルターされた検知シグナルにより画像
を表示する特許請求の範囲第１６項の方法。
（１８）被検知体は、画像品質低下特性をもつ音響的媒
体である特許請求の範囲第１７項の方法。
（１９）下記の構成からなる超音波トランシーバー；ア）選択された持続時間のトーンバーストを画像品質低
下特性をもつ音響的媒体である被検知体内に発射するト
ラスミッター；イ）前記被検知体の前記トーンバーストからの反射エネ
ルギによるシグナルを受けるレシーバ；ウ）このシグナルをフィルターして、選択された応答特
性をもつ出力シグナルを発生する手段；エ）前記フィルターされた出力シグナルを検知する手段
であって、少なくとも前記フィルター応答特性と前記ト
ーンバースト持続時間が前記画像品質低下を補償するよ
うに選択される手段。
（２０）前記フィルター応答特性時間関数である特許請
求の範囲第１９項の方法。
（２１）前記トーンバースト持続時間が選択されて、フ
ィルターされた検知シグナルを発生させ、このシグナル
は、相変位インパルス応答特性をもつ特許請求の範囲第
２０項の方法。
（２２）前記フィルターされた検知シグナルにより画像
を表示する特許請求の範囲第２１項の方法。
（２３）下記構成の超音波システム；ア）中心周波数付近の作動周波数をもつ超音波トランス
デューサー；イ）前記トランシーバーへ選択された周波数のシグナル
を送信するトラスミッター；ウ）前記トランシーバーに接続し、前記発信された時間
コントロール型ゲイン補償をもつシグナルの反射により
シグナルを検知するレシーバ；エ）前記超音波トランスデューサーの中心周波数より高
い前記発信されたシグナルの周波数の手段；オ）前記発信されたシグナルの周波数に対して、前記超
音波トランシーバーの低い中心周波数により、少なくと
も部分的に与えられる前記時間コントロール型ゲイン補
償手段。