JP2002539881A

JP2002539881A - パルス圧縮を使用する超音波イメージング

Info

Publication number: JP2002539881A
Application number: JP2000607546A
Authority: JP
Inventors: パトリックフィリップス; グレゴリーエルホリー; デイヴィッドジェイナポリターノ; クタイエフアストゥナー
Original assignee: アキューソンコーポレイション
Priority date: 1999-03-31
Filing date: 2000-03-28
Publication date: 2002-11-26
Also published as: AU3926400A; US6241674B1; DE10084427T1; WO2000057791A1

Abstract

(57)【要約】医療診断用超音波イメージング方法及び装置は、組織内へ符号化された基本波超音波パルスを送信するためにフェーズドアレイ変換器プローブ（１２）を使用する。このパルスは、１より大きいが100より小さい時間・帯域幅積を有している。受信機（１８）がプローブに結合されていて組織からのＮ次調波エコー信号を受信し、圧縮フィルタ（２２）は符号化された基本波超音波パルスの約Ｎ倍速く変化する位相を有する圧縮関数を用いて調波エコー信号を圧縮する。このようにすると、得られるイメージのＳＮＲが増加する。このようなイメージングのＳＮＲ特性が典型的に低いので、開示する方法は、特に組織調波イメージングとの使用に最適である。他の面は、非線形コントラスト剤を用いるイメージングにも適している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（関連出願との相互参照）本願は、本明細書が全文を参照している1999年３月31日付コペンディング米国
特許出願第09/283,346号（代理人ドケット5050/540）に関連する。

【０００２】（従来の技術）コントラスト剤を使用せず、非線形伝播により生成される調波から形成される
超音波イメージが、医療イメージング（像形成）における貴重な新しい診断モー
ドとして医療用超音波分野に出現してきた。好ましい組織調波イメージは、送信
された基本波信号の第２高調波を取り込んで形成される。非線形コントラスト剤
を注入して使用すると、基本周波数の第２高調波、または基本周波数の半分、即
ち低調波のような、送信された基本波周波数以外の周波数帯からの信号を更に増
加させる。最近の数年は、診断検査を向上させるために、非線形コントラスト剤
の注入使用に関心が集まっている。より近年になって、コントラスト剤の分裂を
最小にし、コントラスト剤と組織との間のコントラストを改善し、そして小血管
を視覚化する目的で、低振幅励振の使用に関心が寄せられてきた。

【０００３】組織調波イメージはクラッタ雑音を低下させ、反響アーチファクトを減少させ
、そしてコントラストを改善するので、従来は患者をイメージングするのが困難
であった組織調波イメージが好まれてきた。組織によって生成される調波の量は
、実質的に基本波よりも少なく、調波エネルギは変換器の面から徐々に累積され
、そして組織減衰は周波数が高い程大きいから、調波エネルギから生成されるイ
メージは、基本波エネルギだけから形成されるイメージに比して信号対雑音比（
ＳＮＲ）が劣る。従って、調波イメージは、変換器面付近の浅い領域において、
基本波イメージの浸透限界付近の深い領域において、走査フォーマットの外側エ
ッジにおいて、及び個々の超音波線及び個々の変換器素子のための大きい舵取り
角において、臨界的な診断情報に欠ける可能性がある。送信電圧を増加させると
、戻り信号レベル及び屡々ＳＮＲが増加するが、実際の電気的限界によってある
最大値に到達する。

【０００４】注入されたコントラスト剤を使用し、低振幅励振を用いるイメージングは、コ
ントラスト剤破壊のようなコントラスト剤分裂が最小であり、より多くのコント
ラスト剤がより長い検査時間のために利用可能になり、そして小血管の流れの検
出を増加させることができる。しかしながら、低振幅励振は、コントラスト剤が
存在しないか、または低濃度で存在する場合には、受入れ難い貧弱なイメージ品
質を発生し得る。更に、コントラスト剤信号は第２高調波周波数帯域で戻り、低
調波及び超高調波周波数のような他の帯域は普通の送信パルスによって制限され
得る。コントラスト剤を分裂させずに送信電圧を増加させることはできないから
、低振幅励振を用いるイメージは貧弱なＳＮＲを呈する。

【０００５】周波数変調（ＦＭ）されたパルス圧縮は、瞬時ピーク電力を増加させずに信号
の平均電力を増加させるための公知の技術である。この技術は、1940年代及び19
50年代にレーダー応用のために開発され、近年になって医療用超音波の分野に示
唆されてきた。基本波イメージングに関しては、M. O'Donnell, Coded Excitati
on System for Improving the Penetration of Real-Time Phased Array Imagin
g Systems, IEEE Transactions on Ultrasonics, Ferroelectrics, and Frequen
cy Control, Vol. 39, No. 3, pp. 341-51, May 1992を参照されたい。またコン
トラスト剤イメージングに関しては、Y. Takeuchi, Coded Excitation for Harm
onic Imaging, Ultrasonics, PH-3, 1996を参照されたい。

【０００６】（発明の概要）以下に説明する好ましい実施の形態は、コントラスト剤を使用せず、また軸方
向細部分解能に重大な（または、何等かの）損失を生ずることなく、送信パルス
を符号化し、組織調波イメージ形成プロセスにパルス圧縮受信フィルタを適用す
ることによってＳＮＲを向上させる方法を実現している。

【０００７】符号化された送信信号を、組織から戻された調波信号に選択的に作用するパル
ス圧縮受信フィルタリング技術と共に使用する装置は、基本波信号を使用する装
置に比して、ＳＮＲの改善及びクラッタ雑音の減少についてより多くの妥協を示
すことができる。詳述すれば、組織調波イメージは本質的に、浸透が小さく、視
野のエッジにおけるＳＮＲが低いが、普通の基本波イメージと比較した場合には
クラッタ雑音アーチファクトが少なく、より多くの診断情報を供給することが多
い。即ち、あるイメージング環境においては、基本波イメージにおけるＳＮＲ及
び浸透を増加させても、強いクラッタ雑音アーチファクトのために診断情報を増
加させることはないが、組織調波イメージにおいてはＳＮＲを同じように、また
は等価的に増加させると診断情報を増加させることができる。

【０００８】以下に説明する他の好ましい実施の形態は、コントラスト剤を使用し、整数ま
たは分数調波エネルギを検出するための独特な非線形位相変調符号化計画を実現
する。ＳＮＲの改善及びコントラスト剤の特異性の増加によって、診断情報を増
加させることができる。

【０００９】（実施の形態）電気的に制限されているか、またはＭＩ制限されてはいるが、熱制約、空間ピ
ーク時間平均限界、またはそれ以外によって制限されてはいない場合に、基本波
イメージと比較した時の調波イメージのＳＮＲが劣るのを解決するために、送信
される信号は、合計エネルギを増加させるように長くする（圧縮していない、ま
たは伸張させる）ことができる。信号処理鎖の後半における軸方向細部分解能を
最大にするために、どの次数調波信号も再圧縮することができる。この方法は、
総合帯域幅（軸方向細部分解能に比例する）を維持しながら、送信される信号の
時間的な幅を増加させることによって、時間・帯域幅積を効果的に増加させる。
公知の符号化送信技術と、以下に開示する独特な受信フィルタリングとを組合せ
ることによって、どの次数調波イメージをも生成することが可能になり、超音波
イメージの診断値を改善することができる。

【００１０】以下に説明する好ましい方法は、コントラスト剤を使用して、または使用せず
に、組織調波イメージングにおけるＳＮＲを改善するために使用することができ
る。１つの好ましい実施の形態では、コントラスト剤を使用せずに、組織の第２
高調波イメージングがＳＮＲを改善し、それが浸透の増加及び診断情報の改善に
変換される。

【００１１】動作の詳細図１は、本発明を実現するために使用可能な、医療診断用超音波イメージング
システムのブロック図である。図１のイメージングシステム１０は変換器（トラ
ンスデューサ）１２を含んでおり、この実施の形態では、変換器１２は一次元フ
ェーズドアレイ変換器である。変換器１２は、送受信スイッチ１４を介して、送
信ビーム形成器１６及び受信ビーム形成器１８の両方に結合されている個々の変
換器素子のアレイを含んでいる。送信ビーム形成器１６は、入力として符号化送
信機２０ａ、２０ｂ、…２０Ｎｔから符号化された送信パルスを受け、送信機２
０ａ、２０ｂ、…２０Ｎｔからの符号化された送信パルスに適当な遅延及び／ま
たは位相変化を与え、イメージ中の組織の所定の領域内にコヒーレントに追加す
るように時間調整され、位相調整された超音波信号（関連する変換器素子からの
）に変換する。

【００１２】同様に、受信ビーム形成器１８は、適当な時間遅延及び／または位相変化を与
え、個々の変換器素子から受信したエコー信号を所望のビーム方向に沿ってコヒ
ーレントに合計する。受信ビーム形成器１８によって生成され、ビーム形成され
たエコー信号は受信復調器２０へ印加され、受信復調器２０はエコー信号を所望
周波数範囲に復調する。復調されたエコー信号はデコーディング受信機２２へ印
加され、受信機２２はビーム形成され、復調されたエコー信号にパルス圧縮関数
を適用する。デコードされたエコー信号は、検出及び表示のためにイメージプロ
セッサ２４へ印加される。

【００１３】組織減衰、音響回折、及びビーム形成プロセスを無視した以下の数学的記述が
、図１のシステムに適用される。超音波線の形成は以下のようにモデル化するこ
とができる。

【数１】ここに、Ｘ_tx(t) ＝送信波形、ｈ_tx (t) ＝変換器電圧・圧力伝達関数、Ｐ｛…｝＝演算子ｐモデル調波信号生成、 θ(t) ＝スキャッタラーレスポンス、ｈ_rx (t) ＝変換器圧力・電圧伝達関数、ｄ(t) ＝復調関数、Ｘ_rx (t) ＝受信フィルタまたはパルス圧縮デコーディングフィルタ、ｔ＝時間、及び * ＝畳込み演算である。

【００１４】軸方向細部分解能を犠牲にすることなく送信エネルギを増加させるために、振
幅ａ(t)及び変調周波数ｆ_mを有する普通の送信波形Ｘ_tx(t)は次のように表すこ
とができる。

【数２】Ｘ_tx(t)は、時間依存位相項φ(t)で変更することができる。注：Ｒeは、｛…｝
の実数部分を表す。一般的に言えば、新しい送信波形は、

【数３】ここに、

【数４】であり、Ｋ_iは任意定数である。φ(t)及びａ(t)を適切に選択することによって
、約１の時間・帯域幅積を有するコンパクトな固定帯域幅時間パルスをより大き
い時間・帯域幅積に時間的に広げ、より大きい送信信号エネルギを可能にするこ
とができる。組織からの散乱した信号を受信した後に、適切に設計された受信機
が時間的に広げられたパルスを圧縮し、コンパクトなパルスを回復することがで
きる。このプロセスは、広げられた送信パルスから重大な劣化を生ずることなく
、指定された帯域幅に関連する好ましい軸方向細部分解能を保持する。優れた軸
方向細部分解能は、適切なデコーディング受信機を用い、帯域外周波数成分を十
分に排除することによってのみ維持される。所望の第２、低次または高次調波エ
ネルギを選択的に取り込むように設計された受信機を用いて適切にデコーディン
グすると、時間・帯域幅を約１の普通の値を越えて増加させ、ＳＮＲを改善する
ことができる。当分野においては公知のように、ＳＮＲを最大にすることができ
る基本波イメージングのための好ましいデコーダは整合（マッチド）フィルタで
ある。従って、優勢な基本周波数において復調した後に、受信機デコーダは、

【数５】の時間反転・位相共役の基準化されたバージョンであることができる。

【００１５】調波イメージングの場合に好ましいデコーダは、調波信号生成の次数及びメカ
ニズムに依存する。この場合も、関心調波に整合した整合フィルタが好ましいデ
コーダである。第２高調波組織イメージングの場合、公知のリーマンの波動方程
式を解くことによって合理的なモデルを求めることができる（Nonlinear Acoust ics , Mark F. Hamilton, et al. 1998, pg 75）。

【数６】ここに、 Coは、小さい信号音速度であり、 ρoは、周囲密度であり、 B は、非線形性のパラメータである。ここに、圧力ｇ（t,z）の場合、変換器の面における変換器の送信圧力信号に等
しい境界条件、即ち強制関数

【数７】を適用する。例えば、Nonlinear Acoustics, edited by Mark F. Hamilton and David T. Bla
ckstock, copyright 1998の75ページを参照されたい。

【００１６】直接的な動揺解析（例えば、Nonlinear Acousticsのセクション２、281ページ
参照）を使用すると、一般モデルは

【数８】の形状を取り、自乗された基本圧力信号ｆ(t)の時間導関数から生成された第２
高調波信号が得られる。上式のKtは、組織材料特性に等しい。第２高調波エネル
ギのコントラスト剤イメージングに適用することができるモデルの例は時間導関
数を排除するが、それでも基本波圧力の自乗に依存している。

【００１７】式（３）の一般送信波形信号、及びモデル演算ｐ｛…｝を使用し、変換器の送
信伝達関数が関心周波数帯域にわたって重大な影響を及ぼさないものとすれば、
組織において生成される第２高調波信号は次のように示すことができる。

【数９】ここに、

【数１０】

【数１１】

【数１２】 Di ＝定数である。

【００１８】第２高調波信号は、元の変調周波数ｆ_mの２倍、即ちｅ^j4πfm ^tによって実効
的に周波数変調されており、最後の項

【数１３】のために直流に近い付加的な低周波数エネルギが存在していることに注目された
い。この最後の項は、非線形音響伝播信号ピークが、有限帯域幅信号のための信
号トラフよりも速く走行する、即ち正の相対圧力（ピーク）が負の相対圧力（ト
ラフ）よりも大きい組織音速度を発生するから現れるのである。コントラスト剤
の第２高調波イメージングの場合、

【数１４】散乱した組織エネルギを受信し、ビーム形成器によって適切なチャンネル毎の遅
延、位相調整、及びアポジゼーションが適用された後に、さらなる処理のために
関心調波信号を所望の周波数帯域に復調することができる。好ましい帯域はベー
スバンドである。もし復調関数ｄ(t)を次式のように第２高調波周波数の中心に
選択し、

【数１５】また、Ｘ_rx (t)をY*_2nd(−t)に等しく選択すれば、ＳＮＲを最大にし、優れた軸
方向細部分解能を維持する好ましい実施の形態を実現することができる。なお、
式（１３）において、組織第２高調波エネルギの場合には、

【数１６】であり、またはコントラスト剤第２高調波エネルギの場合には、

【数１７】であり、そして*は、複素共役演算である。この好ましい実施の形態では、パル
ス圧縮受信機Ｘ_rx (t)のために、ＳＮＲを最大にすることができる整合フィルタ
を使用している。普通の受信機は、デコーディング、及び所望の軸方向分解能を
回復するために必要な付加的な非線形位相変調が欠如している。復調の後の好ま
しいパルス圧縮整合受信機は、

【数１８】の時間反転・位相共役である。受信機における復調信号処理ステップは、周波数
帯域を好ましい周波数帯域へ効果的にシフトさせる。整合フィルタ、またはより
一般的にはパルス圧縮フィルタは、直流に近い低周波数項、及び基本波エネルギ
または他の望ましくないエネルギを効果的に抑圧することができる。もし望むな
らば、整合フィルタ包絡線以外の振幅変調を受信機内で使用することもできる。
詳述すれば、付加的なパルス成形を使用して、不要範囲のローブを抑圧するのを
援助することができる。

【００１９】例：以下は、第２高調波組織イメージングのための非線形二次位相変調（ＰＭ）、
線形周波数変調（ＦＭ）チャープパルス圧縮コードの例である。送信信号は、以
下の特性を有している。１）振幅は時間幅

【数１９】のガウス包絡線で変調される。ここに、時間幅は、ピークから−6.28ｄＢ下がった振幅として定義される。２）ピークから−6.28ｄＢレベルにおける周波数帯域幅は、

【数２０】である。３）時間・帯域幅積は、

【数２１】として定義される。

【００２０】一般的な送信信号は、

【数２２】であり、指定された帯域幅W（即ち、軸方向細部分解能）及び所望パルス幅Ｔの
場合には、瞬時周波数（ラジアン／秒）は、

【数２３】である。この例のために上式（１３）を使用すると、第２高調波周波数における
復調後の受信パルス圧縮整合フィルタは、

【数２４】である。ここに、Ｄ₂は定数である。現在の医療用超音波システムを用いて得る
ことができる典型的な時間・帯域幅積は、

【数２５】である。ここに、Ｄ₃は定数である。注：臨床システムのための時間・帯域幅積
は、Ispta限界、熱限界、及びチャンネル毎の電力によって決定されることが考
えられる。図２乃至９は、あるシステムを実現する上での異なるステージにおけ
る信号の例である。図２乃至５は、時間・帯域幅積が４であるシステムを表し、
一方図６乃至９は、時間・帯域幅積が８、即ち後者の４つの図面を作成するため
に使用した送信信号時間長が、前者の４つの図面を作成するために使用した送信
信号長の２倍であるシステムを表している。４つの図面の２組のために送信され
た帯域幅は同一である。一般的には、時間・帯域幅積が50より小さい、より好ま
しくは20より小さい、最も好ましくは10より小さいシステムが好ましい。

【００２１】図２乃至９の説明図２−９の例においては、送信変調周波数は２ＭＨｚであり、周波数帯域幅は
１ＭＨｚである。図２ａ及び６ａは、普通の送信される信号、及び対応する送信
包絡線を示しており、各図においては、時間依存・非線形位相変調は使用せず、
これら２つの普通の送信信号は同一であって、各ケースのために参考として示し
たものである。図２ｂ及び６ｂはそれぞれ、二次ＰＭまたは線形ＦＭ符号化され
た送信信号、及び対応する送信包絡線を示している。４つの図面においては、電
気的限界または所望の空間ピーク音響限界に基づいて、典型的なように、ピーク
信号レベルは同一である。図２ｃ及び６ｃは、先行図に示すように、普通の場合
の線形送信位相、及び符号化信号の場合の非線形位相を示している。図２ｄ及び
６ｄは、これらの位相の時間導関数によって決定される送信位相に対応する瞬時
周波数を示している。符号化送信信号位相が、普通の送信信号位相とは明白に異
なっており、非線形であることに注目されたい。

【００２２】図３ａ及び７ａは、普通の送信信号に関連する組織第２高調波信号及びその包
絡線を示しており、組織減衰及び音響回折は排除されている。また、これらの図
には、参考として組織基本波信号包絡線が示されている。第２高調波信号が、改
善された軸方向細部分解能を与えることに注目されたい。図３ｂ及び７ｂはそれ
ぞれ、符号化送信信号に関連する組織第２高調波信号及びその包絡線を示してい
る。これらの図面にも、参考として組織基本波信号包絡線が示されている。図３
ｃ及び７ｃは、普通の送信信号を用いた時の第２高調波信号、符号化送信信号を
用いた時の第２高調波信号、及び符号化送信信号を用いた時の基本波信号を示し
ている。図３ｄ及び７ｄは、これらの組織信号位相に対応する瞬時周波数を示し
ている。各型の組織信号毎の、及び各型の送信信号毎の組織信号位相及び瞬時周
波数が独特であることに注目されたい。最適化されたパルス圧縮（または、デコ
ーディング）受信フィルタを設計する場合、これらの差を斟酌する必要がある。
即ち、位相は、符号化送信信号が変換器から発射された時の組織基本波信号に比
して、組織第２高調波信号の場合には、時間の関数として２倍程度速く変化して
いる。図（４ａ、４ｂ、４ｃ）及び（８ａ、８ｂ、８ｃ）は、第２高調波及び基
本波で受信した信号をフィルタするための受信ベースバンドフィルタ成分のパル
ス圧縮、またはデコーディングを示している。２組の各々において、これらの図
はそれぞれ、普通の送信信号を用いた時の第２高調波デコーディングフィルタ、
符号化送信信号を用いた時の第２高調波デコーディングフィルタ、及び符号化送
信信号を用いた時の基本波デコーディングフィルタを示している。３つの図の最
後の組は比較のために示したものであり、基本波信号を用いて組織をイメージン
グする場合の典型である。各図は、各フィルタのレスポンスの実数部分、虚数部
分、及び振幅を示している。第２高調波信号のための受信デコーディングフィル
タは、符号化された送信信号が変換器から発射される場合は、基本波信号のため
の受信デコーディングフィルタとは異なることに注目されたい。これらの差は、
受信フィルタの位相を時間の関数としてプロットしても明らかになる。図４ｄ及
び８ｄは、３つの異なる型のフィルタのためのこれらの位相を示している。これ
らの位相が、符号化送信信号を使用する時の基本波に比して、第２高調波の場合
には時間の関数として２倍程度速く変化することに注目されたい。より高次の、
または低次の調波のイメージングの場合には、デコーディングフィルタの瞬時位
相は、所望の調波位相変化と整合させることが好ましい。例えば、1/2次の低調
波は、その位相が送信された信号の位相の半分のレートで変化するフィルタを用
いて優先的にデコードされる。図４ｅ及び８ｅは、優勢第２高調波周波数（４Ｍ
Ｈｚ）における適切な復調、第２高調波パルス圧縮フィルタを用いたベースバン
ド受信フィルタリング（２つの場合に、それぞれ図４ａまたは４ｂ、及び図８ａ
または８ｂから）、及びディスプレイ検出の後の最終出力信号を示している。以
下のことに注目されたい。

【００２３】１）２つの第２高調波信号処理技術の場合、出力信号の幅によって定義される
軸方向分解能は同一である。符号化された送信信号及び適切な受信フィルタリン
グを用いると、軸方向細部分解能が維持される。

【００２４】２）符号化されたパルス圧縮技術に関連する第２高調波戻り信号内のエネルギ
は、普通の符号化されてない技術に関連する戻りエネルギよりも大きい。時間的
に広げられた送信波形によって、付加的なエネルギが利用可能にされている。２
つの別個のケース（ケース１は時間・帯域幅積＝４、ケース２は時間・帯域幅積
＝８）の間の戻されて検出される信号エネルギの差は、予測した通り、時間・帯
域幅積がより大きい８の場合の方が大きい。

【００２５】３）符号化及び非符号化の両信号処理技術共、基本波エネルギの不完全抑圧の
ために残留基本波信号が存在する。符号化信号処理技術は、優勢残留エネルギを
普通の非符号化信号処理技術に対して効果的に、時間的にシフトさせる。この残
留エネルギは、信号帯域幅が適切に選択されている臨床設定ではそれ程重大では
ない。周波数スペクトルの重畳のために、帯域幅を大きくする程基本波抑圧が小
さくなる。貧弱な基本波エネルギ抑圧、または受入れ難い残留基本波エネルギは
、異なって送信された包絡線位相に関連して予備検出された受信パルスの加算、
またはフィルタリングによって更に減少させることができる。複数の受信したパ
ルスを単純に加算またはフィルタリングによって組合せると、所望の関心調波を
効果的に強調しながら、望ましくない基本波または他の調波エネルギを打ち消す
ことができる。例えば、同一方向に逆相（即ち、０°及び180°）で送信された
２つのパルスは、使用可能な軸方向細部分解能及び第２高調波信号のＳＮＲを同
時に増加させ、基本波信号を抑圧するためのパルス圧縮受信フィルタの後に加算
することができる。別の例では、異なる初期包絡線を有する２つのパルスを異な
る方向に沿って、または異なる原点から送信し、次いで受信してパルス圧縮フィ
ルタでデコーディングの後に加算することができる。非共線対送信パルスは、共
線送信パルスに比してフレームレートを改善することができ、位相及び振幅変調
符号化及びデコーディングのためにＳＮＲが改善される。図４ｅ及び８ｅにおい
ては、これらの複数のパルス組合せが残留基本波信号内のエネルギを減少させて
いる。

【００２６】図５及び９は、普通の、及び符号化送信信号の場合の、周波数ドメイン内の組
織信号、及び検出された出力信号を示している。これらの図は、送信される信号
の指定された時間幅には無関係に、組織基本波及び組織第２高調波信号の帯域幅
が−6.28ｄＢに一定に保たれていることを示している。また、普通の送信信号か
らの戻りと比較した時の、符号化された送信信号からの戻りの検出された信号エ
ネルギの差が２つのケースについて示されている。２つの時間・帯域幅積の大き
い方の出力信号は、提示されている２つの符号化のケースの間の同一ピーク送信
信号レベルの大きい方であるが、図５及び９の全てのスペクトルは、各ケース毎
に、符号化パルス圧縮技術の調波組織信号ピークによって独立的に正規化されて
いる。従って、信号出力の最大スペクトル振幅は、常に０デシベルである。この
正規化によって、普通の送信信号の組織調波信号レベルと、調波受信フィルタリ
ングの後の残留基本波信号レベルとの差が強調されている。

【００２７】好ましい実施の形態に対して、及び上述した例に対して多くの変更が可能であ
り、それらは以下のものを含む。

【００２８】１）振幅 α(t)、及び位相φ(t)の一般的な変調以上に非線形二次位相（または線形周波数）変調対時間を有するガウス振幅変
調包絡線の例を説明したが、多くの異なる型の振幅及び位相変調関数を送信機及
びパルス圧縮受信フィルタ内に使用することができる。図１０は、線形、非線形
、離散、及び連続瞬時ＦＭ関数対時間の幾つかの例を示している。これらの関数
は、位相変調（ＰＭ）関数の時間導関数である。これらの関数は、パルス時間幅
Ｔ_FM及び所望の周波数スパンW_FMの範囲内に定義することが好ましい。線３０が
包絡線持続時間の半分に位置していることに注目されたい。これらは例であり、
全てを網羅しているのではない。線形ＦＭ（二次ＰＭ）関数の例が、ａ、ｂ、及
びｃとラベル付けされている。２つの区分的線形ＦＭ関数は、関数ｆ及びｃであ
る。２つの非線形ＦＭ関数は、ｄ及びｅとラベル付けされている。変調関数ｃ及
びｅは線３０に関して対称であり、他の関数は線３０に関して非対称であること
に注目されたい。

【００２９】図１１に、対称及び非対称非線形位相関数対周波数の幾つかの例を、一般信号
振幅スペクトルと共に示す。破線で示すスペクトルＡ及びＢは、送信機における
、またはパルス圧縮フィルタの入力における信号スペクトルを表している。実線
曲線で示す位相関数ａ及びｂは、対称及び非対称関数の例である。関数ａは振幅
スペクトルＡに関して対称であるか、または振幅Ｂに関して非対称である。関数
ｂは、振幅スペクトルＡ及びＢに関して非対称である。

【００３０】図１２は、包絡線持続時間の半分に位置する線４０に対して、対称及び非対称
振幅変調関数対時間の幾つかの例を示している。関数ａ及びｂは、対称振幅プロ
ファイルであり、関数ｃ及びｄは非対称プロファイルである。これらの型の関数
は、所望のシステム総合スペクトルレスポンスに依存して、送信機及びパルス圧
縮受信機に独立的に適用することができる。非対称関数は、組織減衰、音響回折
、及びシステム及び変換器設計からのインパルスレスポンスによって発生するス
ペクトルの成形を補償することによって、ＳＮＲを最大にするのに特に有用であ
る。

【００３１】図１０、１１、及び１２に示すこれらの組合せの幾つかは、特定のシステム設
計のために好ましいものであることができる。例を以下に示す。

【００３２】１a）図１２の関数ａのような定振幅パルスを送信する場合には、非線形瞬
時周波数変調関数のような、線形に、または二次的に変化するもの以外の位相変
調関数対時間が好ましいかも知れない。二次位相変調（または、線形ＦＭ）を定
振幅変調と共に使用すると、臨床的には受入れ難い範囲のローブを発生し得るが
、定振幅以外の振幅変調関数は送信機において使用することができない。定振幅
または均一振幅変調は、これらの型の送信機のコストが、Acuson Corporationか
らSequoiaの商品名で販売されているプログラマブル波形発生器（ＰＷＧ）のよ
うな非均一振幅変調を行うより精緻な送信機と比較して低いために、商用超音波
製造業者の間で人気がある。定振幅・非線形ＦＭは、高レンジローブを抑圧する
のを援助するように、パルス圧縮出力スペクトルを優先的に成形するために使用
することができる。代替として、または更に、パルス圧縮受信機における適切な
非均一対称または非対称振幅変調によって、不要なレンジローブを減少させるこ
とができる。受信機における非均一振幅変調の潜在的な欠陥は、ＳＮＲが低下す
ることである。非線形ＦＭは、付加的な受信振幅変調の必要性を排除し、従って
定振幅送信されるパルスに伴うＳＮＲを最大にする。

【００３３】１b）均一振幅変調が実際に好まれ、送信機内において使用可能な振幅変調
の型には無関係に非線形ＦＭが使用される別の例は、近フィールド調波イメージ
ングである。少なくとも同一の変換器を使用して超音波エネルギを送受信するシ
ステムの場合には、送信機がターンオフされるまでは受信回路はターンオンでき
ないから、変換器の面付近のイメージングはパルス長の拡張に制限を課すことに
なる。また、もし組織非線形伝播によって単独に調波エネルギが生成されるので
あれば、ＳＮＲは貧弱になり得る。もし最短の時間窓で最大エネルギを組織内へ
送信するのであれば、均一に振幅変調された波形が好ましい。受入可能なレンジ
ローブレベルを維持するために、非線形ＦＭを使用することができる。

【００３４】１ｃ）位相変調関数は、均一振幅変調に束縛されているシステムにとって有
益であるようにランダム化することができる。送信波形の瞬時周波数を制御する
ことによって、信号が０交差する間の時間を精密に制御して疑似ランダムシーケ
ンスを生成することができる。整合フィルタレスポンスを用いて受信フィルタし
た後には時間的にコンパクト出力が発生し、これが優れた軸方向細部分解能、及
び改善されたＳＮＲを与える。更に、もしレンジローブが受入れ難く、且つ非均
一振幅変調が使用できなければ、フレームレートの損失が予測される第２相補送
信発射を使用して最初の送信発射に関連する極性とは逆の極性の副レンジローブ
を生成させ、出力信号の主時間ローブを強調することができる。逆極性のレンジ
ローブは打ち消し合うから、不要レンジローブを抑圧するのを援助するための表
示処理の前にこれら２つの分離出力を加算することができる。これらの型の相補
コードの例は、1961年10月のIRE Transactions on Information Theory, Volume
IT-7, Number 4に所載のM.J.E. GolayのComplementary Seriesに記述されてい
るGolay codesである。

【００３５】 Golayコードまたは公知のBarkerコードを含むことができる、２進コードのよ
うな、これらの型のコードのいろいろな形状を調波イメージングへ適用すること
に関して２つの重要な面に注目すべきである。第１は、これらのコードの殆どが
要求する第２高調波パルスの反転バージョンを発生させるために、基本波送信パ
ルスを±90°だけシフトさせなければならないことである。例えば、

【数２６】及び

【数２７】（ここに、Ｔは、この２パルス例の場合は、２つのパルス間の時間である）の形
状の第２高調波信号を実現するためには、送信される信号は次の近似形状を有し
ているべきである。

【数２８】及び

【数２９】

【００３６】第２は、調波信号は非線形プロセスによって生成されるから、重畳を最小にす
るためには、送信される信号の２つの成分を時間Ｔだけ十分に分離すべきことで
ある。そのようにしなければ、調波信号内に第３の望ましくないクロス乗積項が
現れるようになる。説明の都合で示した調波波形は、相補Golayコードを使用し
た符号化の例である。更に、２つの波形の第１の波形は、サイズ２の最も簡単な
Bakerコードを使用して符号化された送信波形の例である。

【００３７】１ｄ）パルス圧縮受信機における正確なデコーディングを維持しながらＳＮ
Ｒを最大にするためには、非対称位相関数対周波数、即ち図１１の関数ｂのよう
な関数が好ましい。周波数依存減衰は、低めの周波数成分よりも高めの周波数成
分の方を優先的に大きく減衰させるから、戻されたスペクトルエネルギをスペク
トル幅及び中心周波数の両方で追跡する受信機は、ＳＮＲを最大にすることがで
きる。深さ依存スペクトルエネルギを所与のベースバンドフィルタ内に選択的に
位置決めする１つの方法は、復調周波数を深さの関数として変化させることであ
る。もし、復調周波数を変化させながら、不要なイメージアーチファクトを発生
させずにＳＮＲを最大にさせれば、受信機フィルタに非対称位相関数を組み込み
、フィルタインパルスレスポンスを深さと共に変化させることができる。この動
的に変化する受信フィルタが好ましいであろう。

【００３８】もし深さ依存受信フィルタが利用できなければ、他の方法を使用して固定受信
機に伴う不正確なデコーディングまたはイメージアーチファクトを最小にするこ
とができる。

【００３９】１つの方法は、復調周波数を深さに対して一定であるように固定し、位相関数
を送信変調周波数のような特定周波数に関して対称に保つことである。

【００４０】特に二次位相変調の場合の別の代替は、パルス圧縮関数を用いて受信信号をフ
ィルタする前に、深さの関数として受信信号を時間遅延させることである。深さ
が増加するにつれて遅延が追加されて増加し、正確なデコーディングが維持され
る。

【００４１】更に別の代替は、対称であり深さ依存の位相関数を深さ依存復調周波数と共に
維持し、可能なアーチファクトを受入れることである。幾つかの位相関数または
対応するＦＭ関数の場合には、イメージアーチファクトは許容できるものである
。

【００４２】各セグメントが独立振幅変調関数及び非線形位相変調関数からなる時間的に離
散したセグメントを有する送信パルスが好ましい。この型の特性を有する例は、
図１０に関数ｆとラベル付けされて示されている。関数ｆは、２つの独立非線形
二次ＰＭ関数（または、図示のように、区分的線形ＦＭ関数）を組み入れている
。実効的にサブコードからなるこの型のコードは、２つの密に離間する時間間隔
で組織から情報を抽出するために、またはコントラスト剤調波を優先的に励振す
るために使用することができる。独特な振幅及び位相関数を有する１つの時間セ
グメントは、他の符号化されたセグメントの存在に依存する振動モードを優先的
に励振する、または核を作ることができる。この型のコードは、低調波のような
分数調波エネルギを最適に検出するために使用することができる。勿論、複数の
コードを時間的に重畳するように（これは、実効的に２つのコードの加算である
）設計することができる。２つの異なるセグメントを用いているこの例では、パ
ルス圧縮受信機は一方の、または両方のセグメントに関連するエネルギをデコー
ドすることができる。もし一方のセグメントが特定の振動モードを励振するため
に使用されていれば、別のセグメントをイメージング提示のために使用すること
ができる。これらのコードが有用であることができる特定例は、送信されたパル
ス内に含まれる高めの振幅基本波エネルギから、低振幅送信された低調波エネル
ギの成長の核を作るために使用する場合である。この例は、本明細書と同一の日
付で出願され、本明細書が参照しているコペンディング米国特許出願第09/282,6
03号（代理人ドケット5050/515）に詳細に開示されている。

【００４３】２．多次元変換器を含む何等かの型の変換器本発明は、圧電変換器、または商用超音波システムとして広く市販されている
変換器に限定されない。例えば、本発明は静電変換器を用いて実現することがで
きる。

【００４４】３．異なる時間・帯域幅積及び／または送信発射毎の振幅及び位相変調の型例えば、２つまたはそれ以上の送信焦点が使用される場合には、時間・帯域幅
積を深さ依存とすることができる。良好な近フィールドイメージングを維持する
ためには、最も浅い焦点のために小さめの時間・帯域幅積が好ましい。

【００４５】４．エンコーディング送信機及びデコーディング受信機を異なる形状で実現す
ることができる。送信機及び受信機は、ディジタル及び／またはアナログ回路を
使用することができ、また送信波形は必ずしもミクサーを必要とはしない。適当
な送信機の例が、米国特許第5,675,554号“Method and Apparatus for Transmit
Beamformer”に開示されている。例えば、簡単なディジタル的に格納された波
形はミクサーを使用せずに増幅することができ、またはアナログ発振器は振幅を
変化させながら異なる周波数にわたって掃引させることができる。フィルタを実
現し、所望の送信コードを生成させるために適切な複素フィルタと共に、インパ
ルス発生器を使用することができる。受信フィルタリングは、上述したアーキテ
クチャの例に限定されるものではない。例えば、復調ステージはビーム形成が完
了した後に発生させる必要はなく、代わりとして、ビーム形成が完了する前に各
受信チャンネル上に、または受信チャンネルのサブグループ上に発生させること
ができる。更に、受信フィルタリングは、ベースバンドに発生させる必要はない
。複素フィルタリングは、中間周波数において実現することができる。

【００４６】５．本発明は、第２高調波信号に限定されるものではない。どのような次数の
整数調波または分数調波もデコードすることができる。

【００４７】６．本発明は、コントラスト剤を使用して、または使用せずに、符号化パルス
圧縮調波Bモードイメージを、別の型のイメージ、カラー、またはBモードと共に
、同時または順次取得及び処理と共に使用することができる。これらの例を以下
に示す。ａ．符号化パルス圧縮調波イメージと共に基本波イメージ。ｂ．符号化パルス圧縮調波イメージと共に基本波符号化パルス圧縮イメージ。ｃ．符号化パルス圧縮調波イメージと共に基本波または調波符号化パルス圧縮
または非符号化カラーイメージ。

【００４８】７．本発明は、空間的に共線の、または空間的に別個の２つまたはそれ以上の
分離したビームのどのような予備検出組合せとも使用することができる。組合せ
内の個々のビームは、同一の振幅、周波数、及び位相を有する遅延プロファイル
を有することも、または異なる振幅、周波数、または位相を有することもできる
。この実施の形態の例は、改善された基本波信号排除／打ち消しを得るために、
従って改善された信号帯域幅及び軸方向細部分解能を得るために、逆極性送信位
相調整を用いてパルス圧縮受信フィルタリングした後に、２つのビームを加算す
ることを含む。関連付けられた送信ビームは、普通のパルス反転イメージング（
例えば、Chapmanの米国特許第5,632,277号）のように空間的に整列させることも
、または本明細書が全文を参照しているコペンディング米国特許出願第09/282,3
96号（代理人ドケット5050/542）に開示されているように空間的に別個であるこ
ともできる。

【００４９】代替実施の形態上述した好ましい実施の形態は、符号化された波形が組織調波イメージングと
、コントラスト剤を用いるイメージングとに適用されることを記述している。以
下に代替実施の形態を、コントラスト剤イメージングに関連して説明する。１つ
の代替実施の形態は、コントラスト剤を破壊せずにＳＮＲを改善するために、低
圧力振幅で送信されるパルスの時間幅を増加させる。コントラスト剤の整数また
は分数調波を励振するために、時間的に伸張された励振を使用することができる
。第２の代替実施の形態は、幾らかのコントラスト剤は破壊され得るが、それで
もＳＮＲを改善するために、第１の代替実施の形態の圧力振幅よりも大きいが、
それでもある最大値よりは小さい圧力振幅を有するように、送信されるパルス幅
を増加させる。検出された非線形コントラスト剤信号と組織信号との間の最適イ
メージコントラストは、前記最大値よりも小さい送信圧力において得ることがで
きるから、改善されたＳＮＲはイメージ品質及びコントラストを改善する。

【００５０】コントラスト剤の調波イメージングは、ピーク振幅が維持され、時間・帯域幅
積及びパルス幅が上述したように増加された場合には、分解能を損なわずにＳＮ
Ｒを増加させる。しかしながら、低送信電圧、従って低音響圧力におけるイメー
ジングのようなコントラスト剤イメージングに特定の付加的長所が存在する。第
１に、低送信電圧を使用すると、コントラスト剤の破壊が減少する。長い持続時
間の（大きい時間・帯域幅積の）低音響圧力送信パルスは、圧縮した高音響圧力
送信パルス程コントラスト剤を破壊しないものと考えられる。第２に、音響圧力
を減少させると、非線形に伝播する調波信号の組織散乱に対して、コントラスト
剤の非線形散乱を増加させることができる。考え得る理由の１つの説明は、より
高い音響圧力においては、入射エネルギが散逸するか、（第２高調波散乱に変換
されるのではなく）低調波に、またはより高次の調波に変換されるので、コント
ラスト剤からの散乱に飽和効果が存在するというものである。正味の結果として
、より高い音響圧力よりも低い音響圧力における方が、コントラスト剤調波信号
と組織調波信号との間のコントラストが大きくなり得る。

【００５１】これらの、及び多分他の理由から、低音響圧力においてはイメージコントラス
ト剤が有利であろう。しかしながら、これらの低めの音響圧力においては、ＳＮ
Ｒがかなり劣化する。本発明が概要開示しているパルス伸張及び圧縮は、軸方向
分解能を犠牲にすることなく、そのＳＮＲの幾らかを回復するために使用するこ
とができる。実際に、ピーク振幅を減少させると、合計パルスエネルギを時間平
均パルス電力に関するＦＤＡ限界のような限界以下に留めたまま送信パルスをよ
り長くすることができるので、より大きい時間・帯域幅積は、組織高調波イメー
ジングよりもコントラスト剤イメージングの方を支持できることになる。100よ
りも大きい時間・帯域幅積は、多くの理由から実現不能である。当業界で広く行
われているように普通のダイナミック受信集束を使用した場合、これらの長いパ
ルスを正確にデコードしようとすると、必ず受入れ難い程大きいレンジローブが
発生する。ダイナミック受信集束を用いる長いパルスのデコードに伴う不正確さ
を回避するために、パルス圧縮フィルタを多数回反復し、動的な時間遅延を適用
する前に各反復を各受信ビーム形成チャンネルの背後に配置することができる。
しかしながら、多くの素子及びシステムチャンネルを有する殆どの実際のフェー
ズドアレイ変換器システムの場合、コスト及び複雑さが莫大になる。普通の受信
機は、送信機が活動を停止するまで受信を行うことはできないから、スタンドオ
フパッドを使用しない限り、長いパルスは近フィールドイメージングも禁止する
可能性がある。

【００５２】コントラスト剤からの非線形散乱は、組織を通る非線形伝播よりかなり複雑で
あり、この散乱のためのモデルは多くのｘ²(t)次の項を含み得る。ここにｘ(t)
は入射送信パルスである。例えば、正確なモデルは、

【数３０】の項を含み得る。しかしながら、送信パルスが合理的に滑らかに位相変化し、合
理的な帯域幅である場合には、コントラスト剤からの第２高調波散乱をｘ²(t)に
よって表す近似を使用すると、有益な結果を得ることができる。これは散乱した
第２高調波信号を、式８のように

【数３１】にする。ここに、

【数３２】である。勿論、非線形散乱のためのより正確なモデルを使用し、受信パルス圧縮
フィルタを調波散乱パルスと整合するように設計することによって、幾分良好な
結果を得ることができる。

【００５３】交互に位相調整された送信パルスとコントラスト剤とを組合せてイメージング
するために、非線形位相変調送信パルスを適切に設計された受信パルス圧縮フィ
ルタと共に使用することによって、さらなる有益な結果が得られる。交互送信極
性技術に関しては、特に図２乃至９の説明のアイテム３、及び好ましい実施の形
態の例のアイテム７において既述した。一般的には、送信パルス電圧を低下させ
ると、組織非線形伝播による基本波信号レベルに対して第２高調波信号レベルが
低下し、基本波信号の抑圧を効果的に減少させる。更に、送信及び受信に大きい
時間・帯域幅積を使用すると、送信及び受信における有限フィルタ長のために、
基本波信号抑圧が低下するという結果がもたらされる。何れの場合も、交互極性
送信パルスからの空間的に共線の、または空間的に別個のビームの予備検出組合
せを使用して、組織からの基本波散乱の抑圧を増加させることができる。これは
、コントラスト剤の特異性を改善し、受入れ難い程高い基本波信号レベルからの
重大なアーチファクトを生ずることなく、軸方向細部分解能を増加させる。上述
した非線形位相変調された送信パルスは、

【数３３】のように、連続的に送信される各パルス毎にその指標ｎを１から送信されるパル
スの数まで交互位相項を用いて変更することができる。

【００５４】組織調波イメージング及びコントラスト剤イメージングの両者に関係する以上
の説明の殆どは、受信機が、受信した調波パルスの整合フィルタリングを遂行す
るような好ましい実施の形態に集中していた。ある場合には、送信パルスの帯域
幅よりも狭い、または広い帯域幅の何れかを使用することが望ましいかも知れな
い。その場合、受信機は、受信機の位相ひずみ（位相対周波数）が受信した調波
パルスの位相ひずみ（位相対周波数）を補償するように選択することが好ましい
。これは、受信の時間的周波数掃引（調波パルスの周波数掃引とは幾分異なる）
を含むことができる。例えば、もし前記ガウス送信パルスを使用すれば、調波信
号は、幅（持続時間）Ｔ＝(2α)^1/2、帯域幅Ｗ＝[2(α²＋γ²)／α]^1/2、及び式
１９によって与えられる時間・帯域幅を用いて、

【数３４】によって近似される。もし受信機が帯域幅Ｗ_Rを有していれば、ガウス受信機は

【数３５】によって与えられる。ここに、

【数３６】及び

【数３７】である。

【００５５】他の任意帯域幅受信機を設計することはできるが、一般的には、最良軸方向分
解能を得るために伸張された調波信号を最適に圧縮するためには、到来する調波
信号の分散（位相対周波数）を最良に取り消すように受信機位相対周波数を決定
することが好ましい。特に受信機帯域幅を調波信号帯域幅よりも狭くするような
パルス圧縮受信機を設計する別の方法は、得られる出力信号が帯域幅を減少させ
るように、適切な整合受信機及びフィルタを設計することである。これは、最適
な圧縮を、従って調波信号の軸方向分解能を保証する。

【００５６】理想的な送信及び受信機スペクトルが、ガウスとは異なり得ることに注目すべ
きである。これは、特に、受信した信号への基本波または望ましくない高調波及
び低調波の何れかからの寄与を最小にしながら、最大の軸方向分解能及び信号エ
ネルギが得られるように、送信及び受信スペクトルが好ましく設計されている整
数調波または低調波イメージングの場合に真である。

【００５７】任意スペクトル形状の送信パルス、またはパルス圧縮受信フィルタは、大きい
時間・帯域幅積及びモノトニック瞬時周波数変調に関する次の近似を使用する。

【数３８】但し、前述したように、Ａ(f)は、パルススペクトルであり、ｆ_tは、瞬時周波数であり、ｆ_mは、名目変調周波数であり、Ｎ(t)は、位相変調関数であり、ａ(t)は、包絡線振幅であり、そしてｋ₁は、任意定数である。

【数３９】を用いる二次位相変調パルスの場合には、これは

【数４０】または

【数４１】に簡略化される。

【００５８】この近似は、大きい時間・帯域幅積にとって最も有効であるが、医療用超音波
応用の場合に有用である２または４程度に小さい時間・帯域幅積にとっても有用
な結果を得ることができる。上述したように成形されたパルスに関連する調波ス
ペクトルは、

【数４２】で大よそ近似することができる。ここに、ｋ₂は別の任意定数である。

【００５９】以上の詳細な説明は、本発明が取り得る多くの形状の幾つかを述べたに過ぎな
い。この理由から、この詳細な説明は単なる例示に過ぎず、限定を意図してはい
ない。本発明の範囲を限定するのは特許請求の範囲の独立及び従属請求項だけで
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の好ましい実施の形態を組み入れた医療診断用超音波イメージングシス
テムの概要図である。

【図２ａ】普通の送信パルスのグラフである。

【図２ｂ】ＦＭ符号化送信パルス（時間・帯域幅積が４に等しい）のグラフである。

【図２ｃ】送信信号位相のグラフである。

【図２ｄ】送信信号瞬時周波数のグラフである。

【図３ａ】図２ａの送信パルスに関連する普通の組織第２高調波信号のグラフである。組
織基本波信号の包絡線も示す。

【図３ｂ】図２ｂの送信パルスに関連する組織第２高調波信号のグラフである。組織基本
波信号の包絡線も示す。

【図３ｃ】組織信号位相のグラフである。

【図３ｄ】組織信号瞬時周波数のグラフである。

【図４ａ】図３ａの受信パルスのための第２高調波デコーディング受信ベースバンドフィ
ルタのグラフである。

【図４ｂ】図３ｂの受信パルスのための第２高調波デコーディング受信ベースバンドフィ
ルタのグラフである。

【図４ｃ】ＦＭ符号化送信パルスのための基本波デコーディング受信ベースバンドフィル
タのグラフである。

【図４ｄ】デコーディング受信フィルタ位相のグラフである。

【図４ｅ】検出された出力のグラフである。

【図５】調波及び基本波周波数スペクトルのグラフである。

【図６ａ】図２ａに対応している。

【図６ｂ】図２ｂに対応している。符号化送信信号の時間・帯域幅積が８であることが異
なる。

【図６ｃ】図２ｃに対応している。符号化送信信号の時間・帯域幅積が８であることが異
なる。

【図６ｄ】図２ｄに対応している。符号化送信信号の時間・帯域幅積が８であることが異
なる。

【図７ａ】図３ａに対応している。

【図７ｂ】図３ｂに対応している。図６ｂの送信パルスに伴う組織第２高調波信号に関し
ていることが異なる。

【図７ｃ】図３ｃに対応している。図６ｂの送信パルスに伴う組織第２高調波信号に関し
ていることが異なる。

【図７ｄ】図３ｄに対応している。図６ｂの送信パルスに伴う組織第２高調波信号に関し
ていることが異なる。

【図８ａ】図４ａに対応している。

【図８ｂ】図４ｂに対応している。図６ｂの送信信号に関連する基本波及び調波デコーデ
ィングフィルタ及びエコー信号に関していることが異なる。

【図８ｃ】図４ｃに対応している。図６ｂの送信信号に関連する基本波及び調波デコーデ
ィングフィルタ及びエコー信号に関していることが異なる。

【図８ｄ】図４ｄに対応している。図６ｂの送信信号に関連する基本波及び調波デコーデ
ィングフィルタ及びエコー信号に関していることが異なる。

【図８ｅ】図４ｅに対応している。図６ｂの送信信号に関連する基本波及び調波デコーデ
ィングフィルタ及びエコー信号に関していることが異なる。

【図９】図５に対応しているが、符号化パルスが図６ｂのパルスであることが異なる。

【図１０】代替実施の形態における符号化送信信号及び／またはパルス圧縮受信フィルタ
を形成するために使用できる代替周波数変調関数対時間の図である。

【図１１】代替実施の形態に使用できる代替位相関数対周波数対周波数、及び信号スペク
トルの図である。

【図１２】代替実施の形態に使用できる代替振幅変調関数対時間の図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者ナポリターノデイヴィッドジェイアメリカ合衆国カリフォルニア州 94566 プレザントンリミラードコート 4114 (72)発明者アストゥナークタイエフアメリカ合衆国カリフォルニア州 94041 マウンテンヴューチキータアヴェニュー＃５ 300 Ｆターム(参考） 4C301 AA02 EE04 EE20 GB03 HH01 HH02 HH38 HH48 HH52 HH53 JB29 JB35 LL20 5D019 FF04

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】医療診断用超音波イメージング方法において、（ａ）時間・帯域幅積が100より小さく１より大きいことを特色としている符
号化された基本超音波パルスを組織内へ送信するステップと、（ｂ）前記組織からＮ次調波エコー信号を受信するステップと、（ｃ）前記符号化された基本超音波パルスの速さの約Ｎ倍で変化する位相を有
する圧縮関数を用いて前記調波エコー信号を圧縮するステップと、を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】前記Ｎは、１以外の整数に等しいことを特徴とする請求項１
に記載の方法。
【請求項３】前記Ｎは、分数に等しいことを特徴とする請求項１に記載の
方法。
【請求項４】（ｄ）前記ステップ（ａ）及び（ｂ）中、前記組織にコント
ラスト剤を添加しないように維持するステップ、を更に含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】前記ステップ（ａ）及び（ｂ）中、前記組織内にコントラス
ト剤を供給するステップを更に含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項６】前記ステップ（ｄ）は、前記ステップ（ａ）、（ｂ）、及び
（ｃ）が遂行される全患者検査セッションを通して、前記組織にコントラスト剤
を添加しないように維持するステップからなることを特徴とする請求項１に記載
の方法。
【請求項７】前記ステップ（ａ）は、フェーズドアレイ内に含まれる複数
の変換器素子からパルスを発射するステップからなることを特徴とする請求項１
に記載の方法。
【請求項８】前記パルスは、時間・帯域幅積が50より小さいことを特徴と
する請求項１に記載の方法。
【請求項９】前記パルスは、時間・帯域幅積が20より小さいことを特徴と
する請求項１に記載の方法。
【請求項１０】前記パルスは、時間・帯域幅積が10より小さいことを特徴
とする請求項１に記載の方法。
【請求項１１】前記パルスは、包絡線持続時間と、前記包絡線持続時間の
半分を中心として時間が対称である振幅変調関数とを更に特徴とする請求項１に
記載の方法。
【請求項１２】前記パルスは、包絡線持続時間と、前記包絡線持続時間の
半分を中心として時間が非対称である振幅変調関数とを更に特徴とする請求項１
に記載の方法。
【請求項１３】前記パルスは、実質的に均一である振幅変調関数を更に特
徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１４】前記パルスは、時間的に連続である振幅変調関数を更に特
徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１５】前記パルスは、時間的に不連続である振幅変調関数を更に
特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１６】前記パルスは、実質的に非均一である振幅変調関数を更に
特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１７】前記パルスは、スペクトルピークと、前記スペクトルピー
クを中心として周波数が対称である位相関数対周波数スペクトルとを更に特徴と
する請求項１に記載の方法。
【請求項１８】前記パルスは、スペクトルピークと、前記スペクトルピー
クを中心として周波数が非対称である位相関数対周波数スペクトルとを更に特徴
とする請求項１に記載の方法。
【請求項１９】前記パルスは、包絡線持続時間と、前記包絡線持続時間の
半分を中心として時間が対称である位相関数対周波数スペクトルとを更に特徴と
する請求項１に記載の方法。
【請求項２０】前記パルスは、包絡線持続時間と、前記包絡線持続時間の
半分を中心として時間が非対称である位相関数対周波数スペクトルとを更に特徴
とする請求項１に記載の方法。
【請求項２１】前記圧縮関数は、包絡線持続時間と、前記包絡線持続時間
の半分を中心として時間が対称である振幅変調関数とを更に特徴とする請求項１
に記載の方法。
【請求項２２】前記圧縮関数は、包絡線持続時間と、前記包絡線持続時間
の半分を中心として時間が非対称である振幅変調関数とを更に特徴とする請求項
１に記載の方法。
【請求項２３】前記圧縮関数は、実質的に均一である振幅変調関数を更に
特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項２４】前記圧縮関数は、時間的に連続である振幅変調関数を更に
特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項２５】前記圧縮関数は、時間的に不連続である振幅変調関数を更
に特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項２６】前記圧縮関数は、実質的に非均一である振幅変調関数を更
に特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項２７】前記圧縮関数は、スペクトルピークと、前記スペクトルピ
ークを中心として周波数が対称である位相関数対周波数スペクトルとを更に特徴
とする請求項１に記載の方法。
【請求項２８】前記圧縮関数は、スペクトルピークと、前記スペクトルピ
ークを中心として周波数が非対称である位相関数対周波数スペクトルとを更に特
徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項２９】前記圧縮関数は、包絡線持続時間と、前記包絡線持続時間
の半分を中心として時間が対称である位相関数対周波数スペクトルとを更に特徴
とする請求項１に記載の方法。
【請求項３０】前記圧縮関数は、包絡線持続時間と、前記包絡線持続時間
の半分を中心として時間が非対称である位相関数対周波数スペクトルとを更に特
徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３１】前記圧縮関数は、時間的に連続である振幅変調関数を更に
特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３２】前記圧縮関数は、時間的に不連続である振幅変調関数を更
に特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３３】前記圧縮関数は、前記圧縮関数の入力における前記Ｎ次調
波エコー信号と振幅及び位相が整合していることを更に特徴とする請求項１に記
載の方法。
【請求項３４】前記圧縮関数は、前記圧縮関数の入力における前記Ｎ次調
波エコー信号と位相が整合し、前記送信された包絡線とは異なる包絡線を有する
ことを更に特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３５】前記圧縮関数は、前記圧縮関数の入力における前記Ｎ次調
波エコー信号と位相が整合し、前記圧縮関数の入力における前記信号包絡線とは
異なる包絡線を有することを更に特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３６】前記圧縮関数は、組織内の異なる範囲に対応するパルス受
信時間の関数として変化することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３７】複数の関心周波数帯をデコードするために、複数のパルス
圧縮関数を使用することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３８】（ｄ）前記ステップ（ａ）のパルスと空間的に整列し、前
記ステップ（ａ）のパルスとは送信包絡線の位相及び極性の少なくとも一方が異
なる第２の符号化された基本超音波パルスを前記組織内へ送信するステップと、（ｅ）前記第２のパルスに応答して前記組織から第２のＮ次調波エコー信号を
受信するステップと、（ｆ）前記第２のパルスの速さの約Ｎ倍で変化する位相を有する圧縮関数を用
いて、前記第２の調波エコー信号を圧縮するステップと、（ｇ）前記ステップ（ｃ）及び（ｆ）からの圧縮された調波信号を組合せるス
テップと、を更に含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３９】（ｄ）前記ステップ（ａ）のパルスと空間的に整列し、前
記ステップ（ａ）のパルスとは送信包絡線の位相及び極性の少なくとも一方が異
なる少なくとも２つの付加的な符号化された基本超音波パルスを前記組織内へ送
信するステップと、（ｅ）前記ステップ（ｄ）の付加的なパルスに応答して前記組織から付加的な
第２のＮ次調波エコー信号を受信するステップと、（ｆ）前記付加的なパルスの速さの約Ｎ倍で変化する位相を有する圧縮関数を
用いて、前記付加的なＮ次調波エコー信号を圧縮するステップと、（ｇ）前記ステップ（ｃ）及び（ｆ）からの圧縮された調波信号を組合せるス
テップと、を更に含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４０】（ｄ）前記ステップ（ａ）のパルスとは空間的に別個で、
前記ステップ（ａ）のパルスとは送信包絡線の位相及び極性の少なくとも一方が
異なる第２の符号化された基本超音波パルスを前記組織内へ送信するステップと
、（ｅ）前記第２のパルスに応答して前記組織から第２のＮ次調波エコー信号を
受信するステップと、（ｆ）前記第２のパルスの速さの約Ｎ倍で変化する位相を有する圧縮関数を用
いて、前記第２の調波エコー信号を圧縮するステップと、（ｇ）前記ステップ（ｃ）及び（ｆ）からの圧縮された調波信号を組合せるス
テップと、を更に含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４１】（ｄ）前記ステップ（ａ）のパルスとは空間的に別個で、
前記ステップ（ａ）のパルスとは送信包絡線の位相及び極性の少なくとも一方が
異なる少なくとも２つの付加的な符号化された基本超音波パルスを前記組織内へ
送信するステップと、（ｅ）前記ステップ（ｄ）の付加的なパルスに応答して前記組織から付加的な
第２のＮ次調波エコー信号を受信するステップと、（ｆ）前記付加的なパルスの速さの約Ｎ倍で変化する位相を有する圧縮関数を
用いて、前記付加的なＮ次調波エコー信号を圧縮するステップと、（ｇ）前記ステップ（ｃ）及び（ｆ）からの圧縮された調波信号を組合せるス
テップと、を更に含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４２】医療診断用超音波イメージングシステムにおいて、フェーズドアレイ変換器プローブと、モードと結合され、100より小さく１より大きい時間・帯域幅積を特色として
いる符号化された基本超音波パルスを前記プローブから組織内へ送信させるよう
な送信波形を前記モードに供給するように動作する送信機と、前記プローブに結合され、前記組織からＮ次調波エコー信号を受信するように
動作する受信機と、前記符号化された基本超音波パルスの約Ｎ倍で変化する位相を有する圧縮関数
を用いて前記調波エコー信号を圧縮するように動作する圧縮フィルタと、を備えていることを特徴とするシステム。
【請求項４３】前記Ｎは、１以外の整数に等しいことを特徴とする請求項
４２に記載の発明。
【請求項４４】前記Ｎは、分数に等しいことを特徴とする請求項４２に記
載の発明。
【請求項４５】前記パルスは、時間・帯域幅積が50より小さいことを特徴
とする請求項４２に記載の発明。
【請求項４６】前記パルスは、時間・帯域幅積が20より小さいことを特徴
とする請求項４２に記載の発明。
【請求項４７】前記パルスは、時間・帯域幅積が10より小さいことを特徴
とする請求項４２に記載の発明。
【請求項４８】前記パルスは、包絡線持続時間と、前記包絡線持続時間の
半分を中心として時間が対称である振幅変調関数とを更に特徴とする請求項４２
に記載の発明。
【請求項４９】前記パルスは、包絡線持続時間と、前記包絡線持続時間の
半分を中心として時間が非対称である振幅変調関数とを更に特徴とする請求項４
２に記載の発明。
【請求項５０】前記パルスは、実質的に均一である振幅変調関数を更に特
徴とする請求項４２に記載の発明。
【請求項５１】前記パルスは、時間的に連続である振幅変調関数を更に特
徴とする請求項４２に記載の発明。
【請求項５２】前記パルスは、時間的に不連続である振幅変調関数を更に
特徴とする請求項４２に記載の発明。
【請求項５３】前記パルスは、実質的に非均一である振幅変調関数を更に
特徴とする請求項４２に記載の発明。
【請求項５４】前記パルスは、スペクトルピークと、前記スペクトルピー
クを中心として周波数が対称である位相関数対周波数スペクトルとを更に特徴と
する請求項４２に記載の発明。
【請求項５５】前記パルスは、スペクトルピークと、前記スペクトルピー
クを中心として周波数が非対称である位相関数対周波数スペクトルとを更に特徴
とする請求項４２に記載の発明。
【請求項５６】前記パルスは、包絡線持続時間と、前記包絡線持続時間の
半分を中心として時間が対称である位相関数対周波数スペクトルとを更に特徴と
する請求項４２に記載の発明。
【請求項５７】前記パルスは、包絡線持続時間と、前記包絡線持続時間の
半分を中心として時間が非対称である位相関数対周波数スペクトルとを更に特徴
とする請求項４２に記載の発明。
【請求項５８】前記圧縮関数は、包絡線持続時間と、前記包絡線持続時間
の半分を中心として時間が対称である振幅変調関数とを更に特徴とする請求項４
２に記載の発明。
【請求項５９】前記圧縮関数は、包絡線持続時間と、前記包絡線持続時間
の半分を中心として時間が非対称である振幅変調関数とを更に特徴とする請求項
４２に記載の発明。
【請求項６０】前記圧縮関数は、実質的に均一である振幅変調関数を更に
特徴とする請求項４２に記載の発明。
【請求項６１】前記圧縮関数は、実質的に非均一である振幅変調関数を更
に特徴とする請求項４２に記載の発明。
【請求項６２】前記圧縮関数は、スペクトルピークと、前記スペクトルピ
ークを中心として周波数が対称である位相関数対周波数スペクトルとを更に特徴
とする請求項４２に記載の発明。
【請求項６３】前記圧縮関数は、スペクトルピークと、前記スペクトルピ
ークを中心として周波数が非対称である位相関数対周波数スペクトルとを更に特
徴とする請求項４２に記載の発明。
【請求項６４】前記圧縮関数は、包絡線持続時間と、前記包絡線持続時間
の半分を中心として時間が対称である位相関数対周波数スペクトルとを更に特徴
とする請求項４２に記載の発明。
【請求項６５】前記圧縮関数は、包絡線持続時間と、前記包絡線持続時間
の半分を中心として時間が非対称である位相関数対周波数スペクトルとを更に特
徴とする請求項４２に記載の発明。
【請求項６６】前記圧縮関数は、時間的に連続である振幅変調関数を更に
特徴とする請求項４２に記載の発明。
【請求項６７】前記圧縮関数は、時間的に不連続である振幅変調関数を更
に特徴とする請求項４２に記載の発明。
【請求項６８】前記圧縮関数は、前記圧縮関数の入力における前記Ｎ次調
波エコー信号と振幅及び位相が整合していることを更に特徴とする請求項４２に
記載の発明。
【請求項６９】前記圧縮関数は、前記圧縮関数の入力における前記Ｎ次調
波エコー信号と位相が整合し、前記送信された包絡線とは異なる包絡線を有する
ことを更に特徴とする請求項４２に記載の発明。
【請求項７０】前記圧縮関数は、前記圧縮関数の入力における前記Ｎ次調
波エコー信号と位相が整合し、前記圧縮関数の入力における前記信号包絡線とは
異なる包絡線を有することを更に特徴とする請求項４２に記載の発明。
【請求項７１】前記圧縮関数は、組織内の異なる範囲に対応するパルス受
信時間の関数として変化することを特徴とする請求項４２に記載の発明。
【請求項７２】複数の関心周波数帯をデコードするために、複数のパルス
圧縮関数を使用することを特徴とする請求項４２に記載の発明。