JP2002539877A

JP2002539877A - コード化送信パルスを用いた医療診断用超音波イメージングシステム

Info

Publication number: JP2002539877A
Application number: JP2000607530A
Authority: JP
Inventors: パトリックフィリップス
Original assignee: アキューソンコーポレイション
Priority date: 1999-03-31
Filing date: 2000-03-28
Publication date: 2002-11-26
Also published as: AU4037500A; WO2000057769A3; WO2000057769A2; US6213947B1; DE10084420T1

Abstract

(57)【要約】コード化された送信信号が医療診断超音波イメージングシステムで使用される。ある１つのモードにおいて、第１の及び第２の超音波ビームは、第１の及び第２の空間的に別個の送信ビーム方向に沿って体内に送出され、Ｂモード若しくは運動検出処理を用いて使用される。２つのビームが、独特の、好ましくは直交する不変の、非線形位相変調コードを用いてコード化され、第２のビームは、第１のビームが組織を出る前に送出される。第１の及び第２の送信ビームは、単一送信事象に含められ得る。フレームレートは改良される。独立ゲートからの多数のスペクトルドップラーイメージが生成される。他のモードでは、第１の及び第２の独特のコード化超音波ビームが実質的に同じポイントに合焦するように体内に送出され、２つのビームサンプルが異なる時間に運動する。新しく、高速度パラメータが推定され、速度パラメータを含む他の運動パラメータは、より正確に推定され得る。さらに別のモードでは、第１及び第２の超音波ビームは同じポイントに優先的にフォーカスされるよう体内へ送出され、ここで各ビームはサブアパーチャから発せられ、受信信号は運動検出処理とともに用いられる。改善された運動対方向感度が得られる。さらに別のモードでは、２つ若しくは３つ以上のコード化超音波ビームが、パルス反転高調波ドップラーモードで極性を変えながら体内に送出され、コントラストエージェントのイメージング中にＳＮＲを改良する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（関連出願への相互参照）本出願は、１９９９年３月３１日提出の継続中の米国特許出願第０９／２８２
，５１０（代理人登録番号Ｎｏ．５０５０／５１２）に関連するものであり、参
照指示によりその全体がここに組み入れられたものとする。

【０００２】（背景）本発明は、医療診断用超音波イメージング（画像形成）のシステム及び方法に
関するものであり、より詳細には、このようなシステム及び方法においてイメー
ジング特性を向上させるためにコード化送信パルスを利用したものに関する。本
発明のいくつかの具体例は、２Ｄ又は３Ｄカラー・フローイメージング、スペク
トル・ドップラーイメージング、組織運動イメージング（tissue motion imagin
g）、ひずみイメージング（strain imaging）、パルス反転高調波ドップラーイ
メージングなどといった、運動を処理するイメージングモードにおいて特に有用
である。高調波イメージングの具体例は、組織高調波イメージングモードと同様
に、コントラスト剤イメージングモードにおいても用いることができる。他の具
体例は、特にＢモード処理に対して有用である。

【０００３】周波数変調（ＦＭ）された送信パルスは、この分野では、瞬間的なピークのパ
ワーを増大させずに信号の平均パワーを増大させるものとして知られている。こ
の技術は医療超音波分野において最近、Ｂモードイメージングと共に用いるもの
と（M. O'Donnell著「リアルタイム・フェーズドアレーイメージングシステムの
透過を向上させるためのコード化励起システム」超音波、強誘電体及び周波数制
に御関するIEEE紀要Vol.39, No.3, pg341-351, 1992年5月）、コントラストイメ
ージングに関連するもの（Y. Takeuchi著「高調波イメージングのためのコード
化励起」 Ultrasonics, PH-3, 1996年）が提案された。

【０００４】（概要）本願発明者は、イメージングされた組織又は血液の運動の超音波イメージング
（コントラスト剤を用いる場合又は用いない場合）を含む超音波イメージングに
おいて、非線形位相及び周波数変調されたコード化送信パルスを用いるための、
改善された方法を開発した。

【０００５】他に述べるいくつかの具体例では、第１及び第２のコード化超音波送信ビーム
が、第１の送信ビームが体から出る前に第２の送信ビームが送出されるよう時間
調節されて体内へ送出される。この具体例の第１及び第２の送信ビームは、それ
ぞれの送信ビームからのエコー信号同士の干渉を最少に抑えるよう設計された独
特のコードによってコード化されている。この具体例の一つの形態では、第１及
び第２の送信ビームが単一の送信イベントに含まれ、別の形態では、第１及び第
２の送信ビームは別々の送信イベントに含まれる。

【０００６】一つのモードでは、第１及び第２の超音波ビームは、空間的に区別される第１
及び第２の送信ビーム方向に沿って体内へ送出され、そしてＢモード或いは運動
検出処理と共に用いられる。フレーム速度（frame rate）は改善されている。独
立したゲートからの多重スペクトル・ドップラーイメージ（画像）が生成される
。

【０００７】別のモードでは、第１及び第２の超音波ビームは、二つのビームが異なる時間
において運動をサンプリングするよう、実質的に同じポイントにフォーカスされ
るよう体内へ送出される。従来と異なる高い速度パラメータが評価され、速度パ
ラメータを含む他の運動パラメータを、より改善された精度で評価することがで
きる。

【０００８】さらに別のモードでは、第１及び第２の超音波ビームは同じポイントに優先的
にフォーカスされるよう体内へ送出され、ここで各ビームはサブアパーチャ（サ
ブ開口）から発せられ、受信信号は運動検出処理とともに用いられる。運動に対
する改善された検出感度が得られる。この改善された感度は、速度のベクトル成
分を評価するのに用いることができ、或いはスペクトル・ドップラー・ゲートの
中での方向カーソルの自動的な配置を改善するのに用いることができる。

【０００９】さらに別のモードでは、コントラスト剤をイメージングしながらＳＮＲを改善
するよう、パルス反転高調波ドップラー・モードで、二つ又はそれ以上のコード
化超音波ビームを極性を変えながら体内へ送出する。

【００１０】以下の詳細な説明によって、これらの具体例が、多くの場合には異なる送信ビ
ームからの受信信号に関連する干渉の問題を軽減しながら、Ｂモード及び運動検
出イメージングを改善する方法が明らかにされる。

【００１１】本発明は、特許請求の範囲の記載に基づいて規定されるものであり、ここに述
べたことは一般的な説明にすぎず、発明の定義として解釈されるべきではない。（現在好ましいと考えられている実施例の詳細説明）以下の実施例の選択した特徴を先ず一般的な用語で説明してから、超音波イメ
ージングにおけるコード化した送信ビームの使用の理論解析と好ましい実施例の
詳細説明に移る。（概説）図１に示すように、トランスジューサ（変換器）・アレイ１２（適当なフエー
ズド・アレイ・トランスジューサでよい）が送受信スイッチ１４により送信ビー
ム形成器１６と受信ビーム形成器１８へ結合されている。送信ビーム形成器１６
は入力信号としてトランスミッター２０a、２０b、・・・２０ntからの送信信号
を受ける。送信ビーム形成器１６は、遅延、位相変化そして位相回転を適宜組み
合わせて適当な遅延プロファイルとし、そのコード化され、ビーム成形化した送
信信号をトランスジューサ・アレイ１２のそれぞれのトランスジューサ素子へ加
える。これに応答してトランスジューサ・アレイ１２は、イメージされているボ
デーに所望の走査線に沿って向けられる一つもしくはそれ以上の送信ビームを発
生する。エンコードされたトランスミッター２０a、２０b、・・・２０ntはトランスミ
ッター・コントローラ２１により制御される。トランスミッター・コントローラ
２１は以下に説明する実施例に適当な幾つかの異なる動作態様でプログラムされ
る。一つの動作態様ではトランスミッター・コントローラ２１によりエンコード
されたトランスミッター２０a、２０b、・・・２０ntのすべてが同時に送信を開
始する。この動作態様では２つもしくはそれ以上の別個にコード化された送信ビ
ームが同じ送信で形成される。これらのビームは同じもしくは異なる焦点を利用
して同じもしくは異なる走査線に沿うように向けられ、そして同じもしくは異な
るトランスジューサ素子により発生され、すべては送信ビーム形成器１６により
制御される。別の動作態様においては、トランスミッター・コントローラ２１は
トランスミッター２０a、２０b、・・・２０ntのすべて、もしくはそれらの中で
の幾つかの組み合わせを制御して、送信コードの異なる２つの別個のファイアリ
ング・イベントのためのコード化された送信波形をつくる。多くの場合において
これら２つの別個の送信イベントは間隔を詰められていて、第１の送信イベント
がイメージされているボディを去るのに要する時間よりも少ない時間第１の送信
イベントから第２の送信イベントは時間的に離されている。以下に説明するよう
に、このような近接した送信ビームが間の漏話を最小とするためそれぞれの送信
ビームに異なる送信コードを使用している。多くの用途に於いて、そのような別
個のコード化した送信ビームはある関心領域に対する往復伝播時間よりも少ない
介在時間だけ離されている。

【００１２】上に説明したように、イメージされているボディはコントラスト・エージェン
トを含んでいるか、もしくは付加されたコントラスト・エージェントがなくても
よい。典型的には、それぞれのコード化した送信ビームは、いわゆる基本周波数
に相当する中心送信周波数により特徴づけられている。ビームがボディを貫通す
るとき、この基本周波数の高調成分（これは基本周波数の整数倍もしくは整分数
である）がよく知られている非線形効果によって発生する。ボディ内のスキャッ
タリング区域（これは場合によってはコントラスト・エージェントを含んでいる
ことがある）は基本周波数エネルギーと高調波エネルギーとの両方を送信ビーム
からトランスジューサ・アレイ１２へ戻る方向に散乱させる。トランスジューサ
・アレイ１２はこの散乱されたエネルギーに応答してエコー信号を形成し、そし
てトランスジューサ素子の個々の素子からのエコー信号は受信ビーム成形器１８
によりビーム形成されて、選定された走査線に沿ってビーム成形受信信号を形成
する。上に述べたように、一つ、二つもしくはそれ以上の送信ビームが単一のフ
ァイアリングもしくは送信イベントに含まれており、そして一つ、二つもしくは
それ以上の受信ビームがそれぞれの送信ビームから得られる。受信ビーム成形器１８が発生するビーム成形受信信号を少なくとも２つの受信
ディモジュレータ２２a・・・・２２mへ加える。各受信ディモジュレータは受信
ビームを関心の周波数範囲へディモジュレートし、そのディモジュレートした受
信ビームをそれぞれのデコディングレシーバ２４a、・・・・２４mへ加える。各
デコディングレシーバ２４a、・・・・２４mは、トランスミッター２０a、２０b
、・・・２０ntの内の一つもしくはそれ以上により使用されている所望の送信コ
ードに対応するよう選択され、以下に説明するように所望の高調波のため修正さ
れたそれぞれのパルス圧縮ファンクションを利用する。イメージプロセッサ２８
、３０に加えられるまでそのディモジュレートした受信信号はメモリー２６に記
憶されている。イメージプロセッサ２８は普通のドップラープロセッサでよい。
このドップラープロセッサはよく知られているオートコレクション・アルゴリズ
ムを使用し（Ｃ．カサイ、Ｋ．ナメカワ、Ａ．コヤノそしてＲ．オモト：オート
コレクション技術を使用したリアルタイム、２次元血液流、ＩＥＥＥトランス．
サン．アルトラソン．、ＳＵ-３２、４５８乃至４６４頁、１９８５）、ドップ
ラーヴェロシティ、ドップラーエネルギー、ドップラーヴァリアンスそしてそれ
の組み合わせのような評価運動パラメータを発生する。イメージプロセッサー３
０は、一つもしくはそれ以上の独立のレンジゲートのためスペクトル・パラメー
タ・スペクトルを発生するための周知のファスト・フーリエ変換（ＦＦＴ）を使
用する普通のスペクトル・ドップラーイメージプロセッサーでよい。

【００１３】図１のシステムは受信ビーム成形器１８からのビーム成形された受信ビームに
応答し、走査コンバーター３４へＢモード・イメージ信号を加えるＢモード・プ
ロセッサ３２をさらに含んでいる。Ｂモード・プロセッサ３２は、デコディング
レシーバ２４a、・・・・２４mと同じようなパルス圧縮ファンクションを特徴と
するデコーディングレシーバーと受信ディモデュレータを含んでいる。走査コンバーター３４はディスプレイ３６に提示するイメージを発生する。こ
れらのイメージはＢモードプロセッサー３２からのＢモード・イメージ、ドップ
ラープロセッサ２８からの評価された運動パラメータそしてスペクトル・ドップ
ラープロセッサ３０からのドップラー・パラメータ・スペクトルの所望の組み合
わせを含んでいる。

【００１４】図１のシステムは、用途によって付加されたコントラスト・エージェントを付
けたり、付けなかったりして、基本イメージング・モード及び又は高調波イメー
ジング・モードのため使用できる。高調波イメージング・モードは、サブ高調波
とアルトラ高調波のようなフラクショナル・高調波をイメージする。

【００１５】電気的に制限され、もしくはＭＩ制限されるが、熱的には制限されない用途に
対しては、もしくは他の用途に対してはトランスジューサ１２が送信する超音波
信号をエンコードし、そして長くして（圧縮しない、もしくは延長する）全エネ
ルギーを増大するのが好ましい。信号処理の後の方で、その受信信号をデコード
し、そして再圧縮して軸方向の解像度を最大とする。この方法は、（軸方向の解
像度に比例する）全バンド幅を保ちながらその送信された信号の暫定持続時間を
増加することにより時間・バンド幅の積を効果的に増大する。デコーディング受
信フイルタリングを持つコード化された送信技術を以下に説明する普通の運動検
出と組み合わせてＳＮＲ、フレームレート、方向感度、コントラスト・エージェ
ント特性及び又はパラメータ評価精度を改善する。さらに、これらの技術はＢモ
ードイメージングと使用してフレームレートを改善する。

【００１６】図１のシステムを使って、コントラスト・エージェントを使ったり、使わなか
ったりして基本のもしくは高調波のイメージングモードのどちらかを使って、以
下に説明する７つの方法のそれぞれを実行する。１．運動検出とパルス圧縮技術との組み合わせ：同じ方向に向けられた２つもしくはそれ以上の暫定的に拡張されたパルスでタ
ーゲットをインソニファイング（insonifying）することによりターゲット内の
運動を検出し、それからそのエコー信号を処理して運動パラメータを評価すると
き以下に記載のパルス圧縮技術を使ってＳＮＲを改善する。

【００１７】２．運動方向処理もしくはＢモード処理と共に、２つもしくはそれ以上の同時
に送信された、コード化されている送信ビームを使用：２つもしくはそれ以上のコード化されている送信ビームを同時に送信して、２
次元（２Ｄ）もしくは３次元（３Ｄ）運動イメージング、２次元（２Ｄ）もしく
は３次元（３Ｄ）Ｂモード・イメージングにおけるフレーム・レートを増加する
、または、暫定的な解像度を減損することなく２つもしくはそれ以上の独立スペ
クトルドップラーゲートを利用できるようにする。選択された焦点に対応する各
送信遅延プロフイルは、ユニークな非線形位相モジュレーション・ファンクショ
ンと組み合わされ、そしてユニークなプロフィル毎にそれぞれのデコーディング
受信フイルタを使って２つもしくはそれ以上の空間的に区別できる超音波ライン
もしくは２つもしくはそれ以上の空間的に区別できる焦点の間を音響的に絶縁す
る。重ねた複数の送信ビームを同時に送信することができると、少数の送信ファ
イアリングだけでイメージフレームを発生でき、それによりコントラスト・エー
ジェントを使ったり、使わなかったりして、基本の、そして高調波のイメージン
グにおけるフレーム・レートを増大する。複数の受信ビームを各送信ビームから
得ることができる。スペクトル・ドップラーにおいては、暫定的な解像を減少す
ることなく、もしくはスペクトル対時間の波形を劣化させることなく、２つもし
くはそれ以上のゲートを異なる方向に、そして異なるレンジにおいて独立して配
置する。３．サブアパーチャエンコーディングの使用多次元運動イメージングのための非軸運動に対する感度を改善し且つスペクル
ドップラーカーソルの自動配置を改善するため、アクティブトランスジューサア
パーチャ（開口）内の２つ以上のサブアパーチャを独特な仕方でエンコードしデ
コードすることができる。例えば、アレイの中心の両側にてトランスジューサア
パーチャが２つの別々のコード化サブアパーチャに分割されるとき、運動に対す
る最大感度を有する方向は、アクティブアパーチャの中心でトランスジューサの
フェースに対して垂直ではなくなる。各サブアパーチャに対する最大感度の方向
は、この垂直から離れ、対とされた送信および受信サブアパーチャの中心の周り
に定められる。これにより、アクティブアパーチャのフェースと平行な運動を検
出するための運動検出処理の能力が改善される。何故ならば、２つ以上のパルス
の間の変化がより大きくなり、横方向寸法におけるより高い空間周波数のため検
出性能のレベルより上となる可能性が高くなるからである。また、２つ以上のサ
ブアパーチャを使用することにより、スペクトルドップラーゲート内の運動の方
向を推定することが可能となる。推定方向の横方向成分に対する感度が改善され
るため、スペクトルドップラー方向カーソルの自動配置が改善されうる。１Ｄア
レイまたは多次元アレイ内に２つ以上のサブアパーチャを定めることができる。
このような方法は、２Ｄまたは３Ｄカラー運動イメージング、スペクトルドップ
ラー処理、またはその他の運動検出方法に適用されうる。４．スペクトルドップラー処理によるインターパルスエンコーディングの使用レンジ−速度多義性を減少させたより正確な高速度検出を提供するため、また
は、推定の不正確さを減少させるため、単一プリセレクトゲートに対する通常の
スペクトルドップラー処理におけるパルス特定エンコーディングを使用すること
ができる。選択されたゲート以外の領域からの強いリターンを避けるため、パル
ス反復間隔（ＰＲＩ）は、典型的には、トランスジューサからのゲートの位置に
基づいて設定される。この間隔は、最大検出可能速度を定める。もし、パルスが
１／ＰＲＩより大きなレートで発せられる場合には、オリジナルパルスの間にエ
クストラサンプルが取得されうる。これらのエクストラサンプルは、平均化方法
による正確さを改善するのに使用でき、または、そのより高いサンプリングレー
トは、より大きな最大検出速度とすることができる。しかしながら、問題のゲー
ト以外の領域からの運動は、表示されるパラメータ対時間波形における不正確さ
を導入してしまうことがありうる。これらの不正確さは、他の位置からのリター
ンが問題のゲートからのリターンと同じ時間に到達する場合に存在しうる。これ
らの不正確さは、独特なコード化波形を送信パルスの各々に割り当てる場合には
、減少されうる。このような方法は、基本および高調波スペクルドップラーイメ
ージングにおいて適用されうる。５．多次元運動処理によるインターパルスエンコーディングの使用パラメータ推定精度を増大させ、フレームレートを改善し、および／または速
度ダイナミックレンジを増大させるため、運動推定のために通常の自動相関アル
ゴリズムを使用する組織、血液またはコントラストエイジェントの２Ｄカラー運
動マッピングにおけるパルス特定エンコーディングを使用することができる。

【００１８】通常のシステムにおける２Ｄカラー運動マップ内の各空間位置に対して、運動
パラメータは、固定のパルス数、ＦＳＣ送信パルスによって決定されるようなフ
ローサンプルカウント（ＦＳＣ）に基づいて推定される。これらのサンプルまた
はパルスの間の時間間隔、ＰＲＩは、問題の速度に基づいて選択される。高速度
フローの場合には、他の位置からのリターンが運動の推定と強く干渉しないよう
に、最小のＰＲＩが選択される。ＦＳＣを超えた付加的パルスは、オリジナルパ
ルスに関連したコート゛とは異なるコードでそれら付加的パルスをエンコーディングすることによって、オリジナルパルスとそれほど干渉せずに送信されうる。これ
ら付加的パルスは、フレームレートの損失なしに、オリジナルパルスの間に送信
されうる。これら付加的パルスは、推定正確さを改善し、フレームレートを改善
し、および／または最大検出可能速度を増大させるため、付加的情報を与えるデ
ータの付加的セットとして使用されうる。

【００１９】このような方法によれば、より短い時間にてＦＳＣサンプルを効率的に取得し
処理することができる。通常の技法と類似したフレームレートの場合、付加的パ
ルスは、推定正確さを改善するのに使用されうるし、また別の仕方として、フレ
ームレートは、ＦＳＣサンプルが取得されるまでオリジナルパルス間に付加的エ
ンコードパルスを送信することによって増大されうる。このような別の方法によ
れば、ファイアリングレートが効率的に増大させられるので、通常の方法と類似
した推定精度を有した改善されたフレームレートとすることが可能である。付加
的パルスでもって増大されたファイアリングレートは、また、最大検出可能速度
を増大するのに使用されうる。ＰＲＩが効率的に減少されるので、エイリアシン
グが導入される前に、より高い速度、したがって、より大きなダイナミックレン
ジが検出可能である。６．パルス圧縮技法および／またはパルス反転高調波ドップラーイメージングに
よるインターパルスエンコーディングの使用パルス反転高調波ドップラーは、ＦＳＣパルスからなる通常のドップラー送信
パルスシーケンスが、好ましくはコントラスエージェントをイメージングしなが
ら送信パルスの極性を交番させることによって変更されるような技法である。こ
の技法は、Hwang氏の米国特許第５７０６８１９号明細書に記載されており、第
２高調波エネルギーの検出特定性を増大することができる。このパルス反転高調
波ドップラー技法は、基本波および第２高調波無線周波数スペクトルの重畳した
交番包絡位相（即ち、０，１８０，０等）を有する２つ以上のパルスを送信し、
それから、通常のドップラー処理によりＦＳＣパルスの組を処理することによる
ものである。それらパルスを組合せるため、修正クラッター／ウオールフィルタ
が使用される。この修正インソニフィケーション技法では、基本信号リターンは
、ドップラードメインにおけるパルス反復周波数（ＰＲＦ＝１／ＰＲＩ）の半分
によって変調され、一方、第２高調波信号リターンは、そのままとされる（すな
わち、変調されない）。ドップラードメインにおける第２高調波信号と基本波信
号とのこのような分離は、通常のエイリアシングリミットの半分が侵されないな
らば、２つのドップラースペクトルを固定の既知の周波数帯域に維持しつつ、高
調波イメージングのために通常使用されるよりは短い送信パルスを送受信するこ
とができるようにする。これにより、第２高調波軸解像度を増大させることがで
き、したがって、フロ−のより微細な空間サンプリングを可能とする。このよう
なより微細な空間サンプリングから得られる利点としては、基本および高調波ク
ラッターによる所望のフロー信号の破壊が少なくてすむことである。

【００２０】基本ドップラー信号を優先的にフィルタする微細空間サンプリングおよび能力
のため、このパルス反転高調波ドップラー技法は、特に、小さな血管に対してエ
ージェント特定性を増大させる可能性を有している。しかしながら、高いパルス
振幅では、エージェント崩壊により、高調波および基本ドップラースペクトルを
正確に分離する技法の能力が減少させられてしまう。したがって、エージェント
崩壊によるパルス間の相関が減少してしまう通常のドップラー技法も同様に働く
。エージェント崩壊がそれほど重要でないような低いパルス振幅では、パルス反
転高調波ドップラー技法は、他の使用しうる技法に比べてエージェント特定性を
改善することができる。何故ならば、高調波および基本スペクトルがより正確に
分離されうるからである。しかしながら、相当なエージェント崩壊を避けるため
、ピーク圧力レベルを低く維持し、ＳＮＲを減少させる。パルス圧縮技法は、Ｓ
ＮＲを増大させ、イメージ品質を改善することができる。さらに、パルス反転高
調波ドップラー技法によって課せられる通常でない最大速度検出リミットを緩和
するため、インターパルスエンコーディング技法を使用することができる。最大
検出リミットを通常の速度リミットの半分とする代わりに、そのリミットを通常
のリミットまでおよび通常のリミットを越えて増大させることができる。さらに
また、付加的パラメータ推定を平均化しパラメータ推定精度を改善するため、イ
ンターパルスエンコーディングを使用することができる。７．上記１−６項に説明した方法の任意の所望のサブセットまたはフルセットの
組み合わせパルスコーディングおよびデコーディングの数学的記述通常の運動検出技法と基本イメージングのためよく知られたエンコーディング
およびデコーディング技法を組合せることによって、ＳＮＲを改善することが可
能である。また、高調波イメージングのための高調波デコーディングがここで開
発されており、これは、通常の運動検出技法およびＢモード処理技法と組み合わ
されうる。

【００２１】図１に関連して前述したように、選択された実施にしたがって１つ以上（ｍ個
まで）のデコーディングレシーバを使用することができる。以下に述べる方法は
、どれも、２つ以上の独特な受信フィルタインパルス応答を使用しうるが、デー
タレートが十分であるならば、単一レシーバを使用することができる。

【００２２】以下の数学的記述は、組織減衰、音響回折、ビーム形成プロセスからの寄与は
無視しており、図１のシステムに適用する。超音波ラインの形成は、以下のよう
にモデル化され得る。

【００２３】

【数１】ここで、Ｘ_tx（ｔ）＝送信波形ｈ_tx（ｔ）＝トランスジューサ電圧対圧力伝達関数Ｐ｛...｝＝オペレータｐは高調波信号発生をモデル化する θ（ｔ）＝散乱応答ｈ_rx（ｔ）＝トランスジューサ圧力対電圧伝達関数ｄ（ｔ）＝復調関数Ｘ_rx（ｔ）＝受信フィルタ、若しくは、パルス圧縮復号フィルタｔ＝時間 * ＝畳み込み演算軸的詳細解像度（axial detail resolution）を犠牲にすることなく送信エネ
ルギーを増大させるため、振幅変調ａ（ｔ）と変調周波数ｆｍを有する従来の送
信波形Ｘｔｘ（ｔ）は、以下のように表現され得る。

【００２４】

【数２】Ｘ_tx（ｔ）は、時間依存位相項φ（ｔ）を用いて変調され得る。「Ｒｅ」は｛..
.｝の実部を意味することに注意。一般に、新しい送信波形は、

【００２５】

【数３】であり、ここで、

【００２６】

【数４】であり、Ｋｉは任意の定数である。φ（ｔ）とａ（ｔ）とを適当に選択すること
により、約１の時間帯域幅プロダクトを有するコンパクトな一定の帯域幅時間パ
ルスを、より大きな送信信号エネルギーを可能とするより大きな時間帯域幅プロ
ダクトに時間的に拡張することが可能である。散乱信号を組織から受信した後、
適当に設計された受信器は、時間的に拡張されたパルスを圧縮して、コンパクト
パルスを復元することができる。この処理は、特定の帯域幅と関連付けられた好
ましい軸的詳細解像度を、拡張された送信パルスからそれほど減衰させずに保持
する。優良な軸的詳細解像度は、適当な復号受信機を用い且つ帯域外（out-of-b
and）周波数成分を適当に排除することによってのみ維持される。所望の第２の
より低位の、若しくは、より高位の高調波エネルギーに関して選択的に傾聴する
ように設計された受信機を使用する適当な復号を用いて、時間帯域幅プロダクト
は従来の約１の値以上に増大され、ＳＮＲを改善する。従来においてよく知られ
ているように、ＳＮＲを最大化し得る基本的イメージングのための好ましいデコ
ーダは、整合フィルタである。従って、主要な基本的周波数における復調後に、
受信機デコーダを、

【００２７】

【数５】の時間反転位相共役（conjugate）の縮拡版（scaled version）とすることがで
きる。

【００２８】高調波イメージングに関して、好ましいデコーダは、高調波信号生成のオーダ
と機構に依存する。また、問題の高調波に整合された整合フィルタは好ましいデ
コーダである。第２の高調波組織イメージングについては、既知のリーマン波式
（Nonlinear Acoustics, Mark F. Hamilton等、編集1998年、７５頁）を解くこ
とによって妥当なモデルを得ることができる。

【００２９】圧力ｇ（ｔ,Ｚ）について、

【００３０】

【数６】ここで、Ｃｏは、小さな信号音響速度、 ρｏは、環境密度、Ｂは非線形性のパラメータであり、その面におけるトランスジューサの送信圧力信号、つまり、

【００３１】

【数７】に等しい、境界条件、若しくは、強制関数（forcing function）を適用すること
による。

【００３２】例えば、Mark F、Hamilton、David T. Blackstockによって編集されたNonline
ar Acousticsの７５頁、コピーライト１９９８参照。

【００３３】ストレイトフォワードパタベイション分析（straight-forward perturbation
analysis）（例えば、Nonlinear Acousticeの２８１頁第２節参照）を用いて、
汎用モデルは形態

【００３４】

【数８】を採り、これは２乗された基本圧力信号ｆ（ｔ）の時間微分係数から生成される
ような第２の高調波信号を生ずるものであり、Ｋｔは組織物質特性に等しい。第
２の高調波エネルギーのコントラストエージェントイメージングに適用可能なモ
デルの一例は、時間微分係数を排除するが、それでもまだ基本圧力の２乗に依存
する。

【００３５】式（３）の汎用送信波形、モデルオペレーションｐ｛...｝を用い、トランス
ジューサの送信伝達関数が問題の周波数バンドに重大な影響を有しないと仮定す
ると、組織で生成される第２の高調波信号は、

【００３６】

【数９】で示すことができ、ここで、

【００３７】

【数１０】Ｄｉ＝定数である。

【００３８】第２の高調波信号は、ｆｍの元の変調周波数、つまりｅ^j4πfmtを２倍するこ
とによって実効的に周波数変調され、また、最後の項

【００３９】

【数１１】によってＤＣに近い付加的な低周波エネルギーが存在することに注意。この最後
の項は、非線形音響伝播中は信号ピークは有限帯域幅信号のための信号トラフよ
りも速く移動することから、つまり、正の相対圧力（ピーク）は負の相対圧力（
トラフ）よりも大きな組織音声（sound）速度を生成することから、現れるもの
である。コントラストエージェントの第２の高調波イメージングについては、

【００４０】

【数１２】である。

【００４１】散乱された組織エネルギーと適当なチャネル毎の遅延を受信した後、フェージ
ング（phasing）とアポディゼーションが、ビーム形成器によって適用され、問
題の高調波信号は、更に処理を行うために所望の周波数バンドに復調され得る。
好ましい帯域ばベースバンドである。復調関数ｄ（ｔ）が、第２の高調波周波数
、つまり、

【００４２】

【数１３】においてセンターリングされたものに選択され、Ｘ_rx（ｔ）がＹ^* _2nd（−ｔ）に
選択された場合（ここで、組織第２高調波エネルギーについては、

【００４３】

【数１４】であり、また、コントラストエージェント第２高調波エネルギーについては、

【００４４】

【数１５】であり、*は、複素数の共役演算である）、ＳＮＲを最大化し且つ優良な軸的詳
細解像度を保持する好ましい実施形態が実現され得る。この好ましい実施形態に
おいて、ＳＮＲを最大化し得る整合フィルタは、パルス圧縮受信機Ｘ_rx（ｔ）の
ために使用される。従来の受信機は、所望の軸的解像度を復元するために必要な
復号と付加的な非線形位相変調を欠いている。復調後、好ましいパルス圧縮整合
受信機は、ｎ（ｔ）（１６）の時間反転位相共役であり、ここで、復調信号処理ステップは、周波数帯域を好
ましい周波数帯域に実効的にシフトする。整合フィルタ、若しくは、より一般的
にはパルス圧縮フィルタは、ＤＣ付近の低周波項、及び、基本エネルギー若しく
は他の不所望なエネルギーを実効的に抑制することができる。整合フィルタ包絡
線以外の受信機における振幅変調も、もし望むなら、使用することができる。特
に、付加的なパルス整形を不所望なレンジローブを抑制する手助けとして使用す
ることもできる。例：以下は、第２の高調波組織イメージングのための、非線形二次方程式位相変調
（ＰＭ）・線形周波数変調（ＦＭ）チャープ（chirp）パルス圧縮コードの一例
である。送信信号は以下の特性を有する。１）振幅は継続時間のガウス包絡線、Ｔ＝（α）^-1/2 （１７）で変調され、ここで継続時間は、ピークよりも−６．８２ｄＢ振幅だけ低く定め
られている。２）ピークより−６．２８ｄＢレベルだけ低い周波数帯域幅は、

【００４５】

【数１６】である。３）時間帯域幅プロダクトは

【００４６】

【数１７】として定義され、汎用送信信号は、

【００４７】

【数１８】であり、特別な帯域幅Ｗ（つまり、軸的詳細解像度）と所望のパルス継続時間Ｔ
について、瞬間周波数／秒をラジアンで表すと、

【００４８】

【数１９】である。

【００４９】この例に対して上の式（１３）を使用すると、第２高調波振動数で復調後の受
信パルス−圧縮整合フイルタは以下の様に表される。

【００５０】

【数２０】ここで、Ｄ₂は定数である。現在の医療超音波システムにより得られる典型的な
時間−帯域幅積についての合理的な近似は以下の様に表される。

【００５１】

【数２１】ここで、Ｄ₃は定数である。医療システムに対する時間−帯域幅積は、イスプタ
（Ｉｓｐｔａ）限界、熱的限界及びチャンネル当り電力により決定されるであろ
う。図２乃至図９は、システム実現における異なる段階での信号の例である。図
２乃至図５は、４の時間−帯域幅積を持つシステムの代表例であり、一方、図６
乃至図９は、８の時間−帯域幅積を持つシステムの代表例である。すなわち、後
半の４つの図を生成するために使用される送信信号の時間長は、前半の４つの図
を生成するために使用される送信信号長の２倍である。４つの図の２組に対する
送信帯域幅は同一である。一般に、５０未満、より好ましくは２０未満、最も好
ましくは１０未満の時間−帯域幅積を持つシステムが好まれる。（図２乃至図９の説明）図２−９の例において、送信変調周波数は２ＭＨｚであり、そして周波数帯域
幅は１ＭＨｚである。図２ａ及び図６ａは、各図において、時間依存、非線形位
相変調を持たない従来の送信信号及び対応する送信包絡線を示し、これら２つの
従来の送信信号は同一であり、各場合において参照として示されている。図２ｂ
及び図６ｂは、各々が２次PM又は線形ＦＭコード化送信信号及び対応する送信包
絡線を示す。ピーク信号レベルは、電気的限界または所望の空間ピーク音響限界
に典型的に基づくように、全ての４つの図において同一である。図２ｃ及び図６
ｃは、前の図に示されるような、コード化信号に対する従来及び非線形位相につ
いての線形送信位相を示す。図２ｄ及び図６ｄは、これら位相の時間導関数によ
り決定されるような送信位相に対応した瞬間的周波数を示す。コード化された送
信信号位相は、従来の送信信号位相から明確に異なり、非線形である。

【００５２】図３ａ及び図７ａは、従来の送信信号に関連した組織第２高調波信号及びその
包絡線を示す。ここで、組織減衰及び音響回折は除外されている。また、これら
の図において、組織基本信号包絡線が参照のために示されている。第２高調波信
号は改良された軸方向の詳細な解像度を与える。図３ｂ及び図７ｂは、それぞれ
コード化された送信信号に関連した組織第２高調波信号及びその包絡線を示す。
再び、これらの図は組織基本信号包絡線を参照のために示す。図３ｃ及び図７ｃ
は、従来の送信信号を持つ第２高調波信号、コード化された送信信号を持つ第２
高調波信号、及びコード化された送信信号を持つ基本信号に対する組織信号位相
を示す。図３ｄ及び図７ｄは、これら組織信号位相に対応した瞬間周波数を示す
。組織信号の各タイプ及び送信信号の各タイプに対する組織信号位相及び瞬間周
波数は独特である。最適化されたパルス−圧縮（又はデコーデイング）受信フイ
ルタを設計する時、これらの違いを考慮する必要がある。特に、コード化された
送信信号がトランスジューサから発射される時、組織基本信号と比較して位相変
化は、組織第２高調波信号に対する時間の関数の２倍早い。図（４ａ、４ｂ、４
ｃ）及び図（８ａ、８ｂ、８ｃ）は、第２高調波及び基本受信信号をフイルタす
るためのパルス圧縮、又は、デコーデイング、受信基本帯域フイルタ・コンポー
ネントを示す。２つの組の各々において、３つの図は従来の送信信号と一緒に第
２高調波デコーデイング・フイルタ、コード化された送信信号と一緒に第２高調
波デコーデイング・フイルタ、及びコード化された送信信号と一緒に基本デコー
デイング・フイルタをそれぞれ示す。３つの図の各組の後半は、比較のために与
えられ、そして基本信号と一緒に組織をイメージ化するために典型である。各図
は、各フイルタの応答の実部分、虚部分、及び大きさを示す。第２高調波信号に
対する受信デコーデイング・フイルタは、コード化された送信信号がトランスジ
ューサから発射される時、基本信号のための受信デコーデイング・フイルタとは
異なる。これらの相異は、時間の関数として受信フイルタの位相をプロットする
ことにより見られる。図４ｄ及び図８ｄは、フイルタの３つの異なるタイプに対
するこれらの位相を示す。コード化された送信信号が使用される時、位相変化は
、基本と比較して第２高調波に対する時間の関数の２倍早いことに注意する。よ
り高次又は低次の高調波のイメージングに対して、デーコーデイング・フイルタ
の瞬間位相は好ましくは所望の高調波位相変化と一致する。例えば、１／２次の
サブ高調波は優先的に、位相変化が基本信号の位相の半分の速度のフイルタによ
りデコードされる。図４ｅ及び図８ｅは、優性第２高調波周波数（４ＭＨｚ）で
適当に復調された後の最終出力信号、第２高調波パルス−圧縮フイルタ（２つの
場合についてそれぞれ、図４ａ又は４ｂ及び図８ａ又は８ｂから）による基本帯
域受信フイルタリング、及びデイスプレイ検知を示す。次の点に注意する。１）出力信号の幅により定義される、２つの第２高調波信号処理技術に対する軸
方向解像度は、同一である。２）コード化されたパルス−圧縮技術と関連した第２高調波戻り信号内のエネル
ギーは、従来の非コード化技術と関連した戻りエネルギーよりも大きい。追加の
エネルギーが時間的に拡張された送信波形により可能となる。２つの別個の場合
（場合１は、時間−帯域幅積＝４、場合２は、時間−帯域幅積＝８）の間の戻り
検出信号エネルギーの相異は、期待されるように、８のより大きな時間−帯域幅
積に対して、より大きい。３）基本エネルギーの不完全な抑制に起因して、コード化及び非コード化の両方
の信号処理に対して残留基本信号が存在する。コード化信号処理技術は、従来の
非コード化信号処理技術に関して効率的に優性残留エネルギーを時間的にシフト
する。この残留エネルギーは適当に選択された信号の帯域幅に対して医療設定に
おいて重要ではない。より大きい帯域幅は、周波数スペクトル重複に起因してよ
り少ない基本抑制を発生する。

【００５３】貧弱な基本エネルギー抑制又は許容できない残留基本エネルギーは、交代する
送信包絡線位相又は極性と関連したＦＳＣ受信パルスの適当な解析的なフイルタ
リングによりさらに減少できる。このフイルタリングは、当業者に良く知られて
いる典型的にクラッター又はウオール・フイルタとして実現できる。アンサンブ
ルの多数ＦＳＣ受信パルスのフイルタリングは、興味のある所望の高調波を効果
的に強調し、一方、不要な基本又はその他の奇数の高調波エネルギーを減衰する
。例えば、同じ方向に反対位相（すなわち、０及び１８０度）を持って送信され
た２つのパルスは、パルス−圧縮受信フイルタ後に、［１１］クラッター・フイ
ルタ・インパルス応答と加えられる。これは効率的に基本信号を抑制し、一方、
同時に、使用可能な軸方向詳細解像度及び第２高調波信号のＳＮＲを増加する。
フイルタ目的のためにクラッター・フイルタを使用することは、動き検出イメー
ジングについて良く知られている。Ｂモード・イメージングに対する［１１］イ
ンパルス応答と共にクラッター・フイルタを使用することは、２つのパルスの単
純な加算と等しい。従って、基本エネルギーを抑制するこの技術は、２つ又はそ
れ以上の獲得されたパルスに対する動き検出イメージング及びＢモードに適用さ
れる。図４ｅ及び図８ｅにおいて、これら多数パルス組合せは残留基本信号エネ
ルギーを減少するであろう。

【００５４】図５及び９は、従来のコード化された送信信号に対する周波数領域内の組織及
び検出された出力信号を示す。これらの図は、送信信号の特定の期間と無関係に
、組織基本波信号及び組織第２高調波信号の−６．８２ｄＢ帯域が一定に留まる
ことを図示している。従来の送信信号からの戻りと比較した、コード化された送
信信号からの戻りの検出信号エネルギーに於ける差が、２つの場合に対して示さ
れている。２つの時間帯域幅積の内のより大きいもの対する出力信号は、与えら
れた２つのコード化された場合での同じピーク送信信号レベルに対しては、より
大きい。図５及び９における全てのスペクトルは、コード化されたパルス圧縮技
術に対する高調波組織信号ピークによって、各場合に対して独立して、正規化さ
れる。従って、信号出力に対する最大スペクトル振幅は常にゼロデシベルである
。この正規化は、従来の送信信号に対する組織高調波信号レベルと、高張波受信
フィルタリング後の残留基本信号レベルとの差を、強調する。

【００５５】好適な実施形態及び上述の例に対して、以下の事例を含む多くの改良が可能で
ある。１）振幅α（ｔ）及び位相φ（ｔ）の一般的な変調時間に対する非線形二次位相（又線形周波数）変調でのガウシアン振幅変調包
絡線の例が上述で提供されたが、振幅及び位相変調機能の多くの異なる形態が、
送信機及びパルス圧縮受信フィルタで使用できる。図２２は、時間に対して、線
形、非線形、離散、及び連続瞬時ＦＭ機能の幾つかの例を示している。これらの
機能は、位相変調（ＰＭ）機能の時間的な派生である。この機能は、好適には、
パルス期間Ｔ_FM及び所望の周波数スパンＷ_FMの範囲内に定められる。ライン３０
は、包絡線期間の半分の位置に位置していることに留意。これらは例示であり、
全てではない。線形ＦＭ（二次ＰＭ）機能の例には、ラベルａ、ｂ及びｃが付け
られているのが示されている。２つの正確な線形ＦＭ機能は機能ｆ及びｃである
。２つの非線形ＦＭ機能は、ｄ及びｅとラベル付けされている。変調機能ｃ及び
ｅは、ライン３０に付いて対称であるが、他の機能はライン３０付いて非対称で
ある。

【００５６】図２３は、周波数に対して対称及び非対称の非線形位相機能の幾つかの例を、
一般的な信号振幅スペクトルと共に示す。破線で示されるスペクトルＡ及びＢは
、送信機での又はパルス圧縮フィルタの入力の信号スペクトルを表わしている。
実線で示される位相機能ａ及びｂは、対称及び非対称機能の例である。機能ａは
、振幅スペクトルＡに付いて対称であり、振幅Ｂに付いて非対称である。機能ｂ
は、振幅スペクトルＡ及びＢに付いて非対称である。

【００５７】図２４は、包絡線の半分の期間に位置するライン４０に関して、時間に付いて
対称及び非対称の振幅変調機能の幾つかの例を示している。機能ａ及びｂは、対
称振幅形状であるが、機能ｃ及びｄは、非対称形状である。機能のこれらの形態
は、所望のシステムの全体スペクトル応答に依存して、送信機及びパルス圧縮受
信機に独立して設けることができる。非対称機能は、組織減衰、音響回折、及び
システム及び送信機設計からのインパルス応答によって発生されたスペクトル形
状を補償することによって、ＳＮ比を最大化するために特に有用である。

【００５８】図２２、２３及び２４に図示されものの幾つかの組み合わせが、特定のシステ
ム設計に対しては、好ましい場合がある。以下にその例が与えられる。

【００５９】１ａ）図２４中の機能ａの様な、一定振幅パルスが送信される場合には、非
線形瞬時周波数変調機能の様な時間に対して線形又は二次的に変化するもの以外
の位相変調機能が好ましい場合がある。一定振幅変調を有する二次位相変調（又
は線形ＦＭ）の使用は、実地に受け入れることのできないレンジのローブを生じ
る場合があるが、一定振幅以外の振幅変調機能は送信機では利用できない場合も
ある。一定又は一様振幅変調は、Ｓｅｑｕｏｉａの名称で流通しているＡｃｕｓ
ｏｎＣｏｒｐｏｒａｔｉｏｎによって販売されているプログラマブル波形発生
器（ＰＷＧ）の様な非一様振幅変調での使用洗練された送信機と比較して、これ
らの形態の送信機のコストが低いので、商用超音波製造者の中で人気がある。一
定振幅変調で、非線形ＦＭを、高レンジローブの圧縮を助けるために、パルス圧
縮出力スペクトルの形成するのに使用するのが好ましい場合がある。非所望のレ
ンジのローブは、パルス圧縮受信機内の固有の対称又は非対称振幅変調によって
、代替的又は更に減少することができる。受信機内の非一様振幅変調に対する潜
在的に不利な点は、ＳＮ比の失うことである。非線形ＦＭは、追加の受信振幅変
調の必要性を除去し、一定振幅送信パルスでＳＮ比を最大化する。

【００６０】１ｂ）送信機で利用可能な変調の形態に無関係に、一様振幅変調が実際には好
まれ且つ非線形ＦＭが使用されることのある別の例は、近距離場高調波イメージ
ングに対するものである。超音波エネルギーを送信し且つ受信するきに同じトラ
ンスジューサを使用するシステムは少なくとも、送信機がオン状態になるまで、
受信回路はオン状態になることができないので、トランスジューサの面に近いイ
メージングは、延長されたパルス長に制限を設ける。高調波エネルギーが、組織
非線形伝播から単独に発生される場合、ＳＮ比が低い場合がある。最大エネルギ
ーが、最も短い時間窓に渡って、組織に送信される場合、一様な振幅変調波形が
好適である。受入れ可能なレンジのローブのレベルを維持するために、非線形Ｆ
Ｍを使用することかできる。

【００６１】１ｃ）位相変調機能を、ランダム化することができ、一様振幅変調に制約さ
れるシステムに対しても有益とすることができる。送信波形の瞬時周波数を制御
することにより、信号ゼロ交叉間の時間が正確に制御され、擬似ランダムシーク
エンスを発生することができる。適合するフィルタ応答を有する受信フィルタリ
ングの後、時間的にコンパクトな出力が発生され、これが、優れた軸方向詳細分
解能及び改良されたＳＮ比を発生する。更に、レンジローブが受入れ可能でなく
且つ非一様振幅変調が利用可能でない場合、第２の相補的送信フィルタリングが
、予期されたフレームレートの損失を伴って、出力信号のメイン時間ローブを目
立たさせるために使用することができ、初期送信フィルタリングと関連するもの
と反対の極性を有する第２のレンジローブを発生する。これらの２つの別の出力
は表示プロセス以前に加算され、反対の極性のレンジローブが相殺するので、非
所望のレンジローブを抑圧することが補助される。相補的コードのこれらの形態
の例は、Ｍ．Ｊ．ＥＧｏｌａｙ、ＣｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙＳｅｒｉｅｓ
，ＩＲＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＴｈ
ｅｏｒｙ，ＩＴ−７巻、４号、１９６１年１０月に記述されたＧｏｌａｙコー
ドてある。

【００６２】Ｇｏｌａｙコードを含むことができる２進コード又は、公知のＢａｒｋｅｒコ
ードの様な、高調波イメージングに対するこれらの形態のコードの種々の形態の
応用に関しての２つの重要な特徴が、記されるべきである。第１に、殆どのこれ
らのコードで必要とされる様に、第２の高調波パルスの反転型を形成するために
は、基本送信パルスがプラス又はマイナス９０°シフトされる必要がある。例え
ば、次の形態の第２高調波信号を実現するために、

【００６３】

【数２２】ここで、Ｔは、この２つのパルス例に対する２つのパルス間の時間である。送信信号は次の近似解を有するべきである。

【００６４】

【数２３】第２に、高調波信号は非線形プロセスによって発生され、送信信号の２つの成
分は、重なりを最小にするために、時間Ｔによって時間が十分に分離されるべき
である。そうしないと、第３の非所望の交叉積項が高調波信号中に現れる。例示
として、上述で図示される高調波は、相補的Ｇｏｌａｙコードを使用するコード
の例である。更に、２つの波形の第１のものは、２のサイズを有する最も単純な
Ｂａｒｋｅｒコードを使用してコード化された送信波形の例である。

【００６５】１ｄ）機能周波数に対する非対称位相機能、例えば図２３における機能ｂのよ
うな機能は、パルス圧縮受信機において正確な復号化を維持する間、ＳＮＲを最
大化するために選択されうる。周波数に依存する減衰は、低い周波数要素よりも
高い周波数要素を選択的に減衰させるので、スペクトル幅および中心周波数の両
方における戻されたスペクトルエネルギーを追跡する受信機は、ＳＮＲを最大化
することができる。深さに依存性するスペクトルエネルギーの位置を、所定のベ
ースバンドフィルタ内に選択的に設定する方法の１つとしては、復調周波数を深
さの関数として変化させることである。この復調周波数を変化させる間に不要な
イメージアーティファクトを生成することなく、ＳＮＲを最大化する際には、受
信機は、非対称位相機能を組み込み、かつ、深さとともにフィルタのインパルス
応答を変化させることができる。このように受信フィルタを動的に変化させるこ
とが選択されうる。

【００６６】深さに依存する受信フィルタが利用できなければ、不正確な復号化または固定
受信機についてのイメージアーティファクトを最小化するように、他の方法を用
いることができる。

【００６７】１つの方法としては、深さに対して一定となる復調周波数を定め、かつ、送信
変調周波数のような特定の周波数に関して非対称となる位相機能を保持するもの
がある。

【００６８】別の方法、特に直交位相変調に対する方法としては、受信信号をパルス圧縮機
能を用いてフィルタを施す前に、この受信信号を深さの関数として時間的に遅延
させるものがある。

【００６９】さらに別の方法としては、深さに依存する復調周波数を有する、非対称かつ深
さに依存しない位相機能を維持し、かつ、生じうるアーティファクトを受け入れ
るものがある。いくつかの位相機能または対応するＦＭ機能については、イメー
ジアーティファクトを許容することができる。

【００７０】１ｅ）それぞれが独立した振幅および非線形の変調関数を含んだ、時間的に不
連続なセグメントを有する送信パルスを選択することができる。このタイプの特
性に関する例は、図２２において機能ｆという名称を付して示してある。機能ｆ
は、２つの独立した非線形の直交ＰＭ機能（または図示されているような区分的
線形ＦＭ機能）を含んでいる。サブコードを効果的に含むこのタイプのコードは
、時間間隔をおいて近接した２つのインターバルにおけるティシュー（tissue）
から情報を抽出するために、または、造影剤の高調波（contrast agent harmoni
cs）を選択的に励起するために、用いられうる。固有の振幅および位相機能を有
する１つの時間的セグメントは、その他の符号化されたセグメントの存在に依存
する振動モードを選択的に励起または凝集させることができる。このタイプのコ
ードは、分周波のような分数調波エネルギー（fractional harmonic energy）を
最適に検出するために、用いられうる。勿論、時間的に重なるように多数のコー
ドをデザインすることができる。この多数のコードは、２つのコードを効果的に
加えたものである。２つの異なるセグメントを用いたこの例では、パルス圧縮受
信機は、１つまたは両方のセグメントに関連するエネルギーを復号化することが
できる。特定の振動モードを励起するために１つのセグメントが用いられた場合
には、プレゼンテーションを撮像するために別のセグメントを用いることができ
る。これらのタイプのコードが有効となりうる特定の例では、高い振幅基本波エ
ネルギーからの分周波を成長させるために、小さな振幅で送信された分周波が用
いられ、かつ、この送信された分周波が送信されたパルスにも含まれている。こ
の例の詳細については、本明細書と同じ日に出願された、継続中の米国特許出願
０９／２８２,６０３（代理人整理番号５０５０／５１５）に記載されており、
この米国特許出願は、参照することにより本明細書に含まれる。

【００７１】２．本発明は、多次元トランスデューサを含む任意のタイプのトランスデュー
サを用いることができ、圧電性トランスデューサまたは市販されている超音波シ
ステムで一般的に利用可能な圧電性トランスデューサに限定されない。例えば、
静電トランスデューサを用いて、本発明を実施することができる。

【００７２】３．送信ファイアリング（transmit firing）毎の様々な時間―バンド幅生成
物、およびまたは、様々なタイプの振幅および位相変調、例えば、時間―バンド
幅生成物は、２つ以上の送信焦点（transmit foci）を用いる際には、深さに依
存しうる。良好な近距離場を維持するために、最も浅い焦点調節を行うために、
より小さな時間―バンド幅生成物を選択することができる。

【００７３】４．符号化送信機および復号化受信機をそれぞれ異なる形式で用いることがで
きる。この送信機および受信機は、ディジタルおよびまたはアナログ回路を利用
することができ、送信波形には必ずしもミキサーを必要としない。適当な送信機
の例が、米国特許第５,６７５,５５４号「送信ビーム形成方法および装置」に開
示されている。例えば、ミキサーを使わずに、ディジタル的に格納された簡単な
波形を増幅することができ、または、振幅を変更する間においてアナログ発振器
を様々な周波数により時間的に掃引することができる。フィルタを実現しかつ所
望の送信コードを生成するために、適切な複合フィルタとともにインパルス発生
器を用いることができる。受信フィルタリングは、説明した構成例に限定されな
い。例えば、ビームの形成が完了した後に復調段階を行う必要はない。代わりに
、ビームの形成が完了する前に、各受信チャネルまたは受信チャネルのサブグル
ープに対して復調段階を行うことができる。さらに、受信フィルタリングをベー
スバンドで行う必要はない。中間周波数において複合フィルタリングを実行する
ことができる。

【００７４】５．本発明は、基本波または第２調波信号に限定されない。

【００７５】６．別のタイプのイメージ、色またはＢモードを用いた本発明についての符号
化されたパルス圧縮画像を、同時または時間的に連続に取得および処理すること
により、本発明を用いることができる。例として以下に示すものを含む。

【００７６】ａ）符号化されたパルス圧縮基本波または任意数調波のＢモードイメージを有
する、基本波または任意数調波のＢモードイメージ。

【００７７】ｂ）動作（motion）についての符号化されたパルス圧縮基本波または任意数調
波のイメージを有する、基本波または任意数調波のＢモードイメージ。

【００７８】ｃ）符号化されたパルス圧縮基本波または任意数調波のＢモードイメージを有
する、動作についての基本波または任意数調波のイメージ。

【００７９】ｄ）動作についての符号化されたパルス圧縮基本波または任意数調波のイメー
ジを有する、動作についての基本波または任意数調波のイメージ。

【００８０】７．事前に検出された、空間的に共線的または空間的に別個である２つ以上の
別々のビームの組み合わせについて、本発明を用いることができる。この組み合
わせにおける各ビームは、同一の振幅、周波数および位相を有する遅延プロファ
イルを持つことができ、または、異なる振幅、周波数または位相を持つことがで
きる。本実施形態の例には、基本波信号の排除または解除を向上させ、これによ
り信号バンド幅および軸性解像度を向上させるために、逆極性の送信位相につい
てパルス圧縮受信フィルタリングを行った後、２つのビームを加えることが含ま
れている。関連する送信ビームは、従来のパルス反転撮像（例えばChapmanによ
る米国特許第５,６３２,２７７号）と同様に空間的に配置されうるか、または、
継続中の米国特許出願第０９／２８２,３９６号（代理人の整理番号５０５０／
５４２）に記載されているように空間的に異なりうる。この継続中の米国特許出
願のすべての内容は、参照することにより本明細書に含められる。（特定の実施例）以下に示す撮像方法のいずれかを実行するために、図１におけるシステムを用
いることができる。１．マルチモード表示符号化された非線形の位相変調された位相圧縮または非符号化イメージ（基本
波または調波）は、符号化された位相圧縮カラー動作イメージ（基本波または調
波）とともに、表示されうる。同様に、符号化されたスペクトルドップラーによ
り検出された、パラメータ対時間の波形（基本波または調波）は、符号化された
または符号化されていない、任意タイプのＢモードまたはカラーイメージととも
に、表示されうる。２．同時に送信された２つ以上のビームのファイアリング（firing）Ｂモードまたは２次元カラー動作イメージについては、フレームレートを増加
させるために、２つ以上の超音波ビームを同時に送信することができる。選択さ
れたゲートについて、時間に対する速度―エネルギースペクトルが一般的に表示
される、スペクトルドップラー処理については、多数の独立ゲートについてスペ
クトル対時間の波形を多数表示できるようにするために、２つ以上の超音波波形
を同時に送信することができる。選択された焦点に対応する各送信遅延プロファ
イルを、固有のコードを用いて符号化することができ、かつ、少なくとも２つの
超音波焦点の間を音波上十分に分離し続けるために、各固有コードについての整
合させた復号受信機フィルタを用いることができる。

【００８１】送信ビームＡ及びＢに対応する、２つの独特な遅延プロファイルで処理するこ
の種の２つの例が、図１０及び１１に図示されている。図１０において、アレー
の全要素が送信ビームＢと送信ビームＡに、および送信ビームＡとＢ双方に起因
し、このために同一のアパーチャ、トランジューサーアレー１２の完全アパーチ
ャを使用することになる。図１１において、送信ビームＡ、Ｂは、アレー１２の
完全アパーチャに重なるサブアパーチャのそれぞれから形成される。各遅延プロ
ファイルに関する遅延プロファイルの送信波形は独特に符号化され、１か、２以
上の受信フィルタが戻された信号を解読し、ビーム間のインターフェイスが許容
可能なレベルに縮減されるようになる。各独特の送信遅延プロファイルに関し、
関連する独特の受信フィルタインパルス応答が戻り信号を解読し、別の送信遅延
プロファイルから戻った信号がノイズとして現れ、実質的には重大な問題とはな
らないようになっている。異なる超音波線上に配置される複数の送信焦点に関す
る独特な符号化遅延プロファイルは、単一グループのトランスジューサ要素から
各送信毎に生成されればよい。また、１か、２以上の受信ビームは各送信焦点に
関連していればよい。1グループの要素からの１つの送信から、１つ以上の線を
生成できることによって、特定の最終像線密度に関するフレーム率を上昇させる
ことができる。このアプローチは、１次元または多次元トランスジューサを用い
て３次元に及ぶようにすることが可能である。

【００８２】２つか、３つ以上のビームを同時に送信することにより、像フレームを生成す
るのにＢモードすなわち２Ｄカラー運動像形成において必要な送信ファイヤリン
グが少なくなり、コントラスト剤を使用する場合であっても、使用しない場合で
も基礎的調和的像形成におけるフレーム率が上昇することになる。複数の受信ビ
ームを各送信ビームから得てもよい。スペクトラムドップラー処理が、本明細書
において記載するようなパルス圧縮技術について使用される場合、ユーザーは複
数の独立したゲートを配置してもよい。複数のパラメータスペクトル対時間波形
を波形品質を顕著に劣化させることなく同時に表すようになっていてもよい。例
えば、図１０または１１において、ゲートＡ及びＢを独立して配置することがで
きる。

【００８３】３．サブアパーチャ符号化能動アパーチャ内のサブアパーチャが独特に符号化されて解読され、多次元運
動像形成及びスペクトルドップラー像形成に関する非軸線運動に対する感度を改
善するようになっている。単一の送信受信遅延遅延プロファイルに関し、スプリ
ットアパーチャ符号化（すなわち重なり合っていないサブアパーチャに関する分
離コード）またはサブアパーチャ符号化（すなわち、重なっていても、重なって
いなくてもよい各サブアパーチャに関する分離コード）を、方向感度及びフレー
ム率を改善するのに使用してもよい。この種の処理の一例を、１つの送信遅延プ
ロファイルに関連して単一の、スプリットされた２つのサブアパーチャ構造に関
し図１２に図示する。トランスジューサ１２の完全アパーチャに関する遅延プロ
ファイルは、２つの異なる送信波形で符号化される。左手の１つのサブアパーチ
ャ、すなわちサブアパーチャＡは１つのコードを使用しており、一方、右手の別
のサブアパーチャ、すなわちサブアパーチャＢが異なるコードを使用している。
信号を受信すると、２つのレシーバが信号を解読し、サブアパーチャ毎に１つの
パルス圧縮受信フィルタインパルス応答を行う。１例として、低周波数で開始し
、時間とともに変調周波数を高める線形周波数関数が１つのサブアパーチャに使
用でき、この逆の場合を別のサブアパーチャに使用できる。

【００８４】この技術について３つの主要な利点がある。第１の利点は、フレーム率が上昇
することである。なぜならば、２つの分離した送信ファイヤリングが２つのサブ
アパーチャについて受信信号を獲得するのに必要ではないからである。２つめの
利点は、トランスジューサのフェイスに平行な運動成分に対する感度が高まるこ
とである。このことは、多次元運動を検出する精度を改善することになる。サブ
アパーチャＢに関し図１２に図示した例を考慮すると、ｙ方向の運動に対する最
大感度が、角度Θ_T,B及びΘ_R,Bに関する最小値で得られる。ここで、第１番目の
下付文字が送信(T)または受信（R）を表し、第２番目の下付き文字はサブアパー
チャを表している。カラードップラー運動像形成のような多くの感度運動検出技
術が、主搬送周波数におけるパルスからパルスまでの差を検出することに依存し
ているため、アレーの中心からずれたサブグループの要素を符号化することは、
点Ｐにおける横方向（ｙ軸方向）の空間周波数量を増大させることになる。所定
の速度Ｖに関し、サブアパーチャＢに関し送受信サブアパーチャ双方の中心が物
理的アレーの端部方向に移動されると、パルスの差が増大することが検出される
。例えば、カラードップラー運動像形成において、大きなドップラーシフトが、
角度Θ_T,B及びΘ_R,Bが小さくなれば検出される。図１２の例において、サブアパ
ーチャ特定の符号化が、送信に関する最大信号感度の角度をサブアパーチャＢの
中心に動かすことにより、受信に関する最大感度の角度に対する場合と同じよう
になる。各サブアパーチャの独特の符号化が多次元運動に対する感度を高め、多
次元運動の方向を推定できるようにする。この同時符号化と同時受信に関する第
３の利点は、２つのファイヤリングの従来の技術に比較して運動アーティファク
トの抑制すなわち各サブアパーチャに対し１つのファイヤリングでよいというこ
とである。多次元方向技術が所定の時間の間、空間の特定の地点において望まれ
る場合には、２つのファイヤリングを使用する情報の推定は、ファイヤリング間
の不均一な動作により不正確なものになるであろう。

【００８５】方向情報を使用できる場合の２つの像形成技術の例が、血液の流れと組織動き
のカラードップラー運動像形成と、ひずみ像形成である。この技術を、多次元運
動推定に関する既存の技術をさらに改善するのに使用できる例が、米国特許第5,
522,393号に開示されたシステムにサブアパーチャ符号化を適用することである
。この特許において、２つか３つ以上の受信サブアパーチャが単一の送信アパー
チャを共有するが、方向感度は、送信アパーチャを符号化されたサブアパーチャ
に破壊することにより得られる可能性がある。

【００８６】空間における多くのポイントでの実際のベクトル推定値の表示のような多次元
運動検出に関する利点に加え、精度を高めるのにスペクトルドップラーカーソル
を自動的に配置してもよい。スペクトルドップラーカーソルは、一般的に、運動
方向を推定するのにユーザーにより手動で配置されている。システムは順次、音
響的方向と運動方向との間のコサインに基づいて推定する。バンジャニン他に付
与された米国特許第5,454,372号に開示されたシステムでは、カーソルの自動配
置に関する受信に関する方向情報を得るためにサブアパーチャの概念を使用して
いるが、符号化された波形についての記載はない。符号化波形は方向性を改善す
ることができるので、スペクトルドップラーにおける動作の推定を改善すること
になる。

【００８７】４．スペクトルドップラー処理のインターパルス符号化単一の予め設定されたゲートに関する従来のスペクトルドップラーにおけるパ
ルス特定符号化がより正確なスペクトルパラメータ検出を行うのに用いられても
よい。選択されたゲート以外の領域から強烈なりターンを回避するために、パル
ス反復間隔（ＰＲＩ）が、一般的にトランスジューサからのゲートの位置に基づ
いて設定される。この間隔は、最高検出可能な速度、Ｖmax（運動方向が超音波
線に平行であると仮定して）を公知の関係Ｖmax＝ｃ/〔４（PRI）ｆo〕に従って
求める。ここで、cは音速であり、ｆoは主搬送周波数である。パルスが１/PRIよ
りも早い速度でファイヤされる場合、より大きなエイリアスされていない速度が
検出されるか、規格外のサンプルを得る可能性がある。しかし、問題となるゲー
ト以外の領域からの運動は、表示されるパラメータ対時間波形を不正確なものに
する。これらの不正確さは、別の場所からのリターンが、問題となっているゲー
トからのリターンと同時にトランスジューサに到着する場合に発生する可能性が
ある。

【００８８】速度エネルギースペクトルのようなパラメータスペクトルに関連するデータが
得られる一定時間の間、付加的な独特に符号化されたパルスが問題となる運動の
サンプリング速度を高めるのに使用されてもよい。付加的パルスにより得られる
付加的情報は２つの手段で利用されればよい。第１に、付加的パルスは高速度で
送信されるために、より大きなエイリアスされていない速度と、これらの高速度
に関連したエネルギーを測定するのに使用できる。第２に、最終的な組のパルス
が複数の組のデータに分けることができ、それぞれの組は実際の符号化されたサ
ンプリング速度よりも小さい有効サンプリング速度を有しており、複数の計算さ
れたパラメータスペクトルを推定の不正確さが小さくなるように平均化できる。

【００８９】この後者の方法は、前者の方法のように最大検出可能速度レンジを変更しない
が、データの追加のセットを提供する。これらの方法は、基本波及び高調波イメ
ージングにおいて、コントラストエージェントのある場合及び無い場合の両方に
適用できる。

【００９０】ここに開示したインターパルスエンコーディングは次のように使用できる。予
め選択されたゲートのロケーション及びサイズについて、Ｎ個の一次パルスが、
ゲートとトランスジューサとの間での双方向送信時間によって決定されるレート
で送信される。図１３に示すように、所定のゲート及び「ゴースト」ゲートにつ
いて、前記の所定のゲートのための一次パルス繰り返しレート（ＰＰＲＲ）は、
ｃ／（２ｒ₁）である。サンプルの数及び実際のパルス繰り返しレートを増加す
るために、二次パルスが、前記一次パルスとは違う、符号化波形で送信される。
２つの一次パルスの間に送られる、各追加の二次パルスは、固有のコードで符号
化される。２つの一次パルスの間の中で１つの二次パルスを用いる例が、図１４
に示されている。この例について、２つの固有のコードが用いられて、各コード
の送信が交互にされる。２つの一次パルスの間に２つ若しくはそれ以上の二次パ
ルスが送られるときには、３つ以上のコードが用いられるのが好ましい。

【００９１】当技術分野で周知の、受信や復調や直角信号分離のとき、各固有の符号化波形
は、好ましいマッチしたパルス圧縮フィルタを用いてデコードされる。本書に記
述した場合の例は、時間的に交互にイネーブルとディスエーブルとになる２つの
受信フィルタを用いることができる。それに代えて、２つの並列の受信フィルタ
が信号を同時にフィルタ処理することができる。受信フィルタ処理の後、それら
の信号は、ゲートサイズ及びサンプルされたレンジにわたって統合されるのが好
ましい。１個のサンプルが、トータルでＭ＋Ｎ個のサンプルについての各送信パ
ルス毎に生成される。このサンプルセット及び可能な場合にサブセット（小セッ
ト）に分けられたグループは、ＦＦＴアルゴリズムを用いて処理される。速度ス
ペクトル、エネルギースペクトル、分散、平均速度、最大速度、モード速度、最
大エネルギー、及びそれらの組合せのようなパラメータは、時間に対して表示さ
れる。これらのポストデコーディング（後デコード処理）信号処理ステップは、
スペクトルのドップラー処理の技術分野の当業者において周知である。本書に記
述したステップは、簡単化した例であり、スペクトルのドップラー処理が産業界
において一般的であるので、それ以上は記述しない。

【００９２】固有のインターパルスコーディングは、他の符号化波形からの顕著なエネルギ
ーが同時に届いたとき、所定のゲートでのスペクトルパラメータの検出の精度を
改善する。これは、他のコードからのエネルギーが受信フィルタを通るとき同じ
コヒーレントゲインを経験しないからである。１例として、図１３及び１４を参
照すると、パルスＰ_1,1及びＰ_2,2が、それぞれ、時間ｔ₁及びｔ₂で送られて、所
定のゲートからの往復送信時間に関連する同じ時間ｔ₃に到達する。距離ｒ₂（ｒ ₂ はｒ₁の半分に等しい）の「ゴースト」ゲートの中での、ｖ₂のような運動が、
望ましくないドップラーシフトを、距離ｒ₁の所望のゲートに関連する、検出ス
ペクトルに誘導する。これは、パルスＰ_1、1が所定のゲートに達したときパルス
Ｐ_2,2が送られるので生じる。時間ｔ₁及びｔ₂での個別のコードと時間ｔ₁におい
て波形がマッチした受信パルス圧縮デコーダを用いることにより、「ゴースト」
ゲートからの信号は、時間ｔ３で縮小され、瞬間的な時間について殆どコヒーレ
ントゲインを経験しないであろう。このことがアーティファクトを最小にする。

【００９３】上記のように、スペクトルドップラーインターパルスエンコーディングの２つ
の使用に関して、一次パルスと二次パルスの間の時間は、臨床上のユーティリテ
ィ（有用性）を変更する。

【００９４】２つのパルスの間に時間が一定であれば、獲得されたサンプルは、最大の検出
可能な速度を増大するのに用いることができ、あるいは、最大の検出可能な速度
を増大しないで評価（又は算出）精度を改善するのに用いることができる。これ
は選択事項である。二次パルスが最大検出可能速度を増大するのに用いられない
場合、Ｎ＋Ｍパルスの最終データセットは、１／１０程にされて、新しいデータ
サブセットの各々がＦＦＴアルゴリズムで処理されることができる。例えば、全
偶数番号パルスがセット１に含まれ、全奇数番号パルスがセット２に含まれるよ
うにできる。３つ若しくはそれ以上のセット又はサブセットについては、２つの
一次パルスの間に２以上の二次パルスが可能である。パラメータ−スペクトルが
各セットについて生成されて、スペクトルは表示の前に平均化される。二次パル
スが最大検出可能速度を増大するのに用いられる場合、全Ｎ＋ＭパルスがＦＦＴ
アルゴリズムによって処理される。

【００９５】本書に開示した方法は、例えば速度又はエネルギー等の多数のパラメータを評
価するのを可能にし、スペクトルドップラー処理のための周知のロバストＦＦＴ
を利用する。

【００９６】任意の２つのパルスの間の時間が一定でない場合、トータルでＭ＋Ｎ個のパル
スは、最大検出可能速度を増大するのには用いられない。これは、増大した速度
リミットでパラメータ−スペクトル評価するのに用いるサンプルの総数は２つの
隣接一次パルスの間で起動した二次パルスの総数＋１に等しいからである。（こ
れは、第１の一次パルスと第１の二次パルスの間の時間が、時間的に隣接する２
つの二次パルスの時間に等しいと仮定する。）このありそうな少数のパルスは、
十分なＳＮＲ及びスペクトル分解を用いて臨床的に有用なスペクトルドップラー
波形を生成するのには不十分である。その代わり、それらのパルスは、スペクト
ルの評価精度を増大させるのには好ましく処理される。Ｎ＋Ｍ個のパルスから２
つ若しくはそれ以上のサブセットが生成されて、個々のスペクトルが一緒に平均
化される。

【００９７】５．多次元運動（マルチディメンション運動）処理のインターパルスエンコー
ディング普通の自己相関アルゴリズムを基にして運動を評価するのに用いる各パルスのエ
ンコーディング及びデコーディングは、上記セクション４で記述したのと同じで
ある。この方法とスペクトルドップラー処理を改善する方法との違いは、デコー
ディング処理の後に完了する固有の処理に特定されることである。ＦＦＴアルゴ
リズムを用いて受信パルスを処理する代わりに、自己相関アルゴリズムが選択し
たイメージエリア内の各サンプルしたロケーションに適用される。そのアルゴリ
ズムは、各ロケーションにおいて、運動の平均速度、エネルギー及び分散を評価
する。

【００９８】この実施例の好ましいディスプレイエリアは、運動の評価のために自動的に選
択されるエリアに基づいている。好ましい表示方法が図１５に示されている。デ
ィスプレイエリアの最初に選択された最大深さによって決定されるＰＲＩを持つ
一次パルスに加えて、追加の二次パルスが選択エリア内のデッドゾーン５０に付
与される。受信機が、より顕著な信号強度の能動送信機によってデータ破損させ
られるので、運動の評価が正確には表示され得ないところにデッドゾーンが存在
する。このデッドゾーンのレンジの拡張が、与えられた遅延プロファイル（遅延
カーブ）に関して、最初の送信二次パルスの開始と最後の送信二次パルスの終了
の間の差によって決定される。２つ以上の二次パルス遅延プロファイルが２つの
一次パルス送信に対応する遅延プロファイルの間に存在する場合、２つ以上のデ
ッドゾーンが存在するであろう。運動の評価の好ましいディスプレイエリア５２
は、運動評価のための最大ディスプレイエリアにレンジにおいて最も近いデッド
ゾーンを基にして自動的に選択される。運動評価の代わりのディスプレイエリア
５４は、デッドゾーン５０より浅い深さのところに提供される。これらに代わる
ものとして、最初に選択されたディスプレイエリアは、運動評価が存在しないデ
ッドゾーンを通して示すバックグラウンドエリア５６からのイメージとともに、
その全体で用いられてもよい。

【００９９】６．パルス反転高調波ドップラーイメージングを用いた符号化パルス符号化パルスは、パルス反転高調波ドップラーイメージングのＳＮＲを改善し及
びコントラストエージェント検出の特異性を改善するのに用いられる。マルチパ
ルスインソニフィケーション（多数パルスによる高調波による音響ホログラフの
作成）の間にわずかなエージェント分裂がある場合、極性が変わるパルスが基本
波ドップラー信号と二次高調波ドップラー信号とをスペクトル的に分離するのに
用いることができる。式４で示される非線型（ノンリニア）位相変調関数が、パ
ルスインデックスに依存する一定の位相項を追加することによって修正される。
ＦＳＣ送信されたパルスのアンサンブル（集団）については、インデックス１か
らインデックスＦＳＣを用いて、新しい位相変調関数が、インデックスｎの各パ
ルスについて、以下のように表される。 φ′＝φ(t)＋(ｎ−１)π 交互に変更する位相反転を用いることによって、基本波ドップラースペクトル及
び高調波ドップラースペクトルが図２５に図示のように分離される。ドップラー
周波数軸は、パルス繰り返し周波数ＰＲＦ（＝１／ＰＲＩ）によって正規化され
ている。

【０１００】スペクトル２５は、基本周波数を含む奇数高調波におけるクラッターに応答す
るエネルギー２６と、基本周波数を含む奇数高調波におけるフローに応答するエ
ネルギー２８と、偶数高調波におけるクラッターに応答するエネルギー３０と、
偶数高調波におけるフローに応答するエネルギー３２とを含む。これらの応答の
各々は、ピークエネルギーと、そのピークエネルギーに関係する周波数と、分散
とに関して定義される。ここで、f_f1,clt及びf_f2,cltは、それぞれ、基本周波数
及び偶数高調波におけるフロー信号の平均周波数を表し、f_f1,flw及びf_f2,flwは
、それぞれ、基本周波数及び偶数高調波におけるクラッター信号の平均周波数を
表し、σ² _f1,clt及びσ² _f2,cltは、それぞれ、基本周波数及び偶数高調波におけ
るクラッターの分散及び比例バンド幅を表し、σ² _f1,flw及びσ² _f2,flwは、それ
ぞれ、基本周波数及び偶数高調波におけるフローの分散及び比例バンド幅を表し
、E_f1,clt及びE_f2,cltは、それぞれ、基本周波数及び偶数高調波におけるクラッ
ター信号のエネルギーを表し、E_f1,flw及びE_f2,flwは、それぞれ、基本周波数及
び偶数高調波におけるフロー信号のエネルギーを表し、f₁は、基本周波数及びお
そらく一部の奇数高調波による成分を表し、そして、f₂は、第２高調波のような
偶数高調波による成分を表す。

【０１０１】適当なフラッター又はウォールフィルタリングを設けることにより、基本周波
数及び／又は高調波成分のそれぞれのクラッターエネルギー２６及び３０を、減
少させてもよい。例えば、ＰＲＦの１／２及び−１／２に関連するゼロ周波数の
エネルギーを減少させるバンドパスフィルタは、基本周波数及び高調波成分を減
少させる。ローパスフィルタを使用して、基本周波数成分のクラッターエネルギ
ー２６を除去するだけでなく、所望ならば、基本周波数のフローエネルギーを除
去してもよい。これらのタイプのフィルタは、その後図１のプロセッサ２８又は
３０においてパレメータの評価を行うために、第２高調波のフロー信号のような
関係するフロー信号を維持する。関係する信号の高調波信号を維持しながら基本
周波数信号成分を選択的に抑制することができ且つ改良されたＳＮＲについて各
パルスに対して非線形位相コーディングを適用できるので、コントラストエージ
ェント特異性を、開示されたパルス圧縮技術を使用することなく可能であるもの
以上に大きく増大させることができる。

【０１０２】例として、上述の方法を医学検査用超音波像形成システム及び方法に使用する
ことができる。第１のコード化超音波パルスが第１の送信ラインを通して体内に
送信される。この送信パルスは、上述したように第１のコードで変調され、この
第１パルスに応答して、関連の受信信号がその体から得られる。その後、少なく
とも１つの第２超音波パルスが体内に送信される。この第２のパルスは、送信包
絡線位相及び極性の少なくとも１つで第１のパルスと相違しており、そして、第
２パルスもコード化されている。第１と第２のパルスは、従来のパルス反転技術
の場合と同じ走査線に沿って方向づけすることができる。これとは別に、第１と
第２のパルスを、１９９９年３月３１日出願の米国特許出願第０９／２８２，３
９６号明細書に記載されているように、空間的に区別されるが近接して隔置され
た走査線に沿って方向づけすることができる。受信信号は、第２の送信パルスに
応答して体から得られる。その得られた受信信号は、その後、パルス圧縮フィル
タ（そのフィルタは上述したタイプのものであっても良い）に加えられる。第１
及び第２の送信パルスに関係するパルス圧縮受信信号が、その後混合される。上
記米国特許出願第０９／２８２，３９６号明細書に記載されているように、この
混合を使用して第２高調波成分を高めながら基本波成分を抑制するか又は基本波
成分を高めながら第２高調波成分を抑制することができる。その後、カラードッ
プラー像形成、スペクトルドップラー像形成、動作処理像形成及び歪み像形成を
含む像形成モードの画像処理ステップにおいて、その混合された圧縮受信信号を
処理することができる。所望ならば、混合ステップと画像処理ステップとの間に
クラッターフィルタを配置することができ、また、或る実施例では、そのクラッ
ターフィルタを使用して混合ステップを実施することができる。（別の実施例）上記実施例は、コード化波形を組織高調波像形成及びコントラストエージェン
ト付き像形成に適用した例について述べている。コントラストエージェントに特
有の別の実施例について以下説明する。或る別の実施例は、低い圧力振幅におい
て送信パルスの時間間隔を増大させてコントラストエージェントを破壊すること
なくＳＮＲを改善する。時間拡張励起を使用してコントラストエージェントの整
数又は少数の高調波を励起することができる。第２の別の実施例は、第１の別の
実施例の圧力振幅よりも大きいが最大値よりも小さな圧力振幅で送信されたパル
ス幅を増大させ、一部のコントラストエージェントを破壊しながらＳＮＲを改善
する。検出された非線形コントラストエージェント信号と組織信号との間の最適
な画像コントラストが、最大値よりも小さな送信圧力において得られるので、増
大されたＳＮＲが画像の質及びコントラストを改善することができる。

【０１０３】上述したように、ピーク振幅が維持され且つ時間−バンド幅積及びパルス幅が
増大されたときに、コントラストエージェントの高調波像形成は、解像度を損失
することなくＳＮＲを増大させる。しかしながら、低送信電圧、従って、低音響
圧力における像形成のようなコントラストエージェント像形成に特有の付加的な
利点がある。第１に、低送信電圧を使用することは、コントラストエージェント
の破壊を減少させる。長い持続時間（高い時間−バンド幅積）を有する低音響圧
力送信パルスは、コンパクトで高い音響圧力送信パルスよりもコントラストエー
ジェントを破壊することが少ないと確信される。第２に、減少した音響圧力にお
いて、コントラストエージェント非線形散乱が、非線形伝播高調波信号の組織散
乱に対して増大される。これについては、１つには、高い音響圧力においては、
入射エネルギーが消散されるか又は第２高調波散乱に変換されるのではなく分周
波若しくは高次の高調波に変換されるにつれて、コントラストエージェントによ
る散乱には、飽和効果があるからであると説明される。その結果、コントラスト
エージェント高調波信号と組織高調波信号との間のコントラストは、高い音響圧
力よりも低い圧力において大きくなる。

【０１０４】これらの理由或いは他の理由によって、低い音響圧力におけるコントラストエ
ージェントを像形成することは有利である。しかしながら、これらの低い音響圧
力においては、ＳＮＲが大きく低下する。本発明において上述したパルス拡張及
び圧縮を使用して、軸方向解像度を犠牲にすることなくＳＮＲの一部を回復する
ことができる。実際、時間平均化パルスパワーに関するＦＤＡ制限のような総パ
ルスエネルギーの限界下に留まりながらピーク振幅における減少が長いパルス送
信を可能にするので、高い時間−バンド幅積は、組織高調波像形成よりもコント
ラストエージェント像形成の方に対して耐えられる。１００よりも大きな時間−
バンド幅積は、多くの理由で実用的でない。これらの長いパルスは、当業界に共
通な従来のダイナミック受信フォーカシングを使用するときに、受け入れ不可能
なほど高いレンジのローブを生じることなく正確にデコードすることができない
。このダイナミック受信フォーカシングで長いパルスをデコードするのに関連す
る不正確さを避けるために、パルス圧縮フィルタを何度も折り重ねることができ
、各折り重ねを、ダイナミック時間遅延を加える前に各受信ビーム形成チャンネ
ルの後ろに配置することができる。しかしながら、多くの要素及びシステムチャ
ンネルを有する多くの実用的なフェーズドアレイトランスジューサシステムでは
、コスト及び複雑性が法外なものとなる。従来の受信機は送信機が不動作になる
まで聞くことができないので、長いパルスは、スタンドオフパッドを使用しなけ
れば近フィールド像形成も不可能にする。

【０１０５】コントラストエージェントによる非線形散乱は、組織を介する非線形伝播より
もかなり複雑であり、この散乱に対するモデルは、多数のｘ²(t)次の項を含み、
ここで、ｘ(t)は入射送信パルスである。例えば、正確なモデルは、次の項を含
む。

【０１０６】

【数２４】しかしながら、送信パルスの適当に滑らかなパルス変化と適当なバンドパルにつ
いて、コントラストエージェントによる第２高調波散乱をｘ²(t)により表す近似
を使用することにより良好な結果が得られる。これにより、次の散乱された第２
の高調波信号が導かれる。

【０１０７】

【数２５】式８の場合のように、ここでは、次の通りである。

【０１０８】

【数２６】もちろん、非線形散乱について正確なモデルを使用し且つ高調波散乱パルスに整
合するような受信パルス圧縮フィルタを設計することによりいくらか良好な結果
が得られる。

【０１０９】さらに、ほかに移相された送信パルスと組合せて、画像のコントラストエージ
ェント用の適切に設計された受信パルス圧縮フィルタと共にリニアでない位相変
調された送信パルスを用いることによって、有利な結果が得られる。他の送信極
性技術が、特に、図２〜９の記載における項目３および好適な実施の形態の例の
項目７に記載されている。一般に、送信パルス電圧を減少することは、効果的に
基本信号の抑圧を減少して、ティッシュのリニアでない伝播から基本信号レベル
に対して第２高調波信号レベルを減少する。さらに、送信および受信における大
きな時間‐帯域幅の積を使用することは、送信および受信における有限のフィル
タ長による基本信号の抑圧の減少につながる。いずれの場合においても、他の極
性送信パルスと空間的にコリニアな、または空間的に異なるビームの事前検出組
合せは、ティッシュから散乱する基本波の抑圧を増加するために用いることがで
きる。これにより、コントラストエージェント特性が改善され、受けることがで
きない高い基本的な信号レベルからの重要なアーティファクツのない軸の詳細な
解像度が増加される。上述のリニアでない位相変調送信パルスは、１から送信パ
ルスの数までの指数ｎのそれぞれの連続送信パルスに対して、以下の他の位相期
間で変調される。

【０１１０】 φ’（ｔ）＝φ（ｔ）＋（ｎ‐１）π ティッシュ高調波のイメージングおよびコントラストエージェントのイメージ
ングの双方に関連した前の説明の殆どは、受信機が受信した高調波パルスの整合
されたフィルターリングを行なう好適な実施の形態に集中した。ある場合には、
送信パルスにおけるより受信での狭帯域または広帯域のいずれかを用いることが
望ましい。その場合、受信機は、受信機の位相歪（位相対周波数）に対して受信
した高調波パルス（位相対周波数）の位相歪を補償するように選択されるのが望
ましい。これは高調波パルスの周波数スイープと幾らか異なる受信の一時的な周
波数スイープを含む。例えば、前に説明したガウス送信パルスが用いられた場合
、高調波信号は、以下の数式によって近似される。

【０１１１】

【数２７】期間Ｔ＝（２α）^1/2、帯域幅

【０１１２】

【数２８】および式１９によって与えられた時間‐帯域幅の積である。

【０１１３】もし、受信機が帯域幅ＷＲを有するべきであるならば、ガウス受信機は、

【０１１４】

【数２９】によって与えられる。ここで、

【０１１５】

【数３０】他の任意の帯域幅受信機を設計することができるが、一般にに、最良の軸解像
度のための伸張された高調波信号を最適に圧縮するために、受信機の位相対周波
数は、到来する高調波信号の離散（位相対周波数）を最良に元に戻すために決め
られるのが好ましい。パルス‐圧縮受信機を設計する他の方法は、特に受信機の
帯域幅が高調波信号の帯域幅より狭くするべきときに、好適な整合された受信機
を設計し、帯域幅を減少するために生じた出力信号をろ波することである。これ
により、最適な圧縮、したがって高調波信号の軸解像度を保証する。

【０１１６】理想的な送信および受信機のスペクトラムはガウスと異なっていることに留意
すべきである。これは、送信および受信スペクトルが最大の軸解像度および信号
エネルギーを与え、一方基本波または望ましくない高調波のいずれかからの貢献
を最小にし、および受信信号へのサブ高調波を最小にする場合、受信信号の整数
高調波またはサブ高調波のイメージングに対して特に正しい。

【０１１７】任意のスペクトル形状の送信パルスまたはパルス圧縮受信フィルタを設計する
１つの方法は、高い時間‐帯域幅積および単調な瞬時周波数変調に対して、

【０１１８】

【数３１】である近似値を使用する。

【０１１９】ここで、前述のように、Ａ（ｆ）はパルススペクトル、ｆ_tは瞬時周波数、ｆ_mは正常な変調周波数、Ｎ（ｔ）は位相変調関数、ａ（ｔ）は包絡線の大きさ、およびｋ₁は任意の定数である。これを伴う二次の位相変調パルスに対して、

【０１２０】

【数３２】であり、これは

【０１２１】

【数３３】に減少する。

【０１２２】この近似値は、高い時間‐帯域幅の積に対して最も有効であるが、有用な結果
は、医療の超音波応用に対して有用である、２または４程度の低い高い時間‐帯
域幅の積に対して得られる。上述の形状のパルスに関連した高調波スペクトルは

【０１２３】

【数３４】に粗く近似される。ここで、ｋ₂は他の任意の関数である。（他のハードウエアの実現）上に示唆されるように、最も広いいろいろな送信機、受信機、トランスジュー
サ、デコーダ、画像プロセッサ、およびスキャンコンバータのハードウエハを本
発明に使用することができる。平坦な、曲面の、または他の形状のＰＺＴおよび
他の材料の１、１＋１／２、および２次元の位相アレイを含む適切なトランスジ
ューサを用いることができる。

【０１２４】プログラム可能な波形発生器（ＰＷＧ’Ｓ）またはインパルス発生器を用いて
、送信機を形成することができる。図１６、１７、および１８は、プログラム可
能な波形発生器を用いる他の送信機の実施の形態を示す。図１６において、送信
ビーム形成器は遅延装置６２によって図示されている。図１６の実施の形態にお
いて、プログラム可能な波形発生器６０ａは、第１のコードを用いてコード化さ
れた送信波形を発生し、プログラム可能な波形発生器６０ｂは、第１のコードと
異なる第２のコードを用いてコード化された送信波形を発生する。好ましくは、
プログラム可能な波形発生器６０ａ、６０ｂは、それぞれの送信ビームによって
生じる干渉を最小にするために実質的に直交している。プログラム可能な波形発
生器６０ａによって発生され、遅延装置６２によって遅延された送信波形は、ト
ランスジューサの第１のサブアパーチャへ与えられ、そしてプログラム可能な波
形発生器６０ｂによって発生され、遅延装置６２によって遅延された送信波形は
、トランスジューサの第２のサブアパーチャへ与えられる。遅延装置６２は、そ
れぞれの送信ビームの所望のフォーカルパターンを形成する時間遅延を導くよう
にプログラムされる。多くの場合、この所望のフォーカルパターンは単一点フォ
ーカスを有する。

【０１２５】図１７の実施の形態は、プログラム可能な波形発生器６０ａ、６０ｂによって
発生された送信波形が遅延装置６２によって時間遅延した後合算器６４によって
合算される点を除いて、図１６の実施の形態と同様である。この実施の形態にお
いて、第１のコードおよび第２のコードを用いる送信波形は、トランスジューサ
の全アパーチャに与えられる。

【０１２６】図１８は、遅延装置６２によって遅延された、プログラム可能な波形発生器６
０ａからのコード化された送信波形が第１のサブアパーチャに与えられ、そして
遅延装置６２によって遅延された、プログラム可能な波形発生器６０ｂからのコ
ード化された送信波形が第２のサブアパーチャに与えられる。この場合、第１と
第２のサブアパーチャは、部分的に重なっており、この理由のために、合算器６
４は、合計された送信波形を両方のサブアパーチャに含まれるトランスジューサ
素子へ与える前に、それぞれのプログラム可能な波形発生器６０ａ、６０ｂから
の送信波形を合算する。

【０１２７】図１９は、分離してコード化された送信ビームがトランスジューサの第１と第
２のサブアパーチャを重ねないで送出される点において、図１６の実施の形態と
同様である他の実施の形態を示す。図１９の実施の形態において、インパルス発
生器６６はインパルスを第１と第２のコーディングフィルタ６８ａ、６８ｂへ与
える。コーディングフィルタ６８ａ、６８ｂは、それぞれコード化された送信波
形を発生することによってインパルスに応答し、それらは遅延装置７０に与えら
れ、且つその後それぞれのサブアパーチャのトランスジューサ素子に与えられる
。

【０１２８】図１６‐１９は、それぞれのビームと関連する全アパーチャまたはサブアパー
チャを横切る同じリニアでない位相変調関数を用いる送信機の例を示す。したが
って、リニアでない位相変調関数は、それぞれのアパーチャを横切って空間的に
不変である。これは、本発明の譲渡人に譲渡されたHossack他の米国特許第5、60
8,690号明細書に記載された周波数依存のフォーカスシステムとは全く異なって
いる。Hossack他の特許に記載されたシステムにおいて、位相変調関数は、所望
の周波数依存焦点を生成するために、トランスジューサの面を横切って変化する
。

【０１２９】図２０及び２１は、受信機で使用することができる二つの代替アーキテクチャ
を示す。図２０において受信機は、ｍの個別受信ビームフォーマー７０ａ...７
０ｍを含み、ビームフォームされた受信信号は、ｍの個別対応パルス圧縮フィル
タ７２ａ−７２ｍに印加される。フィルタ７２ａ−７２ｍによって生成された出
力信号は、画像処理プロセッサ７４に印加される。この実施例は、並列パルス圧
縮フィルタの例であり、かつこれに関して図１の実施例に類似する。

【０１３０】図２１の実施例は、受信機におけるハードウェア・コンポーネントの数を低減
するためにタイム・インタリービング技術を使用する。図２１の実施例では、ト
ランスデューサ素子からのエコー信号をビームフォームしかつパルス圧縮フィル
タ７８にビームフォーム受信信号を供給する単一受信ビームフォーマー７６が存
在する。パルス圧縮フィルタは、ｍの異なるパルス圧縮コードのいずれか一つに
素速くプログラムすることができるプルグラマブル・デジタル・パルス圧縮フィ
ルタであるのが好ましい。フィルタ７８の出力は、画像処理プロセッサ８０に印
加される。図２１の実施例では、インタリービングは、サンプリング周波数又は
連続送信事象間の時間間隔のいずれかのスケールで発生する。（結論的付記）フレーム・レート、ＳＮＲ、又は測定精度を向上するためにコード化送信ビー
ムを利用する多くの改良された方法及びシステムが説明されたということが上記
から分かるであろう。

【０１３１】ここで用いられているように、用語“送信コード”及び“コード化送信ビーム
”は、パルスの零交差が時間において不均等に離間されるような非線形位相変調
を有する送信パルスを広く称することを意図している。そのようなパルスは、振
幅変調されうるか又はされえない。本発明の範疇内のコード化送信ビームを形成
するために上述したように広範な様々な非線形位相変調関数を用いることができ
るが、チャープ・パルスのような周波数変調パルスは、コード化送信ビームのよ
く知られた例である。

【０１３２】用語“送信事象”は、トランスデューサの単一ファイアリングを称することを
意図する。それゆえに、送信事象は、かなりの期間に拡張しうるが、トランスデ
ューサの全てのトランスデューサ素子は、単一送信事象内の瞬間零交差時間より
も長くは零電圧で同時には残らない。

【０１３３】ここで用いられる用語“高調波”は、整数高調波、分周波及び超高周波を包含
することを広く意図する。例えば、これらは、２、１／２、及びβ階の高調波を
それぞれ含みうるが、これらの例に限定されない。

【０１３４】上記詳細の説明は、この発明が実行できる多くの形式の少数を記述しただけで
ある。このような理由で、この詳細な説明は、説明だけを意図するものである。
本発明の範疇を規定することを意図するものは、全ての同等物を含む、特許請求
の範囲だけである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の好適な具体例を実施化する医療診断超音波イメージングシステムのブ
ロック図である。

【図２】図２ａ、図２ｂ、図２ｃ、図２ｄは、それぞれ、従来からの送信パルス、コー
ド化ＦＭ送信パルス（時間・帯域幅積は４に等しい）、送信信号の位相、および
送信信号の瞬間周波数のグラフである。

【図３】図３ａ、図３ｂ、図３ｃ、図３ｄは、それぞれ、図２ａの送信パルスに関連し
た従来からの組織第２高調波信号、図２ｂの送信パルスに関連した組織第２高調
波信号、組織信号の位相、および組織信号の瞬間周波数のグラフである。図３ａ
及び図３ｂには、組織の基本信号の包絡線も示してある。

【図４】それぞれ、図３ａの受信パルスに対する第２高調波デコード受信ベースバンド
フィルタ、図３ｂの受信パルスに対する第２高調波デコード受信ベースバンドフ
ィルタ、ＦＭコード化送信パルスに対する基本デコード受信ベースバンドフィル
タ、デコード受信フィルタの位相、そして検出された出力のグラフである。

【図５】高調波及び基本周波数のスペクトルのグラフである。

【図６】図６ａ乃至図６ｄはそれぞれ図２ａ乃至図２ｄに対応するが、図６ｂ、図６ｃ
、図６ｄは、時間・帯域幅積が８であるコード化送信信号に関するものである。

【図７】図７ａ、図７ｂ、図７ｃ、図７ｄはそれぞれ図３ａ乃至図３ｄに対応するが、
図７ｂ、図７ｃ、図７ｄは、図６ｂの送信パルスに関連する組織第２高調波信号
に関するものである。

【図８】図８ａ乃至図８ｅはそれぞれ図４ａ乃至図４ｅに対応するが、図８ｂ乃至図８
ｅは、図６ｂの送信信号に関連する基本波及び高調波のエコーのコード化フィル
タ及び信号に関するものである。

【図９】図５に対応するが、コード化パルスは図６ｂのものである。

【図１０】別々にコード化された二つの送信ビームが空間的に区別される二つのスキャン
ラインに沿って同じアパーチャから放射されるイメージングモードの概略図であ
る。

【図１１】別々にコード化された二つの送信ビームがトランスデューサ・アレーのそれぞ
れの重なり合うサブアパーチャから放射されるイメージングモードの概略図であ
る。

【図１２】単一の送信イベントの際、二つの送信ビームがそれぞれの重なり合わないサブ
アパーチャから送出されるイメージングモードの概略図である。

【図１３】スペクトル・ドップラーイメージング方法の概略図である。

【図１４】一連のコード化送信パルスの波形図であって、二つの別々の送信パルスコード
が時間的に交互に現れている。

【図１５】カラー・フロー・ドップラー画像の概略図である。

【図１６】コード化送信機に適合する代替構造の概略図である。

【図１７】コード化送信機に適合する代替構造の概略図である。

【図１８】コード化送信機に適合する代替構造の概略図である。

【図１９】コード化送信機に適合する代替構造の概略図である。

【図２０】デコード受信機の代替例のブロック図である。

【図２１】デコード受信機の代替例のブロック図である。

【図２２】代替例におけるコード化送信信号及び／又はパルス圧縮受信フィルタを構成す
るのに用いることができる、いくつかの時間に対する周波数変調関数のダイアグ
ラムである。

【図２３】代替例において使用できる、いくつかの周波数及び信号スペクトルに対する位
相関数のダイアグラムである。

【図２４】代替例において使用できる、いくつかの時間に対する振幅変調関数のダイアグ
ラムである。

【図２５】超音波受信信号全体のドップラー周波数スペクトルである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷＦターム(参考） 4C301 AA02 BB12 BB22 CC02 DD04 EE06 EE09 EE10 EE11 GB03 HH01 HH11 JB09 JB23 JB24 JB26 JB28 JB29 JB34 JB36 JB37 JB44 KK02 KK03 KK09 KK21 【要約の続き】せられ、受信信号は運動検出処理とともに用いられる。改善された運動対方向感度が得られる。さらに別のモードでは、２つ若しくは３つ以上のコード化超音波ビームが、パルス反転高調波ドップラーモードで極性を変えながら体内に送出され、コントラストエージェントのイメージング中にＳＮＲを改良する。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】医療診断超音波映像システムの位相アレー・トランスデュー
サ・プローブのための超音波送信方法であって、（ａ）第１のコードで変調された第１のコード化超音波送信ビームを第１の送信
ビーム方向に沿って体内に送り出す段階と；（ｂ）前記第１のコードとは異なる、第２のコードで変調された第２のコード化
超音波送信ビームを、前記第１の送信ビームが組織を離れる前に、前記第１の送
信ビーム方法とは空間的に異なる、第２の送信ビーム方向に沿って体内に送り出
す段階とを具備することを特徴とする超音波送信方法。
【請求項２】医療診断超音波映像システムの位相アレー・トランスデュー
サ・プローブのための超音波送信方法であって、（ａ）第１のコードで変調された第１のコード化超音波送信ビームを、優先フォ
ーカスにより選択方向に沿って体内に送り出す段階と；（ｂ）前記第１のコードとは異なる、第２のコードで変調された第２のコード化
超音波送信ビームを、前記第１の送信ビームが組織を離れる前に、同様なフォー
カスにより同じ方向に沿って体内に送り出す段階とを具備することを特徴とする
超音波送信方法。
【請求項３】前記トランスデューサ・プローブは、複数のトランスデュー
サ素子を備え、前記段階（ａ）及び（ｂ）は、前記素子に対応送信波形を供給す
る段階を具備し、前記第１のコード化ビームからの各素子における前記送信波形
は、前記第２のコード化ビームからの前記送信波形と時間において実質的にオー
バーラップすることを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】前記トランスデューサ・プローブは、複数のトランスデュー
サ素子を備え、前記段階（ａ）及び（ｂ）は、前記素子に対応送信波形を供給す
る段階を具備し、前記第１のコード化ビームからの各素子における前記送信波形
は、前記第２のコード化ビームからの前記送信波形と時間においてオーバーラッ
プせず、かつ前記第１のコード化ビーム送信波形が終るときに前記第２のコード
化ビーム送信波形が始まることを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項５】前記トランスデューサ・プローブは、複数のトランスデュー
サ素子を備え、前記段階（ａ）及び（ｂ）は、前記素子に対応送信波形を供給す
る段階を具備し、前記第１のコード化ビームからの各素子における前記送信波形
は、前記第２のコード化ビームからの前記送信波形と時間においてオーバーラッ
プせず、かつ前記第１のコード化ビーム送信は計は、前記第１のコード化ビーム
送信波形の後のノン・ゼロ・ポジティブ時間で始まることを特徴とする請求項２
に記載の方法。
【請求項６】前記第１及び第２のＦＭコードは、実質的に直交することを
特徴とする請求項１または２に記載の方法。
【請求項７】前記第１及び第２の送信ビームは、単一送信事象に含まれる
ことを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
【請求項８】前記第１及び第２の送信ビームは、個別送信事象に含まれる
ことを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
【請求項９】前記個別送信事象は、身体で問題がある領域に対する往復エ
コー時間よりも少ない時間で離間されることを特徴とする請求項１または２に記
載の方法。
【請求項１０】前記段階（ａ）は、トランスデューサ・プローブの第１の
サブアパーチャにより前記第１の送信ビームを送り出す段階を具備し、前記段階
（ｂ）は、前記第１のサブアパーチャと異なる、トランスデューサ・プローブの
少なくとも第２のサブアパーチャにより前記第２の送信ビームを送り出す段階を
具備することを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
【請求項１１】ステップ（ａ）が、当該トランスジューサプローブのトラ
ンスジューサ要素の第１のセットを用いて当該第１の送信ビームを送出するステ
ップを含み、ステップ（ｂ）が、当該トランスジューサプローブの、少なくとも
トランスジューサ要素の第２のセットを用いて当該第２の送信ビームを送出する
ステップを含む、請求項１又は２に記載された方法。
【請求項１２】当該第１のセットが当該第２のセットと重なり合わない、
請求項１１に記載された方法。
【請求項１３】当該第１のセットが当該第２のセットと重なり合う、請求
項１１に記載された方法。
【請求項１４】当該第１のセットが当該第２のセットと同一である、請求
項１１に記載された方法。
【請求項１５】当該第１及び第２の送信ビームが、異なる焦点距離で集束
される、請求項１に記載された方法。
【請求項１６】当該第１及び第２の送信ビームが、共通の焦点距離で集束
される、請求項１又は２に記載された方法。
【請求項１７】ステップ（ａ）及びステップ（ｂ）が、上記第１及び第２
の符号化された超音波送信ビームを、当該フェーズドアレイトランスジューサプ
ローブのそれぞれ対応する第１及び第２のアパーチャから送出するステップを含
み、各々の上記アパーチャがそれぞれ対応する複数のトランスジューサ要素を含
む、請求項１又は２に記載された方法。
【請求項１８】ステップ（ａ）及びステップ（ｂ）が、各アパーチャに対
し、それぞれ対応する集束時間遅れのプロファイルを適用するステップを含む、
請求項１７に記載された方法。
【請求項１９】当該第１及び第２の符号の少なくとも一つが、包絡線期間
の半分の時点を中心として時間的に対称的である変調関数で振幅変調される、請
求項１又は２に記載された方法。
【請求項２０】当該第１及び第２の符号の少なくとも一つが、包絡線期間
の半分の時点を中心として時間的に非対称的である変調関数で振幅変調される、
請求項１又は２に記載された方法。
【請求項２１】当該第１及び第２の符号の少なくとも一つが、実質的に一
様な変調関数で振幅変調される、請求項１又は２に記載された方法。
【請求項２２】当該第１及び第２の符号の少なくとも一つが、実質的に一
様でない変調関数で振幅変調される、請求項１又は２に記載された方法。
【請求項２３】当該第１及び第２の符号の少なくとも一つが、時間的に連
続する変調関数で振幅変調される、請求項１又は２に記載された方法。
【請求項２４】当該第１及び第２の符号の少なくとも一つが、時間的に非
連続の変調関数で振幅変調される、請求項１又は２に記載された方法。
【請求項２５】当該第１及び第２の符号の少なくとも一つが、包絡線期間
の半分の時点を中心として時間的に対称的である位相変調関数で位相変調される
、請求項１又は２に記載された方法。
【請求項２６】当該第１及び第２の符号の少なくとも一つが、包絡線期間
の半分の期点を中心として時間的に非対称的である位相変調関数で位相変調され
る、請求項１又は２に記載された方法。
【請求項２７】当該第１及び第２の符号の少なくとも一つが、各々の送信
ビームのスペクトルピークを中心として周波数的に対称的である位相関数対周波
数スペクトルで位相変調される、請求項１又は２に記載された方法。
【請求項２８】当該第１及び第２の符号の少なくとも一つが、各々の送信
ビームのスペクトルピークを中心として周波数的に非対称的である変調関数対周
波数スペクトルで位相変調される、請求項１又は２に記載された方法。
【請求項２９】（ａ）当該第１及び第２の送信ビームに応じて、身体から受信信号を獲得し、（ｂ）当該受信信号のうち少なくともいくつかを、第１のパルス圧縮関数によっ
て特徴付けられる第１の圧縮フィルタに与え、（ｃ）受信信号のうち少なくともいくつかを、当該第１のパルス圧縮関数とは異
なる第２のパルス圧縮関数によって特徴付けられる第２の圧縮フィルタに与える
ステップ、を更に含む、請求項１に記載された方法。
【請求項３０】（ａ）当該第１及び第２の送信ビームに応じて、身体から受信信号を獲得し、（ｂ）受信信号のうち少なくともいくつかを、第１のパルス圧縮関数によって特
徴付けられる第１の圧縮フィルタに与え、（ｃ）受信信号のうち少なくともいくつかを、当該第１のパルス圧縮関数とは異
なる第２のパルス圧縮関数によって特徴付けられる第２の圧縮フィルタに与える
ステップ、を更に含む、請求項２に記載された方法。
【請求項３１】（ｆ）イメージングモードでの当該第１及び第２の圧縮フィルタによって発生さ
れた圧縮受信信号をイメージ処理するステップ、を更に含む、請求項２９又は３０に記載された方法。
【請求項３２】イメージングモードが、Ｂモードイメージング，カラード
ップラーーイメージング，パルス反転高調波ドップラーイメージング，スペクト
ルドップラーイメージング，運動処理イメージング，ひずみイメージング，二次
元イメージング，三次元イメージング，基本周波数・積分高調波周波数・部分高
調波周波数・サブ高調波周波数及び超高調波周波数の少なくとも一つによるイメ
ージング，コントラストエージェントイメージング，組織高調波イメージング及
びこれらの組合せ、からなる群から選択される、請求項３０に記載された方法。
【請求項３３】（ａ）第１の符号で変調された、第１の符号化された超音波送信ビームを体内に
送出し、（ｂ）当該第１の符号とは異なる第２の符号で変調された、第２の符号化された
超音波送信ビームを、当該第１の送信ビームが身体を去る前に体内に送出し、（ｃ）当該第１及び第２の送信ビームに応じて、身体から受信信号を獲得し、（ｄ）当該受信信号のうち少なくともいくつかを、第１のパルス圧縮関数によっ
て特徴付けられた第１の圧縮フィルタに与え、（ｅ）当該受信信号のうち少なくともいくつかを、当該第１のパルス圧縮関数と
は異なる第２のパルス圧縮関数によって特徴付けられる第２の圧縮フィルタに与
え、（ｆ）イメージングモードでの当該第１及び第２の圧縮フィルタによって発生さ
れた圧縮受信信号をイメージ処理するステップ、を含み、当該送信ビームは、各送信ビームに対応付けられる、それぞれのトランスジュ
ーサアパーチャ全体において空間的に一様な、それぞれの位相変調関数によって
特徴付けられ、イメージングモードは、自動相関処理を用いたカラードップラーイメージング
，パルス反転高調波ドップラーイメージング，スペクトルドップラーイメージン
グ，運動処理イメージング，ひずみイメージング及びこれらの組合せ、を含む群
から選択される、医療診断超音波イメージング方法。
【請求項３４】イメージングモードが、二次元イメージング，三次元イメ
ージング，高調波周波数イメージング，コントラストエージェントイメージング
，組織高調波イメージングの少なくとも一つによって特徴付けられる、請求項２
９又は３０に記載された方法。
【請求項３５】各圧縮フィルタの入力での特定の周波数において、当該第
１及び第２のパルス圧縮関数が、当該第１及び第２の符号と、それぞれ振幅及び
位相において実質的に一致する、請求項２９，３０あるいは３３に記載された方
法。
【請求項３６】各圧縮フィルタの入力での特定の周波数において、当該第
１及び第２のパルス圧縮関数が、当該第１及び第２の符号と、それぞれ位相にお
いて実質的に一致する、請求項２９，３０あるいは３３に記載された方法。
【請求項３７】当該第１及び第２のパルス圧縮関数が、各圧縮フィルタの
入力での、対応する受信信号包絡線と異なる包絡線によって特徴付けられる、請
求項３６に記載された方法
【請求項３８】当該第１及び第２のパルス圧縮関数が、振幅的に各々実質
的に均一である、請求項３６に記載された方法。
【請求項３９】当該第１及び第２のパルス圧縮関数のうち少なくとも一つ
が、包絡線期間の半分の時点を中心として時間的に対称的である振幅変調を提供
する、請求項２９，３０あるいは３３に記載された方法。
【請求項４０】当該第１及び第２のパルス圧縮関数のうち少なくとも一つ
が、包絡線期間の半分の時点を中心として時間的に非対称である振幅変調を提供
する、請求項２９，３０あるいは３３に記載された方法。
【請求項４１】当該第１及び第２のパルス圧縮関数のうち少なくとも一つ
が、時間的に連続する関数の振幅変調を提供する、請求項２９，３０あるいは３
３に記載された方法。
【請求項４２】当該第１及び第２のパルス圧縮関数のうち少なくとも一つ
が、時間的に非連続の関数の振幅変調を提供する、請求項２９，３０あるいは３
３に記載された方法。
【請求項４３】当該第１及び第２のパルス圧縮関数のうち少なくとも一つ
が、包絡線期間の半分の時点を中心として時間的に対称的な位相変調を提供する
、請求項２９，３０あるいは３３に記載された方法。
【請求項４４】当該第１及び第２のパルス圧縮関数のうち少なくとも一つ
が、包絡線期間の半分の時点を中心として時間的に非対称な位相変調を提供する
、請求項２９，３０あるいは３３に記載された方法。
【請求項４５】パルス圧縮関数のうち少なくとも一つが、信号スペクトル
ピークを中心として周波数的に対称な、位相関数対周波数スペクトルを提供する
、請求項２９，３０あるいは３３に記載された方法。
【請求項４６】パルス圧縮関数のうち少なくとも一つが、信号スペクトル
ピークを中心として周波数的に非対称な、位相関数対周波数スペクトルを提供す
る、請求項２９，３０あるいは３３に記載された方法。
【請求項４７】当該符号のうち少なくとも一つが振幅変調によって特徴付
けられる、請求項２９，３０あるいは３３に記載された方法。
【請求項４８】当該パルス圧縮関数のうち少なくとも一つが振幅変調によ
って特徴付けられる、請求項２９，３０あるいは３３に記載された方法。
【請求項４９】当該符号及びそれに対応付けられたパルス圧縮関数のうち
少なくとも一つが、ともに振幅変調によって特徴付けられる、請求項２９，３０
あるいは３３に記載された方法。
【請求項５０】当該圧縮フィルタのうち少なくとも一つが、時間の関数と
して変化するインパルス応答によって特徴付けられる、請求項２９，３０あるい
は３３に記載された方法。
【請求項５１】当該圧縮フィルタのうち少なくとも一つが、時間的に一定
のインパルス応答によって特徴付けられる、請求項２９，３０あるいは３３に記
載された方法。
【請求項５２】当該第１及び第２のフィルタが同時に動作する、請求項２
９，３０あるいは３３に記載された方法。
【請求項５３】当該第１及び第２のフィルタが時間的に連続して動作する
、請求項２９，３０あるいは３３に記載された方法。
【請求項５４】ａ）符号化された超音波送信ビームを体内に送出し、ｂ）当該送信ビームに応じて、身体から受信信号を獲得し、ｃ）パルス圧縮関数によって特徴付けられる圧縮フィルタに当該受信信号を与え
、そして、ｄ）イメージングモードで当該圧縮フィルタによって発生された圧縮受信信号を
イメージ処理するステップを含み、当該送信ビームが、それぞれのトランスジューサアパーチャ全体で空間的に一
定の位相変調関数によって特徴付けられ、そして、イメージングモードが、自動相関処理を用いたカラードップラーイメージング
，パルス反転高調波ドップラーイメージング，スペクトルドップラーイメージン
グ，ひずみイメージング，及びこれらの組合せを含む群から選択される、医療診
断超音波イメージング方法。
【請求項５５】当該送信ビームが符号によって変調され、当該パルス圧縮
関数が、所定の周波数における当該符号と、振幅及び位相において実質的に一致
する、請求項５４に記載された方法。
【請求項５６】当該送信ビームが符号によって変調され、当該パルス圧縮
関数が所定の周波数における当該符号と位相において実質的に一致する、請求項
５４に記載された方法。
【請求項５７】当該パルス圧縮関数が振幅において実質的に均一である、
請求項５６に記載された方法。
【請求項５８】当該パルス圧縮関数が、包絡線期間の半分の時点を中心と
して時間的に対称的である振幅変調を提供する、請求項５４に記載された方法。
【請求項５９】当該パルス圧縮関数が、包絡線期間の半分の時点を中心と
して時間的に非対称である振幅変調を提供する、請求項５４に記載された方法。
【請求項６０】前記パルス圧縮関数は、究極的に連続関数である振幅変調
を供給する請求項５４に記載の方法。
【請求項６１】前記パルス圧縮関数は、時間の不連続関数である振幅変調
を供給する請求項５４に記載の方法。
【請求項６２】前記パルス圧縮関数は、約半分の包絡線持続期間、究極的
に対称である移相変調を供給する請求項５４に記載の方法。
【請求項６３】前記パルス圧縮関数は、約半分の包絡線持続期間、究極的
に非対称である移相変調を供給する請求項５４に記載の方法。
【請求項６４】前記パルス圧縮関数は、信号のスペクトルピークに関し周
波数が対称の周波数スペクトルに対する移相関数を供給する請求項５４に記載の
方法。
【請求項６５】前記パルス圧縮関数は、信号のスペクトルピークに関し周
波数が非対称の周波数スペクトルに対する移相関数を供給する請求項５４に記載
の方法。
【請求項６６】前記送信ビームは、振幅変調により特徴づけられたコード
で変調されている請求項５４に記載の方法。
【請求項６７】前記パルス圧縮関数は、振幅変調により特徴づけられてい
る請求項５４に記載の方法。
【請求項６８】前記送信ビームは振幅変調により特徴づけられたコードで
変調され、前記パルス圧縮関数は、振幅変調により特徴づけられている請求項５
６４に記載の方法。
【請求項６９】前記圧縮フィルタは、時間の関数として変化するインパル
ス応答により特徴づけられている請求項５４に記載の方法。
【請求項７０】前記圧縮フィルタは、時間を通して一定のインパルス応答
により特徴づけられている請求項５４に記載の方法。
【請求項７１】医療診断イメージングシステムのフェーズドアレイトラン
スジューサプローブのための超音波送信機であって、第１コードで変調された第１セットのコード化された送信波形を発生するよう
に作動し、第１送信ビームの方向に沿って第１送信ビームを形成するようにタイ
ミングをとる少なくとも１つの第１パルス発生器と、第２コードで変調された第２セットのコード化された送信波形を発生するよう
に作動し、前記第１送信ビームの方向から空間的に異なる第２送信ビームの方向
に沿って第２送信ビームを形成するようにタイミングをとる少なくとも１つの第
２パルス発生器と、前記第１及び第２パルス発生器のそれぞれと結合し、前記第１及び第２セット
の非線形の位相変調送信波形の両方の発生を開始するように作動するコントロー
ラと、を備えていることを特徴とする超音波送信機。
【請求項７２】医療診断イメージングシステムのフェーズドアレイトランス
ジューサプローブのための超音波送信機であって、第１コードで変調された第１セットのコード化された送信波形を発生するよう
に作動し、主要焦点で第１送信ビームを発生するようにタイミングをとる少なく
とも１つの第１パルス発生器と、前記第１コードとは異なる第２コードで変調された第２セットのコード化され
た送信波形を発生するように作動し、同様の焦点で第２送信ビームを形成するよ
うにタイミングをとる少なくとも１つの第２パルス発生器と、前記第１及び第２パルス発生器のそれぞれと結合し、前記第１及び第２セット
のコード化された送信波形の両方の発生を開始するように作動するコントローラ
と、を備えていることを特徴とする超音波送信機。
【請求項７３】前記第１及び第２コードはお互いに実質的に直交している
請求項７２又は７３に記載の超音波送信機。
【請求項７４】前記コントローラは単一送信事象で前記第１及び第２セッ
トのコード化された送信波形の両方の発生を開始するように作動する請求項７２
又は７３に記載の超音波送信機。
【請求項７５】前記コントローラは別の送信事象で前記第１及び第２セッ
トのコード化された送信波形の発生を開始するように作動する請求項７２又は７
３に記載の超音波送信機。
【請求項７６】前記第１セットの送信波形は第１セットのトランスジュー
サエレメントと関連し、前記第２セットの送信波形は第２セットのトランスジュ
ーサエレメントと関連している請求項７２又は７３に記載の超音波送信機。
【請求項７７】前記第１及び第２セットの送信機エレメントはオーバーラ
ップしない請求項７６に記載の超音波送信機。
【請求項７８】前記第１及び第２セットのトランスジューサエレメントは
オーバーラップする請求項７６に記載の超音波送信機。
【請求項７９】前記第１及び第２セットのトランスジューサエレメントは
お互いに同一である請求項７６に記載の超音波送信機。
【請求項８０】前記第１及び第２セットの送信波形は異なる深さで焦点を
合せられている請求項７２に記載の超音波送信機。
【請求項８１】前記第１及び第２セットの送信波形は共通の深さで焦点を
合せられている請求項７２又は７３に記載の超音波送信機。
【請求項８２】前記第１及び第２パルス発生の選択された１つと結合され
た複数のトランスジューサエレメントを備えたトランスジューサプローブと、前記トランスジューサエレメントと結合された受信機であって、それぞれ異な
る第１及び第２パルス圧縮関数により特徴づけられた第１及び第２圧縮フィルタ
を備えた受信機と、をさらに備えている請求項７２又は７３に記載の超音波送信機。
【請求項８３】前記第１及び第１２パルス圧縮関数は、それぞれ前記第１
及び第２コードと実質的に一致している請求項８２に記載の超音波送信機。
【請求項８４】前記受信機に結合されたイメージプロセッサであって、イ
メージングモードの前記第１及び第２圧縮フィルタにより発生された圧縮受信信
号を処理するように作動するイメージプロセッサをさらに備えている請求項８２
に記載の超音波送信機。
【請求項８５】前記イメージングモードは、Ｂモードイメージング、カラ
ードップラーイメージング、パルス反転調波ドップラーイメージング、スペクト
ルドップラーイメージング、動作処理イメージング、歪みイメージング、２−Ｄ
イメージング、３−Ｄイメージング、基本整数調波、分数調波、低調波、及び超
音波調波の周波数の少なくとも１つでのイメージング、コントラストエージェン
トイメージング、組織調波イメージング、及びそれらの組合せからなるグループ
より選択される請求項８４に記載の超音波送信機。
【請求項８６】前記イメージングモードは動作処理イメージングを含んで
いる請求項８５に記載の超音波送信機。
【請求項８７】医療診断超音波イメージング方法であって、（ａ）それぞれの送信ビームと関連した各トランスジューサのアパーチャを横
切る空間的に不変の各移相変調関数によりそれぞれ特徴づけられた複数のコード
化された超音波送信ビームを体内に放ち、（ｂ）前記送信ビームに応じて前記体内から複数の受信信号を得、（ｃ）自己相関アルゴリズム及びＦＦＴアルゴリズムの少なくとも１つを使用
して前記受信信号を動作検知処理する、ステップを備えていることを特徴とする方法。
【請求項８８】ステップ（ａ）で放たれた前記送信ビームはそれぞれ単一
の各焦点を備えている請求項８７に記載の方法。
【請求項８９】それぞれの焦点は部分焦点である請求項８８に記載の方法
。
【請求項９０】ステップ（ａ）の前記送信ビームは単一の送信事象に含ま
れた複数の第１送信ビームを備え、別の各移相変調関数により特徴づけられてい
る請求項８７に記載の方法。
【請求項９１】ステップ（ｃ）は前記受信信号をカラーフロー処理する請
求項８７に記載の方法。
【請求項９２】ステップ（ｃ）は前記受信信号をスペクトルドップラー処
理するステップを備えている請求項８７に記載の方法。
【請求項９３】前記送信ビームは基本周波数により特徴づけられ、ステッ
プ（ｂ）は基本周波数の１調波で前記受信信号を得るステップを備えている請求
項８７に記載方法。
【請求項９４】前記移相変調関数は、それぞれ別の各送信事象と関連した
少なくとも２つの異なる位相変調関数を備えている請求項８７に記載の方法。
【請求項９５】前記移相変調関数は、それぞれ別の各走査線と関連した少
なくとも２つの異なる位相変調関数を備えている請求項８７に記載の方法。
【請求項９６】（ｄ）ステップ（ｃ）の動作検知処理とは異なるイメージ
ングモードで前記受信信号の少なくとも幾つかを処理し、（ｅ）表示のためステップ（ｃ）及び（ｄ）からの処理された受信信号を結合
する、ステップをさらに結合する請求項８７に記載の方法。
【請求項９７】ステップ（ａ）の少なくとも２つの前記送信ビームは、空
間的に異なる焦点により特徴づけられ、共通の送信事象で放たれている請求項８
７に記載の方法。
【請求項９８】ステップ（ａ）の少なくとも２つの前記送信ビームは、別
の各トランスジューサのサブアパーチャと関連し、別の各移相変調関数により特
徴づけられている請求項８７に記載の方法。
【請求項９９】ステップ（ａ）の前記送信ビームは少なくと２つの別の移
相変調関数により特徴づけられている請求項９１に記載の方法。
【請求項１００】前記少なくとも２つの別の移相変調関数は別の各送信事
象と関連している請求項９９に記載の方法。
【請求項１０１】ステップ（ａ）の前記送信ビームは少なくとも２つの別
の移相変調関数により特徴づけられている請求項９２に記載の方法。
【請求項１０２】前記少なくとも２つの別の移相変調関数は別の各送信事
象と関連している請求項１０１に記載の方法。
【請求項１０３】第１コードで変調された第１のコード化された超音波送
信ビームを体内に放つための手段と、前記第１送信ビームが体内を出る前に、前記第１コードとは異なる第２コード
で変調された第２のコード化された超音波送信ビームを前記体内に放つための手
段と、前記第１及び第２送信ビームに応じて前記体内から受信信号を得るための手段
と、第１パルス圧縮関数により特徴づけられた第１圧縮フィルタに少なくとも幾つか
の前記受信信号を振り向けるための手段と、前記第１パルス圧縮関数とは異なる第２パルス圧縮関数により特徴づけられた
第２圧縮フィルタに少なくとも幾つかの前記受信信号を振り向けるための手段と
、イメージングモードで前記第１及び第２圧縮フィルタにより発生された圧縮受
信信号をイメージ処理するための手段と、とを備え、前記送信ビームは、各送信ビームと関連したそれぞれのトランスジュ
ーサのアパーチャを横切る空間的に不変の各移相変調関数によりそれぞれ特徴づ
けられ、前記イメージングモードは、自己相関処理を使用するカラードップラーイメー
ジング、パルス反転調波ドップラーイメージング、スペクトルドップラーイメー
ジング、動作処理イメージング、歪みイメージング、及びそれらの組合せからな
るグループより選択される、ことを特徴とする医療診断超音波イメージングシステム。
【請求項１０４】ａ）コード化された超音波送信ビームを体内に放ち、ｂ）前記送信ビームに応じて前記体内から受信信号を得、ｃ）パルス圧縮関数により特徴づけられた圧縮フィルタに前記受信信号を振り
向け、ｄ）イメージングモードで前記圧縮フィルタにより発生された圧縮受信信号を
イメージ処理し、前記送信ビームは、それぞれのトランスジューサのアパーチャ
を横切る空間的に不変の各移相変調関数により特徴づけられ、前記イメージングモードは、自己相関処理を使用するカラードップラーイメー
ジング、パルス反転調波ドップラーイメージング、スペクトルドップラーイメー
ジング、歪みイメージング、及びそれらの組合せからなるグループより選択され
る、ことを特徴とする医療診断超音波イメージングシステム。
【請求項１０５】医療診断超音波イメージングシステムのための超音波イ
メージング方法であって、（ａ）第１コードで変調された第１のコード化された超音波パルスを体内に送
信し、（ｂ）前記第１送信パルスに応じて前記体内からの受信信号を得、（ｃ）少なくとも１つの送信包絡線の移相及び極性で、ステップ（ａ）のパル
スとは異なる少なくとも第２のコード化された超音波送信パルスを体内に送信し
、（ｄ）前記第２送信パルスに応じて前記体内から受信信号を得、（ｅ）少なくとも幾つかの前記受信信号を少なくとも１つの圧縮フィルタに振
り向け、（ｆ）前記第１及び第２送信パルスと関連するステップ（ｅ）からの圧縮受信
信号を結合する、ステップを備えている超音波イメージング方法。
【請求項１０６】（ｇ）カラードップラーイメージング、スペクトルドッ
プラーイメージング、動作処理イメージング、及び歪みイメージングからなるグ
ループより選択されたイメージングモードで、ステップ（ｆ）からの前記結合さ
れた信号をイメージ処理する、ステップをさらに備えている請求項１０５に記載の方法。
【請求項１０７】ステップ（ｆ）は、前記イメージ処理ステップ（ｇ）の
前に少なくとも２つの受信パルス圧縮信号をクラッターフィルタリングするステ
ップを備えている請求項１０６に記載の方法。