JP2002539877A - コード化送信パルスを用いた医療診断用超音波イメージングシステム - Google Patents
コード化送信パルスを用いた医療診断用超音波イメージングシステムInfo
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Abstract
Description
,510(代理人登録番号No.5050/512)に関連するものであり、参
照指示によりその全体がここに組み入れられたものとする。
関するものであり、より詳細には、このようなシステム及び方法においてイメー
ジング特性を向上させるためにコード化送信パルスを利用したものに関する。本
発明のいくつかの具体例は、2D又は3Dカラー・フローイメージング、スペク
トル・ドップラーイメージング、組織運動イメージング(tissue motion imagin
g)、ひずみイメージング(strain imaging)、パルス反転高調波ドップラーイ
メージングなどといった、運動を処理するイメージングモードにおいて特に有用
である。高調波イメージングの具体例は、組織高調波イメージングモードと同様
に、コントラスト剤イメージングモードにおいても用いることができる。他の具
体例は、特にBモード処理に対して有用である。
ワーを増大させずに信号の平均パワーを増大させるものとして知られている。こ
の技術は医療超音波分野において最近、Bモードイメージングと共に用いるもの
と(M. O'Donnell著「リアルタイム・フェーズドアレーイメージングシステムの
透過を向上させるためのコード化励起システム」超音波、強誘電体及び周波数制
に御関するIEEE紀要Vol.39, No.3, pg341-351, 1992年5月)、コントラストイメ
ージングに関連するもの(Y. Takeuchi著「高調波イメージングのためのコード
化励起」 Ultrasonics, PH-3, 1996年)が提案された。
(コントラスト剤を用いる場合又は用いない場合)を含む超音波イメージングに
おいて、非線形位相及び周波数変調されたコード化送信パルスを用いるための、
改善された方法を開発した。
が、第1の送信ビームが体から出る前に第2の送信ビームが送出されるよう時間
調節されて体内へ送出される。この具体例の第1及び第2の送信ビームは、それ
ぞれの送信ビームからのエコー信号同士の干渉を最少に抑えるよう設計された独
特のコードによってコード化されている。この具体例の一つの形態では、第1及
び第2の送信ビームが単一の送信イベントに含まれ、別の形態では、第1及び第
2の送信ビームは別々の送信イベントに含まれる。
及び第2の送信ビーム方向に沿って体内へ送出され、そしてBモード或いは運動
検出処理と共に用いられる。フレーム速度(frame rate)は改善されている。独
立したゲートからの多重スペクトル・ドップラーイメージ(画像)が生成される
。
において運動をサンプリングするよう、実質的に同じポイントにフォーカスされ
るよう体内へ送出される。従来と異なる高い速度パラメータが評価され、速度パ
ラメータを含む他の運動パラメータを、より改善された精度で評価することがで
きる。
にフォーカスされるよう体内へ送出され、ここで各ビームはサブアパーチャ(サ
ブ開口)から発せられ、受信信号は運動検出処理とともに用いられる。運動に対
する改善された検出感度が得られる。この改善された感度は、速度のベクトル成
分を評価するのに用いることができ、或いはスペクトル・ドップラー・ゲートの
中での方向カーソルの自動的な配置を改善するのに用いることができる。
するよう、パルス反転高調波ドップラー・モードで、二つ又はそれ以上のコード
化超音波ビームを極性を変えながら体内へ送出する。
ームからの受信信号に関連する干渉の問題を軽減しながら、Bモード及び運動検
出イメージングを改善する方法が明らかにされる。
べたことは一般的な説明にすぎず、発明の定義として解釈されるべきではない。 (現在好ましいと考えられている実施例の詳細説明) 以下の実施例の選択した特徴を先ず一般的な用語で説明してから、超音波イメ
ージングにおけるコード化した送信ビームの使用の理論解析と好ましい実施例の
詳細説明に移る。 (概説) 図1に示すように、トランスジューサ(変換器)・アレイ12(適当なフエー
ズド・アレイ・トランスジューサでよい)が送受信スイッチ14により送信ビー
ム形成器16と受信ビーム形成器18へ結合されている。送信ビーム形成器16
は入力信号としてトランスミッター20a、20b、・・・20ntからの送信信号
を受ける。送信ビーム形成器16は、遅延、位相変化そして位相回転を適宜組み
合わせて適当な遅延プロファイルとし、そのコード化され、ビーム成形化した送
信信号をトランスジューサ・アレイ12のそれぞれのトランスジューサ素子へ加
える。これに応答してトランスジューサ・アレイ12は、イメージされているボ
デーに所望の走査線に沿って向けられる一つもしくはそれ以上の送信ビームを発
生する。 エンコードされたトランスミッター20a、20b、・・・20ntはトランスミ
ッター・コントローラ21により制御される。トランスミッター・コントローラ
21は以下に説明する実施例に適当な幾つかの異なる動作態様でプログラムされ
る。一つの動作態様ではトランスミッター・コントローラ21によりエンコード
されたトランスミッター20a、20b、・・・20ntのすべてが同時に送信を開
始する。この動作態様では2つもしくはそれ以上の別個にコード化された送信ビ
ームが同じ送信で形成される。これらのビームは同じもしくは異なる焦点を利用
して同じもしくは異なる走査線に沿うように向けられ、そして同じもしくは異な
るトランスジューサ素子により発生され、すべては送信ビーム形成器16により
制御される。別の動作態様においては、トランスミッター・コントローラ21は
トランスミッター20a、20b、・・・20ntのすべて、もしくはそれらの中で
の幾つかの組み合わせを制御して、送信コードの異なる2つの別個のファイアリ
ング・イベントのためのコード化された送信波形をつくる。多くの場合において
これら2つの別個の送信イベントは間隔を詰められていて、第1の送信イベント
がイメージされているボディを去るのに要する時間よりも少ない時間第1の送信
イベントから第2の送信イベントは時間的に離されている。以下に説明するよう
に、このような近接した送信ビームが間の漏話を最小とするためそれぞれの送信
ビームに異なる送信コードを使用している。多くの用途に於いて、そのような別
個のコード化した送信ビームはある関心領域に対する往復伝播時間よりも少ない
介在時間だけ離されている。
トを含んでいるか、もしくは付加されたコントラスト・エージェントがなくても
よい。典型的には、それぞれのコード化した送信ビームは、いわゆる基本周波数
に相当する中心送信周波数により特徴づけられている。ビームがボディを貫通す
るとき、この基本周波数の高調成分(これは基本周波数の整数倍もしくは整分数
である)がよく知られている非線形効果によって発生する。ボディ内のスキャッ
タリング区域(これは場合によってはコントラスト・エージェントを含んでいる
ことがある)は基本周波数エネルギーと高調波エネルギーとの両方を送信ビーム
からトランスジューサ・アレイ12へ戻る方向に散乱させる。トランスジューサ
・アレイ12はこの散乱されたエネルギーに応答してエコー信号を形成し、そし
てトランスジューサ素子の個々の素子からのエコー信号は受信ビーム成形器18
によりビーム形成されて、選定された走査線に沿ってビーム成形受信信号を形成
する。上に述べたように、一つ、二つもしくはそれ以上の送信ビームが単一のフ
ァイアリングもしくは送信イベントに含まれており、そして一つ、二つもしくは
それ以上の受信ビームがそれぞれの送信ビームから得られる。 受信ビーム成形器18が発生するビーム成形受信信号を少なくとも2つの受信
ディモジュレータ22a・・・・22mへ加える。各受信ディモジュレータは受信
ビームを関心の周波数範囲へディモジュレートし、そのディモジュレートした受
信ビームをそれぞれのデコディングレシーバ24a、・・・・24mへ加える。各
デコディングレシーバ24a、・・・・24mは、トランスミッター20a、20b
、・・・20ntの内の一つもしくはそれ以上により使用されている所望の送信コ
ードに対応するよう選択され、以下に説明するように所望の高調波のため修正さ
れたそれぞれのパルス圧縮ファンクションを利用する。イメージプロセッサ28
、30に加えられるまでそのディモジュレートした受信信号はメモリー26に記
憶されている。イメージプロセッサ28は普通のドップラープロセッサでよい。
このドップラープロセッサはよく知られているオートコレクション・アルゴリズ
ムを使用し(C.カサイ、K.ナメカワ、A.コヤノそしてR.オモト:オート
コレクション技術を使用したリアルタイム、2次元血液流、IEEEトランス.
サン.アルトラソン.、SU-32、458乃至464頁、1985)、ドップ
ラーヴェロシティ、ドップラーエネルギー、ドップラーヴァリアンスそしてそれ
の組み合わせのような評価運動パラメータを発生する。イメージプロセッサー3
0は、一つもしくはそれ以上の独立のレンジゲートのためスペクトル・パラメー
タ・スペクトルを発生するための周知のファスト・フーリエ変換(FFT)を使
用する普通のスペクトル・ドップラーイメージプロセッサーでよい。
応答し、走査コンバーター34へBモード・イメージ信号を加えるBモード・プ
ロセッサ32をさらに含んでいる。Bモード・プロセッサ32は、デコディング
レシーバ24a、・・・・24mと同じようなパルス圧縮ファンクションを特徴と
するデコーディングレシーバーと受信ディモデュレータを含んでいる。 走査コンバーター34はディスプレイ36に提示するイメージを発生する。こ
れらのイメージはBモードプロセッサー32からのBモード・イメージ、ドップ
ラープロセッサ28からの評価された運動パラメータそしてスペクトル・ドップ
ラープロセッサ30からのドップラー・パラメータ・スペクトルの所望の組み合
わせを含んでいる。
けたり、付けなかったりして、基本イメージング・モード及び又は高調波イメー
ジング・モードのため使用できる。高調波イメージング・モードは、サブ高調波
とアルトラ高調波のようなフラクショナル・高調波をイメージする。
対しては、もしくは他の用途に対してはトランスジューサ12が送信する超音波
信号をエンコードし、そして長くして(圧縮しない、もしくは延長する)全エネ
ルギーを増大するのが好ましい。信号処理の後の方で、その受信信号をデコード
し、そして再圧縮して軸方向の解像度を最大とする。この方法は、(軸方向の解
像度に比例する)全バンド幅を保ちながらその送信された信号の暫定持続時間を
増加することにより時間・バンド幅の積を効果的に増大する。デコーディング受
信フイルタリングを持つコード化された送信技術を以下に説明する普通の運動検
出と組み合わせてSNR、フレームレート、方向感度、コントラスト・エージェ
ント特性及び又はパラメータ評価精度を改善する。さらに、これらの技術はBモ
ードイメージングと使用してフレームレートを改善する。
ったりして基本のもしくは高調波のイメージングモードのどちらかを使って、以
下に説明する7つの方法のそれぞれを実行する。 1.運動検出とパルス圧縮技術との組み合わせ: 同じ方向に向けられた2つもしくはそれ以上の暫定的に拡張されたパルスでタ
ーゲットをインソニファイング(insonifying)することによりターゲット内の
運動を検出し、それからそのエコー信号を処理して運動パラメータを評価すると
き以下に記載のパルス圧縮技術を使ってSNRを改善する。
に送信された、コード化されている送信ビームを使用: 2つもしくはそれ以上のコード化されている送信ビームを同時に送信して、2
次元(2D)もしくは3次元(3D)運動イメージング、2次元(2D)もしく
は3次元(3D)Bモード・イメージングにおけるフレーム・レートを増加する
、または、暫定的な解像度を減損することなく2つもしくはそれ以上の独立スペ
クトルドップラーゲートを利用できるようにする。選択された焦点に対応する各
送信遅延プロフイルは、ユニークな非線形位相モジュレーション・ファンクショ
ンと組み合わされ、そしてユニークなプロフィル毎にそれぞれのデコーディング
受信フイルタを使って2つもしくはそれ以上の空間的に区別できる超音波ライン
もしくは2つもしくはそれ以上の空間的に区別できる焦点の間を音響的に絶縁す
る。重ねた複数の送信ビームを同時に送信することができると、少数の送信ファ
イアリングだけでイメージフレームを発生でき、それによりコントラスト・エー
ジェントを使ったり、使わなかったりして、基本の、そして高調波のイメージン
グにおけるフレーム・レートを増大する。複数の受信ビームを各送信ビームから
得ることができる。スペクトル・ドップラーにおいては、暫定的な解像を減少す
ることなく、もしくはスペクトル対時間の波形を劣化させることなく、2つもし
くはそれ以上のゲートを異なる方向に、そして異なるレンジにおいて独立して配
置する。 3.サブアパーチャエンコーディングの使用 多次元運動イメージングのための非軸運動に対する感度を改善し且つスペクル
ドップラーカーソルの自動配置を改善するため、アクティブトランスジューサア
パーチャ(開口)内の2つ以上のサブアパーチャを独特な仕方でエンコードしデ
コードすることができる。例えば、アレイの中心の両側にてトランスジューサア
パーチャが2つの別々のコード化サブアパーチャに分割されるとき、運動に対す
る最大感度を有する方向は、アクティブアパーチャの中心でトランスジューサの
フェースに対して垂直ではなくなる。各サブアパーチャに対する最大感度の方向
は、この垂直から離れ、対とされた送信および受信サブアパーチャの中心の周り
に定められる。これにより、アクティブアパーチャのフェースと平行な運動を検
出するための運動検出処理の能力が改善される。何故ならば、2つ以上のパルス
の間の変化がより大きくなり、横方向寸法におけるより高い空間周波数のため検
出性能のレベルより上となる可能性が高くなるからである。また、2つ以上のサ
ブアパーチャを使用することにより、スペクトルドップラーゲート内の運動の方
向を推定することが可能となる。推定方向の横方向成分に対する感度が改善され
るため、スペクトルドップラー方向カーソルの自動配置が改善されうる。1Dア
レイまたは多次元アレイ内に2つ以上のサブアパーチャを定めることができる。
このような方法は、2Dまたは3Dカラー運動イメージング、スペクトルドップ
ラー処理、またはその他の運動検出方法に適用されうる。 4.スペクトルドップラー処理によるインターパルスエンコーディングの使用 レンジ−速度多義性を減少させたより正確な高速度検出を提供するため、また
は、推定の不正確さを減少させるため、単一プリセレクトゲートに対する通常の
スペクトルドップラー処理におけるパルス特定エンコーディングを使用すること
ができる。選択されたゲート以外の領域からの強いリターンを避けるため、パル
ス反復間隔(PRI)は、典型的には、トランスジューサからのゲートの位置に
基づいて設定される。この間隔は、最大検出可能速度を定める。もし、パルスが
1/PRIより大きなレートで発せられる場合には、オリジナルパルスの間にエ
クストラサンプルが取得されうる。これらのエクストラサンプルは、平均化方法
による正確さを改善するのに使用でき、または、そのより高いサンプリングレー
トは、より大きな最大検出速度とすることができる。しかしながら、問題のゲー
ト以外の領域からの運動は、表示されるパラメータ対時間波形における不正確さ
を導入してしまうことがありうる。これらの不正確さは、他の位置からのリター
ンが問題のゲートからのリターンと同じ時間に到達する場合に存在しうる。これ
らの不正確さは、独特なコード化波形を送信パルスの各々に割り当てる場合には
、減少されうる。このような方法は、基本および高調波スペクルドップラーイメ
ージングにおいて適用されうる。 5.多次元運動処理によるインターパルスエンコーディングの使用 パラメータ推定精度を増大させ、フレームレートを改善し、および/または速
度ダイナミックレンジを増大させるため、運動推定のために通常の自動相関アル
ゴリズムを使用する組織、血液またはコントラストエイジェントの2Dカラー運
動マッピングにおけるパルス特定エンコーディングを使用することができる。
パラメータは、固定のパルス数、FSC送信パルスによって決定されるようなフ
ローサンプルカウント(FSC)に基づいて推定される。これらのサンプルまた
はパルスの間の時間間隔、PRIは、問題の速度に基づいて選択される。高速度
フローの場合には、他の位置からのリターンが運動の推定と強く干渉しないよう
に、最小のPRIが選択される。FSCを超えた付加的パルスは、オリジナルパ
ルスに関連したコート゛とは異なるコードでそれら付加的パルスをエンコーディング することによって、オリジナルパルスとそれほど干渉せずに送信されうる。これ
ら付加的パルスは、フレームレートの損失なしに、オリジナルパルスの間に送信
されうる。これら付加的パルスは、推定正確さを改善し、フレームレートを改善
し、および/または最大検出可能速度を増大させるため、付加的情報を与えるデ
ータの付加的セットとして使用されうる。
処理することができる。通常の技法と類似したフレームレートの場合、付加的パ
ルスは、推定正確さを改善するのに使用されうるし、また別の仕方として、フレ
ームレートは、FSCサンプルが取得されるまでオリジナルパルス間に付加的エ
ンコードパルスを送信することによって増大されうる。このような別の方法によ
れば、ファイアリングレートが効率的に増大させられるので、通常の方法と類似
した推定精度を有した改善されたフレームレートとすることが可能である。付加
的パルスでもって増大されたファイアリングレートは、また、最大検出可能速度
を増大するのに使用されうる。PRIが効率的に減少されるので、エイリアシン
グが導入される前に、より高い速度、したがって、より大きなダイナミックレン
ジが検出可能である。 6.パルス圧縮技法および/またはパルス反転高調波ドップラーイメージングに
よるインターパルスエンコーディングの使用 パルス反転高調波ドップラーは、FSCパルスからなる通常のドップラー送信
パルスシーケンスが、好ましくはコントラスエージェントをイメージングしなが
ら送信パルスの極性を交番させることによって変更されるような技法である。こ
の技法は、Hwang氏の米国特許第5706819号明細書に記載されており、第
2高調波エネルギーの検出特定性を増大することができる。このパルス反転高調
波ドップラー技法は、基本波および第2高調波無線周波数スペクトルの重畳した
交番包絡位相(即ち、0,180,0等)を有する2つ以上のパルスを送信し、
それから、通常のドップラー処理によりFSCパルスの組を処理することによる
ものである。それらパルスを組合せるため、修正クラッター/ウオールフィルタ
が使用される。この修正インソニフィケーション技法では、基本信号リターンは
、ドップラードメインにおけるパルス反復周波数(PRF=1/PRI)の半分
によって変調され、一方、第2高調波信号リターンは、そのままとされる(すな
わち、変調されない)。ドップラードメインにおける第2高調波信号と基本波信
号とのこのような分離は、通常のエイリアシングリミットの半分が侵されないな
らば、2つのドップラースペクトルを固定の既知の周波数帯域に維持しつつ、高
調波イメージングのために通常使用されるよりは短い送信パルスを送受信するこ
とができるようにする。これにより、第2高調波軸解像度を増大させることがで
き、したがって、フロ−のより微細な空間サンプリングを可能とする。このよう
なより微細な空間サンプリングから得られる利点としては、基本および高調波ク
ラッターによる所望のフロー信号の破壊が少なくてすむことである。
のため、このパルス反転高調波ドップラー技法は、特に、小さな血管に対してエ
ージェント特定性を増大させる可能性を有している。しかしながら、高いパルス
振幅では、エージェント崩壊により、高調波および基本ドップラースペクトルを
正確に分離する技法の能力が減少させられてしまう。したがって、エージェント
崩壊によるパルス間の相関が減少してしまう通常のドップラー技法も同様に働く
。エージェント崩壊がそれほど重要でないような低いパルス振幅では、パルス反
転高調波ドップラー技法は、他の使用しうる技法に比べてエージェント特定性を
改善することができる。何故ならば、高調波および基本スペクトルがより正確に
分離されうるからである。しかしながら、相当なエージェント崩壊を避けるため
、ピーク圧力レベルを低く維持し、SNRを減少させる。パルス圧縮技法は、S
NRを増大させ、イメージ品質を改善することができる。さらに、パルス反転高
調波ドップラー技法によって課せられる通常でない最大速度検出リミットを緩和
するため、インターパルスエンコーディング技法を使用することができる。最大
検出リミットを通常の速度リミットの半分とする代わりに、そのリミットを通常
のリミットまでおよび通常のリミットを越えて増大させることができる。さらに
また、付加的パラメータ推定を平均化しパラメータ推定精度を改善するため、イ
ンターパルスエンコーディングを使用することができる。 7.上記1−6項に説明した方法の任意の所望のサブセットまたはフルセットの
組み合わせ パルスコーディングおよびデコーディングの数学的記述 通常の運動検出技法と基本イメージングのためよく知られたエンコーディング
およびデコーディング技法を組合せることによって、SNRを改善することが可
能である。また、高調波イメージングのための高調波デコーディングがここで開
発されており、これは、通常の運動検出技法およびBモード処理技法と組み合わ
されうる。
まで)のデコーディングレシーバを使用することができる。以下に述べる方法は
、どれも、2つ以上の独特な受信フィルタインパルス応答を使用しうるが、デー
タレートが十分であるならば、単一レシーバを使用することができる。
無視しており、図1のシステムに適用する。超音波ラインの形成は、以下のよう
にモデル化され得る。
ルギーを増大させるため、振幅変調a(t)と変調周波数fmを有する従来の送
信波形Xtx(t)は、以下のように表現され得る。
.}の実部を意味することに注意。一般に、新しい送信波形は、
により、約1の時間帯域幅プロダクトを有するコンパクトな一定の帯域幅時間パ
ルスを、より大きな送信信号エネルギーを可能とするより大きな時間帯域幅プロ
ダクトに時間的に拡張することが可能である。散乱信号を組織から受信した後、
適当に設計された受信器は、時間的に拡張されたパルスを圧縮して、コンパクト
パルスを復元することができる。この処理は、特定の帯域幅と関連付けられた好
ましい軸的詳細解像度を、拡張された送信パルスからそれほど減衰させずに保持
する。優良な軸的詳細解像度は、適当な復号受信機を用い且つ帯域外(out-of-b
and)周波数成分を適当に排除することによってのみ維持される。所望の第2の
より低位の、若しくは、より高位の高調波エネルギーに関して選択的に傾聴する
ように設計された受信機を使用する適当な復号を用いて、時間帯域幅プロダクト
は従来の約1の値以上に増大され、SNRを改善する。従来においてよく知られ
ているように、SNRを最大化し得る基本的イメージングのための好ましいデコ
ーダは、整合フィルタである。従って、主要な基本的周波数における復調後に、
受信機デコーダを、
きる。
と機構に依存する。また、問題の高調波に整合された整合フィルタは好ましいデ
コーダである。第2の高調波組織イメージングについては、既知のリーマン波式
(Nonlinear Acoustics, Mark F. Hamilton等、編集1998年、75頁)を解くこ
とによって妥当なモデルを得ることができる。
による。
ar Acousticsの75頁、コピーライト1998参照。
analysis)(例えば、Nonlinear Acousticeの281頁第2節参照)を用いて、
汎用モデルは形態
ような第2の高調波信号を生ずるものであり、Ktは組織物質特性に等しい。第
2の高調波エネルギーのコントラストエージェントイメージングに適用可能なモ
デルの一例は、時間微分係数を排除するが、それでもまだ基本圧力の2乗に依存
する。
ジューサの送信伝達関数が問題の周波数バンドに重大な影響を有しないと仮定す
ると、組織で生成される第2の高調波信号は、
とによって実効的に周波数変調され、また、最後の項
の項は、非線形音響伝播中は信号ピークは有限帯域幅信号のための信号トラフよ
りも速く移動することから、つまり、正の相対圧力(ピーク)は負の相対圧力(
トラフ)よりも大きな組織音声(sound)速度を生成することから、現れるもの
である。コントラストエージェントの第2の高調波イメージングについては、
ング(phasing)とアポディゼーションが、ビーム形成器によって適用され、問
題の高調波信号は、更に処理を行うために所望の周波数バンドに復調され得る。
好ましい帯域ばベースバンドである。復調関数d(t)が、第2の高調波周波数
、つまり、
選択された場合(ここで、組織第2高調波エネルギーについては、
細解像度を保持する好ましい実施形態が実現され得る。この好ましい実施形態に
おいて、SNRを最大化し得る整合フィルタは、パルス圧縮受信機Xrx(t)の
ために使用される。従来の受信機は、所望の軸的解像度を復元するために必要な
復号と付加的な非線形位相変調を欠いている。復調後、好ましいパルス圧縮整合
受信機は、 n(t) (16) の時間反転位相共役であり、ここで、復調信号処理ステップは、周波数帯域を好
ましい周波数帯域に実効的にシフトする。整合フィルタ、若しくは、より一般的
にはパルス圧縮フィルタは、DC付近の低周波項、及び、基本エネルギー若しく
は他の不所望なエネルギーを実効的に抑制することができる。整合フィルタ包絡
線以外の受信機における振幅変調も、もし望むなら、使用することができる。特
に、付加的なパルス整形を不所望なレンジローブを抑制する手助けとして使用す
ることもできる。 例: 以下は、第2の高調波組織イメージングのための、非線形二次方程式位相変調
(PM)・線形周波数変調(FM)チャープ(chirp)パルス圧縮コードの一例
である。送信信号は以下の特性を有する。 1)振幅は継続時間のガウス包絡線、 T=(α)-1/2 (17) で変調され、ここで継続時間は、ピークよりも−6.82dB振幅だけ低く定め
られている。 2)ピークより−6.28dBレベルだけ低い周波数帯域幅は、
について、瞬間周波数/秒をラジアンで表すと、
信パルス−圧縮整合フイルタは以下の様に表される。
時間−帯域幅積についての合理的な近似は以下の様に表される。
(Ispta)限界、熱的限界及びチャンネル当り電力により決定されるであろ
う。図2乃至図9は、システム実現における異なる段階での信号の例である。図
2乃至図5は、4の時間−帯域幅積を持つシステムの代表例であり、一方、図6
乃至図9は、8の時間−帯域幅積を持つシステムの代表例である。すなわち、後
半の4つの図を生成するために使用される送信信号の時間長は、前半の4つの図
を生成するために使用される送信信号長の2倍である。4つの図の2組に対する
送信帯域幅は同一である。一般に、50未満、より好ましくは20未満、最も好
ましくは10未満の時間−帯域幅積を持つシステムが好まれる。 (図2乃至図9の説明) 図2−9の例において、送信変調周波数は2MHzであり、そして周波数帯域
幅は1MHzである。図2a及び図6aは、各図において、時間依存、非線形位
相変調を持たない従来の送信信号及び対応する送信包絡線を示し、これら2つの
従来の送信信号は同一であり、各場合において参照として示されている。図2b
及び図6bは、各々が2次PM又は線形FMコード化送信信号及び対応する送信包
絡線を示す。ピーク信号レベルは、電気的限界または所望の空間ピーク音響限界
に典型的に基づくように、全ての4つの図において同一である。図2c及び図6
cは、前の図に示されるような、コード化信号に対する従来及び非線形位相につ
いての線形送信位相を示す。図2d及び図6dは、これら位相の時間導関数によ
り決定されるような送信位相に対応した瞬間的周波数を示す。コード化された送
信信号位相は、従来の送信信号位相から明確に異なり、非線形である。
包絡線を示す。ここで、組織減衰及び音響回折は除外されている。また、これら
の図において、組織基本信号包絡線が参照のために示されている。第2高調波信
号は改良された軸方向の詳細な解像度を与える。図3b及び図7bは、それぞれ
コード化された送信信号に関連した組織第2高調波信号及びその包絡線を示す。
再び、これらの図は組織基本信号包絡線を参照のために示す。図3c及び図7c
は、従来の送信信号を持つ第2高調波信号、コード化された送信信号を持つ第2
高調波信号、及びコード化された送信信号を持つ基本信号に対する組織信号位相
を示す。図3d及び図7dは、これら組織信号位相に対応した瞬間周波数を示す
。組織信号の各タイプ及び送信信号の各タイプに対する組織信号位相及び瞬間周
波数は独特である。最適化されたパルス−圧縮(又はデコーデイング)受信フイ
ルタを設計する時、これらの違いを考慮する必要がある。特に、コード化された
送信信号がトランスジューサから発射される時、組織基本信号と比較して位相変
化は、組織第2高調波信号に対する時間の関数の2倍早い。図(4a、4b、4
c)及び図(8a、8b、8c)は、第2高調波及び基本受信信号をフイルタす
るためのパルス圧縮、又は、デコーデイング、受信基本帯域フイルタ・コンポー
ネントを示す。2つの組の各々において、3つの図は従来の送信信号と一緒に第
2高調波デコーデイング・フイルタ、コード化された送信信号と一緒に第2高調
波デコーデイング・フイルタ、及びコード化された送信信号と一緒に基本デコー
デイング・フイルタをそれぞれ示す。3つの図の各組の後半は、比較のために与
えられ、そして基本信号と一緒に組織をイメージ化するために典型である。各図
は、各フイルタの応答の実部分、虚部分、及び大きさを示す。第2高調波信号に
対する受信デコーデイング・フイルタは、コード化された送信信号がトランスジ
ューサから発射される時、基本信号のための受信デコーデイング・フイルタとは
異なる。これらの相異は、時間の関数として受信フイルタの位相をプロットする
ことにより見られる。図4d及び図8dは、フイルタの3つの異なるタイプに対
するこれらの位相を示す。コード化された送信信号が使用される時、位相変化は
、基本と比較して第2高調波に対する時間の関数の2倍早いことに注意する。よ
り高次又は低次の高調波のイメージングに対して、デーコーデイング・フイルタ
の瞬間位相は好ましくは所望の高調波位相変化と一致する。例えば、1/2次の
サブ高調波は優先的に、位相変化が基本信号の位相の半分の速度のフイルタによ
りデコードされる。図4e及び図8eは、優性第2高調波周波数(4MHz)で
適当に復調された後の最終出力信号、第2高調波パルス−圧縮フイルタ(2つの
場合についてそれぞれ、図4a又は4b及び図8a又は8bから)による基本帯
域受信フイルタリング、及びデイスプレイ検知を示す。次の点に注意する。 1)出力信号の幅により定義される、2つの第2高調波信号処理技術に対する軸
方向解像度は、同一である。 2)コード化されたパルス−圧縮技術と関連した第2高調波戻り信号内のエネル
ギーは、従来の非コード化技術と関連した戻りエネルギーよりも大きい。追加の
エネルギーが時間的に拡張された送信波形により可能となる。2つの別個の場合
(場合1は、時間−帯域幅積=4、場合2は、時間−帯域幅積=8)の間の戻り
検出信号エネルギーの相異は、期待されるように、8のより大きな時間−帯域幅
積に対して、より大きい。 3)基本エネルギーの不完全な抑制に起因して、コード化及び非コード化の両方
の信号処理に対して残留基本信号が存在する。コード化信号処理技術は、従来の
非コード化信号処理技術に関して効率的に優性残留エネルギーを時間的にシフト
する。この残留エネルギーは適当に選択された信号の帯域幅に対して医療設定に
おいて重要ではない。より大きい帯域幅は、周波数スペクトル重複に起因してよ
り少ない基本抑制を発生する。
送信包絡線位相又は極性と関連したFSC受信パルスの適当な解析的なフイルタ
リングによりさらに減少できる。このフイルタリングは、当業者に良く知られて
いる典型的にクラッター又はウオール・フイルタとして実現できる。アンサンブ
ルの多数FSC受信パルスのフイルタリングは、興味のある所望の高調波を効果
的に強調し、一方、不要な基本又はその他の奇数の高調波エネルギーを減衰する
。例えば、同じ方向に反対位相(すなわち、0及び180度)を持って送信され
た2つのパルスは、パルス−圧縮受信フイルタ後に、[11]クラッター・フイ
ルタ・インパルス応答と加えられる。これは効率的に基本信号を抑制し、一方、
同時に、使用可能な軸方向詳細解像度及び第2高調波信号のSNRを増加する。
フイルタ目的のためにクラッター・フイルタを使用することは、動き検出イメー
ジングについて良く知られている。Bモード・イメージングに対する[11]イ
ンパルス応答と共にクラッター・フイルタを使用することは、2つのパルスの単
純な加算と等しい。従って、基本エネルギーを抑制するこの技術は、2つ又はそ
れ以上の獲得されたパルスに対する動き検出イメージング及びBモードに適用さ
れる。図4e及び図8eにおいて、これら多数パルス組合せは残留基本信号エネ
ルギーを減少するであろう。
び検出された出力信号を示す。これらの図は、送信信号の特定の期間と無関係に
、組織基本波信号及び組織第2高調波信号の−6.82dB帯域が一定に留まる
ことを図示している。従来の送信信号からの戻りと比較した、コード化された送
信信号からの戻りの検出信号エネルギーに於ける差が、2つの場合に対して示さ
れている。2つの時間帯域幅積の内のより大きいもの対する出力信号は、与えら
れた2つのコード化された場合での同じピーク送信信号レベルに対しては、より
大きい。図5及び9における全てのスペクトルは、コード化されたパルス圧縮技
術に対する高調波組織信号ピークによって、各場合に対して独立して、正規化さ
れる。従って、信号出力に対する最大スペクトル振幅は常にゼロデシベルである
。この正規化は、従来の送信信号に対する組織高調波信号レベルと、高張波受信
フィルタリング後の残留基本信号レベルとの差を、強調する。
ある。 1) 振幅α(t)及び位相φ(t)の一般的な変調 時間に対する非線形二次位相(又線形周波数)変調でのガウシアン振幅変調包
絡線の例が上述で提供されたが、振幅及び位相変調機能の多くの異なる形態が、
送信機及びパルス圧縮受信フィルタで使用できる。図22は、時間に対して、線
形、非線形、離散、及び連続瞬時FM機能の幾つかの例を示している。これらの
機能は、位相変調(PM)機能の時間的な派生である。この機能は、好適には、
パルス期間TFM及び所望の周波数スパンWFMの範囲内に定められる。ライン30
は、包絡線期間の半分の位置に位置していることに留意。これらは例示であり、
全てではない。線形FM(二次PM)機能の例には、ラベルa、b及びcが付け
られているのが示されている。2つの正確な線形FM機能は機能f及びcである
。2つの非線形FM機能は、d及びeとラベル付けされている。変調機能c及び
eは、ライン30に付いて対称であるが、他の機能はライン30付いて非対称で
ある。
一般的な信号振幅スペクトルと共に示す。破線で示されるスペクトルA及びBは
、送信機での又はパルス圧縮フィルタの入力の信号スペクトルを表わしている。
実線で示される位相機能a及びbは、対称及び非対称機能の例である。機能aは
、振幅スペクトルAに付いて対称であり、振幅Bに付いて非対称である。機能b
は、振幅スペクトルA及びBに付いて非対称である。
対称及び非対称の振幅変調機能の幾つかの例を示している。機能a及びbは、対
称振幅形状であるが、機能c及びdは、非対称形状である。機能のこれらの形態
は、所望のシステムの全体スペクトル応答に依存して、送信機及びパルス圧縮受
信機に独立して設けることができる。非対称機能は、組織減衰、音響回折、及び
システム及び送信機設計からのインパルス応答によって発生されたスペクトル形
状を補償することによって、SN比を最大化するために特に有用である。
ム設計に対しては、好ましい場合がある。以下にその例が与えられる。
線形瞬時周波数変調機能の様な時間に対して線形又は二次的に変化するもの以外
の位相変調機能が好ましい場合がある。一定振幅変調を有する二次位相変調(又
は線形FM)の使用は、実地に受け入れることのできないレンジのローブを生じ
る場合があるが、一定振幅以外の振幅変調機能は送信機では利用できない場合も
ある。一定又は一様振幅変調は、Sequoiaの名称で流通しているAcus
on Corporationによって販売されているプログラマブル波形発生
器(PWG)の様な非一様振幅変調での使用洗練された送信機と比較して、これ
らの形態の送信機のコストが低いので、商用超音波製造者の中で人気がある。一
定振幅変調で、非線形FMを、高レンジローブの圧縮を助けるために、パルス圧
縮出力スペクトルの形成するのに使用するのが好ましい場合がある。非所望のレ
ンジのローブは、パルス圧縮受信機内の固有の対称又は非対称振幅変調によって
、代替的又は更に減少することができる。受信機内の非一様振幅変調に対する潜
在的に不利な点は、SN比の失うことである。非線形FMは、追加の受信振幅変
調の必要性を除去し、一定振幅送信パルスでSN比を最大化する。
まれ且つ非線形FMが使用されることのある別の例は、近距離場高調波イメージ
ングに対するものである。超音波エネルギーを送信し且つ受信するきに同じトラ
ンスジューサを使用するシステムは少なくとも、送信機がオン状態になるまで、
受信回路はオン状態になることができないので、トランスジューサの面に近いイ
メージングは、延長されたパルス長に制限を設ける。高調波エネルギーが、組織
非線形伝播から単独に発生される場合、SN比が低い場合がある。最大エネルギ
ーが、最も短い時間窓に渡って、組織に送信される場合、一様な振幅変調波形が
好適である。受入れ可能なレンジのローブのレベルを維持するために、非線形F
Mを使用することかできる。
れるシステムに対しても有益とすることができる。送信波形の瞬時周波数を制御
することにより、信号ゼロ交叉間の時間が正確に制御され、擬似ランダムシーク
エンスを発生することができる。適合するフィルタ応答を有する受信フィルタリ
ングの後、時間的にコンパクトな出力が発生され、これが、優れた軸方向詳細分
解能及び改良されたSN比を発生する。更に、レンジローブが受入れ可能でなく
且つ非一様振幅変調が利用可能でない場合、第2の相補的送信フィルタリングが
、予期されたフレームレートの損失を伴って、出力信号のメイン時間ローブを目
立たさせるために使用することができ、初期送信フィルタリングと関連するもの
と反対の極性を有する第2のレンジローブを発生する。これらの2つの別の出力
は表示プロセス以前に加算され、反対の極性のレンジローブが相殺するので、非
所望のレンジローブを抑圧することが補助される。相補的コードのこれらの形態
の例は、M.J.E Golay、Complementary Series
, IRE Transactions on Information Th
eory, IT−7巻、4号、1961年10月に記述されたGolayコー
ドてある。
ードの様な、高調波イメージングに対するこれらの形態のコードの種々の形態の
応用に関しての2つの重要な特徴が、記されるべきである。第1に、殆どのこれ
らのコードで必要とされる様に、第2の高調波パルスの反転型を形成するために
は、基本送信パルスがプラス又はマイナス90°シフトされる必要がある。例え
ば、次の形態の第2高調波信号を実現するために、
分は、重なりを最小にするために、時間Tによって時間が十分に分離されるべき
である。そうしないと、第3の非所望の交叉積項が高調波信号中に現れる。例示
として、上述で図示される高調波は、相補的Golayコードを使用するコード
の例である。更に、2つの波形の第1のものは、2のサイズを有する最も単純な
Barkerコードを使用してコード化された送信波形の例である。
うな機能は、パルス圧縮受信機において正確な復号化を維持する間、SNRを最
大化するために選択されうる。周波数に依存する減衰は、低い周波数要素よりも
高い周波数要素を選択的に減衰させるので、スペクトル幅および中心周波数の両
方における戻されたスペクトルエネルギーを追跡する受信機は、SNRを最大化
することができる。深さに依存性するスペクトルエネルギーの位置を、所定のベ
ースバンドフィルタ内に選択的に設定する方法の1つとしては、復調周波数を深
さの関数として変化させることである。この復調周波数を変化させる間に不要な
イメージアーティファクトを生成することなく、SNRを最大化する際には、受
信機は、非対称位相機能を組み込み、かつ、深さとともにフィルタのインパルス
応答を変化させることができる。このように受信フィルタを動的に変化させるこ
とが選択されうる。
受信機についてのイメージアーティファクトを最小化するように、他の方法を用
いることができる。
変調周波数のような特定の周波数に関して非対称となる位相機能を保持するもの
がある。
能を用いてフィルタを施す前に、この受信信号を深さの関数として時間的に遅延
させるものがある。
さに依存しない位相機能を維持し、かつ、生じうるアーティファクトを受け入れ
るものがある。いくつかの位相機能または対応するFM機能については、イメー
ジアーティファクトを許容することができる。
連続なセグメントを有する送信パルスを選択することができる。このタイプの特
性に関する例は、図22において機能fという名称を付して示してある。機能f
は、2つの独立した非線形の直交PM機能(または図示されているような区分的
線形FM機能)を含んでいる。サブコードを効果的に含むこのタイプのコードは
、時間間隔をおいて近接した2つのインターバルにおけるティシュー(tissue)
から情報を抽出するために、または、造影剤の高調波(contrast agent harmoni
cs)を選択的に励起するために、用いられうる。固有の振幅および位相機能を有
する1つの時間的セグメントは、その他の符号化されたセグメントの存在に依存
する振動モードを選択的に励起または凝集させることができる。このタイプのコ
ードは、分周波のような分数調波エネルギー(fractional harmonic energy)を
最適に検出するために、用いられうる。勿論、時間的に重なるように多数のコー
ドをデザインすることができる。この多数のコードは、2つのコードを効果的に
加えたものである。2つの異なるセグメントを用いたこの例では、パルス圧縮受
信機は、1つまたは両方のセグメントに関連するエネルギーを復号化することが
できる。特定の振動モードを励起するために1つのセグメントが用いられた場合
には、プレゼンテーションを撮像するために別のセグメントを用いることができ
る。これらのタイプのコードが有効となりうる特定の例では、高い振幅基本波エ
ネルギーからの分周波を成長させるために、小さな振幅で送信された分周波が用
いられ、かつ、この送信された分周波が送信されたパルスにも含まれている。こ
の例の詳細については、本明細書と同じ日に出願された、継続中の米国特許出願
09/282,603(代理人整理番号5050/515)に記載されており、
この米国特許出願は、参照することにより本明細書に含まれる。
サを用いることができ、圧電性トランスデューサまたは市販されている超音波シ
ステムで一般的に利用可能な圧電性トランスデューサに限定されない。例えば、
静電トランスデューサを用いて、本発明を実施することができる。
物、およびまたは、様々なタイプの振幅および位相変調、例えば、時間―バンド
幅生成物は、2つ以上の送信焦点(transmit foci)を用いる際には、深さに依
存しうる。良好な近距離場を維持するために、最も浅い焦点調節を行うために、
より小さな時間―バンド幅生成物を選択することができる。
きる。この送信機および受信機は、ディジタルおよびまたはアナログ回路を利用
することができ、送信波形には必ずしもミキサーを必要としない。適当な送信機
の例が、米国特許第5,675,554号「送信ビーム形成方法および装置」に開
示されている。例えば、ミキサーを使わずに、ディジタル的に格納された簡単な
波形を増幅することができ、または、振幅を変更する間においてアナログ発振器
を様々な周波数により時間的に掃引することができる。フィルタを実現しかつ所
望の送信コードを生成するために、適切な複合フィルタとともにインパルス発生
器を用いることができる。受信フィルタリングは、説明した構成例に限定されな
い。例えば、ビームの形成が完了した後に復調段階を行う必要はない。代わりに
、ビームの形成が完了する前に、各受信チャネルまたは受信チャネルのサブグル
ープに対して復調段階を行うことができる。さらに、受信フィルタリングをベー
スバンドで行う必要はない。中間周波数において複合フィルタリングを実行する
ことができる。
化されたパルス圧縮画像を、同時または時間的に連続に取得および処理すること
により、本発明を用いることができる。例として以下に示すものを含む。
する、基本波または任意数調波のBモードイメージ。
波のイメージを有する、基本波または任意数調波のBモードイメージ。
する、動作についての基本波または任意数調波のイメージ。
ジを有する、動作についての基本波または任意数調波のイメージ。
別々のビームの組み合わせについて、本発明を用いることができる。この組み合
わせにおける各ビームは、同一の振幅、周波数および位相を有する遅延プロファ
イルを持つことができ、または、異なる振幅、周波数または位相を持つことがで
きる。本実施形態の例には、基本波信号の排除または解除を向上させ、これによ
り信号バンド幅および軸性解像度を向上させるために、逆極性の送信位相につい
てパルス圧縮受信フィルタリングを行った後、2つのビームを加えることが含ま
れている。関連する送信ビームは、従来のパルス反転撮像(例えばChapmanによ
る米国特許第5,632,277号)と同様に空間的に配置されうるか、または、
継続中の米国特許出願第09/282,396号(代理人の整理番号5050/
542)に記載されているように空間的に異なりうる。この継続中の米国特許出
願のすべての内容は、参照することにより本明細書に含められる。 (特定の実施例) 以下に示す撮像方法のいずれかを実行するために、図1におけるシステムを用
いることができる。 1. マルチモード表示 符号化された非線形の位相変調された位相圧縮または非符号化イメージ(基本
波または調波)は、符号化された位相圧縮カラー動作イメージ(基本波または調
波)とともに、表示されうる。同様に、符号化されたスペクトルドップラーによ
り検出された、パラメータ対時間の波形(基本波または調波)は、符号化された
または符号化されていない、任意タイプのBモードまたはカラーイメージととも
に、表示されうる。 2. 同時に送信された2つ以上のビームのファイアリング(firing) Bモードまたは2次元カラー動作イメージについては、フレームレートを増加
させるために、2つ以上の超音波ビームを同時に送信することができる。選択さ
れたゲートについて、時間に対する速度―エネルギースペクトルが一般的に表示
される、スペクトルドップラー処理については、多数の独立ゲートについてスペ
クトル対時間の波形を多数表示できるようにするために、2つ以上の超音波波形
を同時に送信することができる。選択された焦点に対応する各送信遅延プロファ
イルを、固有のコードを用いて符号化することができ、かつ、少なくとも2つの
超音波焦点の間を音波上十分に分離し続けるために、各固有コードについての整
合させた復号受信機フィルタを用いることができる。
の種の2つの例が、図10及び11に図示されている。図10において、アレー
の全要素が送信ビームBと送信ビームAに、および送信ビームAとB双方に起因
し、このために同一のアパーチャ、トランジューサーアレー12の完全アパーチ
ャを使用することになる。図11において、送信ビームA、Bは、アレー12の
完全アパーチャに重なるサブアパーチャのそれぞれから形成される。各遅延プロ
ファイルに関する遅延プロファイルの送信波形は独特に符号化され、1か、2以
上の受信フィルタが戻された信号を解読し、ビーム間のインターフェイスが許容
可能なレベルに縮減されるようになる。各独特の送信遅延プロファイルに関し、
関連する独特の受信フィルタインパルス応答が戻り信号を解読し、別の送信遅延
プロファイルから戻った信号がノイズとして現れ、実質的には重大な問題とはな
らないようになっている。異なる超音波線上に配置される複数の送信焦点に関す
る独特な符号化遅延プロファイルは、単一グループのトランスジューサ要素から
各送信毎に生成されればよい。また、1か、2以上の受信ビームは各送信焦点に
関連していればよい。1グループの要素からの1つの送信から、1つ以上の線を
生成できることによって、特定の最終像線密度に関するフレーム率を上昇させる
ことができる。このアプローチは、1次元または多次元トランスジューサを用い
て3次元に及ぶようにすることが可能である。
るのにBモードすなわち2Dカラー運動像形成において必要な送信ファイヤリン
グが少なくなり、コントラスト剤を使用する場合であっても、使用しない場合で
も基礎的調和的像形成におけるフレーム率が上昇することになる。複数の受信ビ
ームを各送信ビームから得てもよい。スペクトラムドップラー処理が、本明細書
において記載するようなパルス圧縮技術について使用される場合、ユーザーは複
数の独立したゲートを配置してもよい。複数のパラメータスペクトル対時間波形
を波形品質を顕著に劣化させることなく同時に表すようになっていてもよい。例
えば、図10または11において、ゲートA及びBを独立して配置することがで
きる。
動像形成及びスペクトルドップラー像形成に関する非軸線運動に対する感度を改
善するようになっている。単一の送信受信遅延遅延プロファイルに関し、スプリ
ットアパーチャ符号化(すなわち重なり合っていないサブアパーチャに関する分
離コード)またはサブアパーチャ符号化(すなわち、重なっていても、重なって
いなくてもよい各サブアパーチャに関する分離コード)を、方向感度及びフレー
ム率を改善するのに使用してもよい。この種の処理の一例を、1つの送信遅延プ
ロファイルに関連して単一の、スプリットされた2つのサブアパーチャ構造に関
し図12に図示する。トランスジューサ12の完全アパーチャに関する遅延プロ
ファイルは、2つの異なる送信波形で符号化される。左手の1つのサブアパーチ
ャ、すなわちサブアパーチャAは1つのコードを使用しており、一方、右手の別
のサブアパーチャ、すなわちサブアパーチャBが異なるコードを使用している。
信号を受信すると、2つのレシーバが信号を解読し、サブアパーチャ毎に1つの
パルス圧縮受信フィルタインパルス応答を行う。1例として、低周波数で開始し
、時間とともに変調周波数を高める線形周波数関数が1つのサブアパーチャに使
用でき、この逆の場合を別のサブアパーチャに使用できる。
することである。なぜならば、2つの分離した送信ファイヤリングが2つのサブ
アパーチャについて受信信号を獲得するのに必要ではないからである。2つめの
利点は、トランスジューサのフェイスに平行な運動成分に対する感度が高まるこ
とである。このことは、多次元運動を検出する精度を改善することになる。サブ
アパーチャBに関し図12に図示した例を考慮すると、y方向の運動に対する最
大感度が、角度ΘT,B及びΘR,Bに関する最小値で得られる。ここで、第1番目の
下付文字が送信(T)または受信(R)を表し、第2番目の下付き文字はサブアパー
チャを表している。カラードップラー運動像形成のような多くの感度運動検出技
術が、主搬送周波数におけるパルスからパルスまでの差を検出することに依存し
ているため、アレーの中心からずれたサブグループの要素を符号化することは、
点Pにおける横方向(y軸方向)の空間周波数量を増大させることになる。所定
の速度Vに関し、サブアパーチャBに関し送受信サブアパーチャ双方の中心が物
理的アレーの端部方向に移動されると、パルスの差が増大することが検出される
。例えば、カラードップラー運動像形成において、大きなドップラーシフトが、
角度ΘT,B及びΘR,Bが小さくなれば検出される。図12の例において、サブアパ
ーチャ特定の符号化が、送信に関する最大信号感度の角度をサブアパーチャBの
中心に動かすことにより、受信に関する最大感度の角度に対する場合と同じよう
になる。各サブアパーチャの独特の符号化が多次元運動に対する感度を高め、多
次元運動の方向を推定できるようにする。この同時符号化と同時受信に関する第
3の利点は、2つのファイヤリングの従来の技術に比較して運動アーティファク
トの抑制すなわち各サブアパーチャに対し1つのファイヤリングでよいというこ
とである。多次元方向技術が所定の時間の間、空間の特定の地点において望まれ
る場合には、2つのファイヤリングを使用する情報の推定は、ファイヤリング間
の不均一な動作により不正確なものになるであろう。
のカラードップラー運動像形成と、ひずみ像形成である。この技術を、多次元運
動推定に関する既存の技術をさらに改善するのに使用できる例が、米国特許第5,
522,393号に開示されたシステムにサブアパーチャ符号化を適用することである
。この特許において、2つか3つ以上の受信サブアパーチャが単一の送信アパー
チャを共有するが、方向感度は、送信アパーチャを符号化されたサブアパーチャ
に破壊することにより得られる可能性がある。
運動検出に関する利点に加え、精度を高めるのにスペクトルドップラーカーソル
を自動的に配置してもよい。スペクトルドップラーカーソルは、一般的に、運動
方向を推定するのにユーザーにより手動で配置されている。システムは順次、音
響的方向と運動方向との間のコサインに基づいて推定する。バンジャニン他に付
与された米国特許第5,454,372号に開示されたシステムでは、カーソルの自動配
置に関する受信に関する方向情報を得るためにサブアパーチャの概念を使用して
いるが、符号化された波形についての記載はない。符号化波形は方向性を改善す
ることができるので、スペクトルドップラーにおける動作の推定を改善すること
になる。
ルス特定符号化がより正確なスペクトルパラメータ検出を行うのに用いられても
よい。選択されたゲート以外の領域から強烈なりターンを回避するために、パル
ス反復間隔(PRI)が、一般的にトランスジューサからのゲートの位置に基づ
いて設定される。この間隔は、最高検出可能な速度、Vmax(運動方向が超音波
線に平行であると仮定して)を公知の関係Vmax=c/〔4(PRI)fo〕に従って
求める。ここで、cは音速であり、foは主搬送周波数である。パルスが1/PRIよ
りも早い速度でファイヤされる場合、より大きなエイリアスされていない速度が
検出されるか、規格外のサンプルを得る可能性がある。しかし、問題となるゲー
ト以外の領域からの運動は、表示されるパラメータ対時間波形を不正確なものに
する。これらの不正確さは、別の場所からのリターンが、問題となっているゲー
トからのリターンと同時にトランスジューサに到着する場合に発生する可能性が
ある。
得られる一定時間の間、付加的な独特に符号化されたパルスが問題となる運動の
サンプリング速度を高めるのに使用されてもよい。付加的パルスにより得られる
付加的情報は2つの手段で利用されればよい。第1に、付加的パルスは高速度で
送信されるために、より大きなエイリアスされていない速度と、これらの高速度
に関連したエネルギーを測定するのに使用できる。第2に、最終的な組のパルス
が複数の組のデータに分けることができ、それぞれの組は実際の符号化されたサ
ンプリング速度よりも小さい有効サンプリング速度を有しており、複数の計算さ
れたパラメータスペクトルを推定の不正確さが小さくなるように平均化できる。
が、データの追加のセットを提供する。これらの方法は、基本波及び高調波イメ
ージングにおいて、コントラストエージェントのある場合及び無い場合の両方に
適用できる。
め選択されたゲートのロケーション及びサイズについて、N個の一次パルスが、
ゲートとトランスジューサとの間での双方向送信時間によって決定されるレート
で送信される。図13に示すように、所定のゲート及び「ゴースト」ゲートにつ
いて、前記の所定のゲートのための一次パルス繰り返しレート(PPRR)は、
c/(2r1)である。サンプルの数及び実際のパルス繰り返しレートを増加す
るために、二次パルスが、前記一次パルスとは違う、符号化波形で送信される。
2つの一次パルスの間に送られる、各追加の二次パルスは、固有のコードで符号
化される。2つの一次パルスの間の中で1つの二次パルスを用いる例が、図14
に示されている。この例について、2つの固有のコードが用いられて、各コード
の送信が交互にされる。2つの一次パルスの間に2つ若しくはそれ以上の二次パ
ルスが送られるときには、3つ以上のコードが用いられるのが好ましい。
は、好ましいマッチしたパルス圧縮フィルタを用いてデコードされる。本書に記
述した場合の例は、時間的に交互にイネーブルとディスエーブルとになる2つの
受信フィルタを用いることができる。それに代えて、2つの並列の受信フィルタ
が信号を同時にフィルタ処理することができる。受信フィルタ処理の後、それら
の信号は、ゲートサイズ及びサンプルされたレンジにわたって統合されるのが好
ましい。1個のサンプルが、トータルでM+N個のサンプルについての各送信パ
ルス毎に生成される。このサンプルセット及び可能な場合にサブセット(小セッ
ト)に分けられたグループは、FFTアルゴリズムを用いて処理される。速度ス
ペクトル、エネルギースペクトル、分散、平均速度、最大速度、モード速度、最
大エネルギー、及びそれらの組合せのようなパラメータは、時間に対して表示さ
れる。これらのポストデコーディング(後デコード処理)信号処理ステップは、
スペクトルのドップラー処理の技術分野の当業者において周知である。本書に記
述したステップは、簡単化した例であり、スペクトルのドップラー処理が産業界
において一般的であるので、それ以上は記述しない。
ーが同時に届いたとき、所定のゲートでのスペクトルパラメータの検出の精度を
改善する。これは、他のコードからのエネルギーが受信フィルタを通るとき同じ
コヒーレントゲインを経験しないからである。1例として、図13及び14を参
照すると、パルスP1,1及びP2,2が、それぞれ、時間t1及びt2で送られて、所
定のゲートからの往復送信時間に関連する同じ時間t3に到達する。距離r2(r 2 はr1の半分に等しい)の「ゴースト」ゲートの中での、v2のような運動が、
望ましくないドップラーシフトを、距離r1の所望のゲートに関連する、検出ス
ペクトルに誘導する。これは、パルスP1、1が所定のゲートに達したときパルス
P2,2が送られるので生じる。時間t1及びt2での個別のコードと時間t1におい
て波形がマッチした受信パルス圧縮デコーダを用いることにより、「ゴースト」
ゲートからの信号は、時間t3で縮小され、瞬間的な時間について殆どコヒーレ
ントゲインを経験しないであろう。このことがアーティファクトを最小にする。
の使用に関して、一次パルスと二次パルスの間の時間は、臨床上のユーティリテ
ィ(有用性)を変更する。
可能な速度を増大するのに用いることができ、あるいは、最大の検出可能な速度
を増大しないで評価(又は算出)精度を改善するのに用いることができる。これ
は選択事項である。二次パルスが最大検出可能速度を増大するのに用いられない
場合、N+Mパルスの最終データセットは、1/10程にされて、新しいデータ
サブセットの各々がFFTアルゴリズムで処理されることができる。例えば、全
偶数番号パルスがセット1に含まれ、全奇数番号パルスがセット2に含まれるよ
うにできる。3つ若しくはそれ以上のセット又はサブセットについては、2つの
一次パルスの間に2以上の二次パルスが可能である。パラメータ−スペクトルが
各セットについて生成されて、スペクトルは表示の前に平均化される。二次パル
スが最大検出可能速度を増大するのに用いられる場合、全N+MパルスがFFT
アルゴリズムによって処理される。
価するのを可能にし、スペクトルドップラー処理のための周知のロバストFFT
を利用する。
スは、最大検出可能速度を増大するのには用いられない。これは、増大した速度
リミットでパラメータ−スペクトル評価するのに用いるサンプルの総数は2つの
隣接一次パルスの間で起動した二次パルスの総数+1に等しいからである。(こ
れは、第1の一次パルスと第1の二次パルスの間の時間が、時間的に隣接する2
つの二次パルスの時間に等しいと仮定する。)このありそうな少数のパルスは、
十分なSNR及びスペクトル分解を用いて臨床的に有用なスペクトルドップラー
波形を生成するのには不十分である。その代わり、それらのパルスは、スペクト
ルの評価精度を増大させるのには好ましく処理される。N+M個のパルスから2
つ若しくはそれ以上のサブセットが生成されて、個々のスペクトルが一緒に平均
化される。
ディング 普通の自己相関アルゴリズムを基にして運動を評価するのに用いる各パルスのエ
ンコーディング及びデコーディングは、上記セクション4で記述したのと同じで
ある。この方法とスペクトルドップラー処理を改善する方法との違いは、デコー
ディング処理の後に完了する固有の処理に特定されることである。FFTアルゴ
リズムを用いて受信パルスを処理する代わりに、自己相関アルゴリズムが選択し
たイメージエリア内の各サンプルしたロケーションに適用される。そのアルゴリ
ズムは、各ロケーションにおいて、運動の平均速度、エネルギー及び分散を評価
する。
択されるエリアに基づいている。好ましい表示方法が図15に示されている。デ
ィスプレイエリアの最初に選択された最大深さによって決定されるPRIを持つ
一次パルスに加えて、追加の二次パルスが選択エリア内のデッドゾーン50に付
与される。受信機が、より顕著な信号強度の能動送信機によってデータ破損させ
られるので、運動の評価が正確には表示され得ないところにデッドゾーンが存在
する。このデッドゾーンのレンジの拡張が、与えられた遅延プロファイル(遅延
カーブ)に関して、最初の送信二次パルスの開始と最後の送信二次パルスの終了
の間の差によって決定される。2つ以上の二次パルス遅延プロファイルが2つの
一次パルス送信に対応する遅延プロファイルの間に存在する場合、2つ以上のデ
ッドゾーンが存在するであろう。運動の評価の好ましいディスプレイエリア52
は、運動評価のための最大ディスプレイエリアにレンジにおいて最も近いデッド
ゾーンを基にして自動的に選択される。運動評価の代わりのディスプレイエリア
54は、デッドゾーン50より浅い深さのところに提供される。これらに代わる
ものとして、最初に選択されたディスプレイエリアは、運動評価が存在しないデ
ッドゾーンを通して示すバックグラウンドエリア56からのイメージとともに、
その全体で用いられてもよい。
びコントラストエージェント検出の特異性を改善するのに用いられる。マルチパ
ルスインソニフィケーション(多数パルスによる高調波による音響ホログラフの
作成)の間にわずかなエージェント分裂がある場合、極性が変わるパルスが基本
波ドップラー信号と二次高調波ドップラー信号とをスペクトル的に分離するのに
用いることができる。式4で示される非線型(ノンリニア)位相変調関数が、パ
ルスインデックスに依存する一定の位相項を追加することによって修正される。
FSC送信されたパルスのアンサンブル(集団)については、インデックス1か
らインデックスFSCを用いて、新しい位相変調関数が、インデックスnの各パ
ルスについて、以下のように表される。 φ′=φ(t)+(n−1)π 交互に変更する位相反転を用いることによって、基本波ドップラースペクトル及
び高調波ドップラースペクトルが図25に図示のように分離される。ドップラー
周波数軸は、パルス繰り返し周波数PRF(=1/PRI)によって正規化され
ている。
るエネルギー26と、基本周波数を含む奇数高調波におけるフローに応答するエ
ネルギー28と、偶数高調波におけるクラッターに応答するエネルギー30と、
偶数高調波におけるフローに応答するエネルギー32とを含む。これらの応答の
各々は、ピークエネルギーと、そのピークエネルギーに関係する周波数と、分散
とに関して定義される。ここで、ff1,clt及びff2,cltは、それぞれ、基本周波数
及び偶数高調波におけるフロー信号の平均周波数を表し、ff1,flw及びff2,flwは
、それぞれ、基本周波数及び偶数高調波におけるクラッター信号の平均周波数を
表し、σ2 f1,clt及びσ2 f2,cltは、それぞれ、基本周波数及び偶数高調波におけ
るクラッターの分散及び比例バンド幅を表し、σ2 f1,flw及びσ2 f2,flwは、それ
ぞれ、基本周波数及び偶数高調波におけるフローの分散及び比例バンド幅を表し
、Ef1,clt及びEf2,cltは、それぞれ、基本周波数及び偶数高調波におけるクラッ
ター信号のエネルギーを表し、Ef1,flw及びEf2,flwは、それぞれ、基本周波数及
び偶数高調波におけるフロー信号のエネルギーを表し、f1は、基本周波数及びお
そらく一部の奇数高調波による成分を表し、そして、f2は、第2高調波のような
偶数高調波による成分を表す。
数及び/又は高調波成分のそれぞれのクラッターエネルギー26及び30を、減
少させてもよい。例えば、PRFの1/2及び−1/2に関連するゼロ周波数の
エネルギーを減少させるバンドパスフィルタは、基本周波数及び高調波成分を減
少させる。ローパスフィルタを使用して、基本周波数成分のクラッターエネルギ
ー26を除去するだけでなく、所望ならば、基本周波数のフローエネルギーを除
去してもよい。これらのタイプのフィルタは、その後図1のプロセッサ28又は
30においてパレメータの評価を行うために、第2高調波のフロー信号のような
関係するフロー信号を維持する。関係する信号の高調波信号を維持しながら基本
周波数信号成分を選択的に抑制することができ且つ改良されたSNRについて各
パルスに対して非線形位相コーディングを適用できるので、コントラストエージ
ェント特異性を、開示されたパルス圧縮技術を使用することなく可能であるもの
以上に大きく増大させることができる。
ことができる。第1のコード化超音波パルスが第1の送信ラインを通して体内に
送信される。この送信パルスは、上述したように第1のコードで変調され、この
第1パルスに応答して、関連の受信信号がその体から得られる。その後、少なく
とも1つの第2超音波パルスが体内に送信される。この第2のパルスは、送信包
絡線位相及び極性の少なくとも1つで第1のパルスと相違しており、そして、第
2パルスもコード化されている。第1と第2のパルスは、従来のパルス反転技術
の場合と同じ走査線に沿って方向づけすることができる。これとは別に、第1と
第2のパルスを、1999年3月31日出願の米国特許出願第09/282,3
96号明細書に記載されているように、空間的に区別されるが近接して隔置され
た走査線に沿って方向づけすることができる。受信信号は、第2の送信パルスに
応答して体から得られる。その得られた受信信号は、その後、パルス圧縮フィル
タ(そのフィルタは上述したタイプのものであっても良い)に加えられる。第1
及び第2の送信パルスに関係するパルス圧縮受信信号が、その後混合される。上
記米国特許出願第09/282,396号明細書に記載されているように、この
混合を使用して第2高調波成分を高めながら基本波成分を抑制するか又は基本波
成分を高めながら第2高調波成分を抑制することができる。その後、カラードッ
プラー像形成、スペクトルドップラー像形成、動作処理像形成及び歪み像形成を
含む像形成モードの画像処理ステップにおいて、その混合された圧縮受信信号を
処理することができる。所望ならば、混合ステップと画像処理ステップとの間に
クラッターフィルタを配置することができ、また、或る実施例では、そのクラッ
ターフィルタを使用して混合ステップを実施することができる。 (別の実施例) 上記実施例は、コード化波形を組織高調波像形成及びコントラストエージェン
ト付き像形成に適用した例について述べている。コントラストエージェントに特
有の別の実施例について以下説明する。或る別の実施例は、低い圧力振幅におい
て送信パルスの時間間隔を増大させてコントラストエージェントを破壊すること
なくSNRを改善する。時間拡張励起を使用してコントラストエージェントの整
数又は少数の高調波を励起することができる。第2の別の実施例は、第1の別の
実施例の圧力振幅よりも大きいが最大値よりも小さな圧力振幅で送信されたパル
ス幅を増大させ、一部のコントラストエージェントを破壊しながらSNRを改善
する。検出された非線形コントラストエージェント信号と組織信号との間の最適
な画像コントラストが、最大値よりも小さな送信圧力において得られるので、増
大されたSNRが画像の質及びコントラストを改善することができる。
増大されたときに、コントラストエージェントの高調波像形成は、解像度を損失
することなくSNRを増大させる。しかしながら、低送信電圧、従って、低音響
圧力における像形成のようなコントラストエージェント像形成に特有の付加的な
利点がある。第1に、低送信電圧を使用することは、コントラストエージェント
の破壊を減少させる。長い持続時間(高い時間−バンド幅積)を有する低音響圧
力送信パルスは、コンパクトで高い音響圧力送信パルスよりもコントラストエー
ジェントを破壊することが少ないと確信される。第2に、減少した音響圧力にお
いて、コントラストエージェント非線形散乱が、非線形伝播高調波信号の組織散
乱に対して増大される。これについては、1つには、高い音響圧力においては、
入射エネルギーが消散されるか又は第2高調波散乱に変換されるのではなく分周
波若しくは高次の高調波に変換されるにつれて、コントラストエージェントによ
る散乱には、飽和効果があるからであると説明される。その結果、コントラスト
エージェント高調波信号と組織高調波信号との間のコントラストは、高い音響圧
力よりも低い圧力において大きくなる。
ージェントを像形成することは有利である。しかしながら、これらの低い音響圧
力においては、SNRが大きく低下する。本発明において上述したパルス拡張及
び圧縮を使用して、軸方向解像度を犠牲にすることなくSNRの一部を回復する
ことができる。実際、時間平均化パルスパワーに関するFDA制限のような総パ
ルスエネルギーの限界下に留まりながらピーク振幅における減少が長いパルス送
信を可能にするので、高い時間−バンド幅積は、組織高調波像形成よりもコント
ラストエージェント像形成の方に対して耐えられる。100よりも大きな時間−
バンド幅積は、多くの理由で実用的でない。これらの長いパルスは、当業界に共
通な従来のダイナミック受信フォーカシングを使用するときに、受け入れ不可能
なほど高いレンジのローブを生じることなく正確にデコードすることができない
。このダイナミック受信フォーカシングで長いパルスをデコードするのに関連す
る不正確さを避けるために、パルス圧縮フィルタを何度も折り重ねることができ
、各折り重ねを、ダイナミック時間遅延を加える前に各受信ビーム形成チャンネ
ルの後ろに配置することができる。しかしながら、多くの要素及びシステムチャ
ンネルを有する多くの実用的なフェーズドアレイトランスジューサシステムでは
、コスト及び複雑性が法外なものとなる。従来の受信機は送信機が不動作になる
まで聞くことができないので、長いパルスは、スタンドオフパッドを使用しなけ
れば近フィールド像形成も不可能にする。
もかなり複雑であり、この散乱に対するモデルは、多数のx2(t)次の項を含み、
ここで、x(t)は入射送信パルスである。例えば、正確なモデルは、次の項を含
む。
いて、コントラストエージェントによる第2高調波散乱をx2(t)により表す近似
を使用することにより良好な結果が得られる。これにより、次の散乱された第2
の高調波信号が導かれる。
合するような受信パルス圧縮フィルタを設計することによりいくらか良好な結果
が得られる。
ェント用の適切に設計された受信パルス圧縮フィルタと共にリニアでない位相変
調された送信パルスを用いることによって、有利な結果が得られる。他の送信極
性技術が、特に、図2〜9の記載における項目3および好適な実施の形態の例の
項目7に記載されている。一般に、送信パルス電圧を減少することは、効果的に
基本信号の抑圧を減少して、ティッシュのリニアでない伝播から基本信号レベル
に対して第2高調波信号レベルを減少する。さらに、送信および受信における大
きな時間‐帯域幅の積を使用することは、送信および受信における有限のフィル
タ長による基本信号の抑圧の減少につながる。いずれの場合においても、他の極
性送信パルスと空間的にコリニアな、または空間的に異なるビームの事前検出組
合せは、ティッシュから散乱する基本波の抑圧を増加するために用いることがで
きる。これにより、コントラストエージェント特性が改善され、受けることがで
きない高い基本的な信号レベルからの重要なアーティファクツのない軸の詳細な
解像度が増加される。上述のリニアでない位相変調送信パルスは、1から送信パ
ルスの数までの指数nのそれぞれの連続送信パルスに対して、以下の他の位相期
間で変調される。
ングの双方に関連した前の説明の殆どは、受信機が受信した高調波パルスの整合
されたフィルターリングを行なう好適な実施の形態に集中した。ある場合には、
送信パルスにおけるより受信での狭帯域または広帯域のいずれかを用いることが
望ましい。その場合、受信機は、受信機の位相歪(位相対周波数)に対して受信
した高調波パルス(位相対周波数)の位相歪を補償するように選択されるのが望
ましい。これは高調波パルスの周波数スイープと幾らか異なる受信の一時的な周
波数スイープを含む。例えば、前に説明したガウス送信パルスが用いられた場合
、高調波信号は、以下の数式によって近似される。
度のための伸張された高調波信号を最適に圧縮するために、受信機の位相対周波
数は、到来する高調波信号の離散(位相対周波数)を最良に元に戻すために決め
られるのが好ましい。パルス‐圧縮受信機を設計する他の方法は、特に受信機の
帯域幅が高調波信号の帯域幅より狭くするべきときに、好適な整合された受信機
を設計し、帯域幅を減少するために生じた出力信号をろ波することである。これ
により、最適な圧縮、したがって高調波信号の軸解像度を保証する。
すべきである。これは、送信および受信スペクトルが最大の軸解像度および信号
エネルギーを与え、一方基本波または望ましくない高調波のいずれかからの貢献
を最小にし、および受信信号へのサブ高調波を最小にする場合、受信信号の整数
高調波またはサブ高調波のイメージングに対して特に正しい。
1つの方法は、高い時間‐帯域幅積および単調な瞬時周波数変調に対して、
は、医療の超音波応用に対して有用である、2または4程度の低い高い時間‐帯
域幅の積に対して得られる。上述の形状のパルスに関連した高調波スペクトルは
サ、デコーダ、画像プロセッサ、およびスキャンコンバータのハードウエハを本
発明に使用することができる。平坦な、曲面の、または他の形状のPZTおよび
他の材料の1、1+1/2、および2次元の位相アレイを含む適切なトランスジ
ューサを用いることができる。
、送信機を形成することができる。図16、17、および18は、プログラム可
能な波形発生器を用いる他の送信機の実施の形態を示す。図16において、送信
ビーム形成器は遅延装置62によって図示されている。図16の実施の形態にお
いて、プログラム可能な波形発生器60aは、第1のコードを用いてコード化さ
れた送信波形を発生し、プログラム可能な波形発生器60bは、第1のコードと
異なる第2のコードを用いてコード化された送信波形を発生する。好ましくは、
プログラム可能な波形発生器60a、60bは、それぞれの送信ビームによって
生じる干渉を最小にするために実質的に直交している。プログラム可能な波形発
生器60aによって発生され、遅延装置62によって遅延された送信波形は、ト
ランスジューサの第1のサブアパーチャへ与えられ、そしてプログラム可能な波
形発生器60bによって発生され、遅延装置62によって遅延された送信波形は
、トランスジューサの第2のサブアパーチャへ与えられる。遅延装置62は、そ
れぞれの送信ビームの所望のフォーカルパターンを形成する時間遅延を導くよう
にプログラムされる。多くの場合、この所望のフォーカルパターンは単一点フォ
ーカスを有する。
発生された送信波形が遅延装置62によって時間遅延した後合算器64によって
合算される点を除いて、図16の実施の形態と同様である。この実施の形態にお
いて、第1のコードおよび第2のコードを用いる送信波形は、トランスジューサ
の全アパーチャに与えられる。
0aからのコード化された送信波形が第1のサブアパーチャに与えられ、そして
遅延装置62によって遅延された、プログラム可能な波形発生器60bからのコ
ード化された送信波形が第2のサブアパーチャに与えられる。この場合、第1と
第2のサブアパーチャは、部分的に重なっており、この理由のために、合算器6
4は、合計された送信波形を両方のサブアパーチャに含まれるトランスジューサ
素子へ与える前に、それぞれのプログラム可能な波形発生器60a、60bから
の送信波形を合算する。
2のサブアパーチャを重ねないで送出される点において、図16の実施の形態と
同様である他の実施の形態を示す。図19の実施の形態において、インパルス発
生器66はインパルスを第1と第2のコーディングフィルタ68a、68bへ与
える。コーディングフィルタ68a、68bは、それぞれコード化された送信波
形を発生することによってインパルスに応答し、それらは遅延装置70に与えら
れ、且つその後それぞれのサブアパーチャのトランスジューサ素子に与えられる
。
チャを横切る同じリニアでない位相変調関数を用いる送信機の例を示す。したが
って、リニアでない位相変調関数は、それぞれのアパーチャを横切って空間的に
不変である。これは、本発明の譲渡人に譲渡されたHossack他の米国特許第5、60
8,690号明細書に記載された周波数依存のフォーカスシステムとは全く異なって
いる。Hossack他の特許に記載されたシステムにおいて、位相変調関数は、所望
の周波数依存焦点を生成するために、トランスジューサの面を横切って変化する
。
を示す。図20において受信機は、mの個別受信ビームフォーマー70a...7
0mを含み、ビームフォームされた受信信号は、mの個別対応パルス圧縮フィル
タ72a−72mに印加される。フィルタ72a−72mによって生成された出
力信号は、画像処理プロセッサ74に印加される。この実施例は、並列パルス圧
縮フィルタの例であり、かつこれに関して図1の実施例に類似する。
するためにタイム・インタリービング技術を使用する。図21の実施例では、ト
ランスデューサ素子からのエコー信号をビームフォームしかつパルス圧縮フィル
タ78にビームフォーム受信信号を供給する単一受信ビームフォーマー76が存
在する。パルス圧縮フィルタは、mの異なるパルス圧縮コードのいずれか一つに
素速くプログラムすることができるプルグラマブル・デジタル・パルス圧縮フィ
ルタであるのが好ましい。フィルタ78の出力は、画像処理プロセッサ80に印
加される。図21の実施例では、インタリービングは、サンプリング周波数又は
連続送信事象間の時間間隔のいずれかのスケールで発生する。 (結論的付記) フレーム・レート、SNR、又は測定精度を向上するためにコード化送信ビー
ムを利用する多くの改良された方法及びシステムが説明されたということが上記
から分かるであろう。
”は、パルスの零交差が時間において不均等に離間されるような非線形位相変調
を有する送信パルスを広く称することを意図している。そのようなパルスは、振
幅変調されうるか又はされえない。本発明の範疇内のコード化送信ビームを形成
するために上述したように広範な様々な非線形位相変調関数を用いることができ
るが、チャープ・パルスのような周波数変調パルスは、コード化送信ビームのよ
く知られた例である。
意図する。それゆえに、送信事象は、かなりの期間に拡張しうるが、トランスデ
ューサの全てのトランスデューサ素子は、単一送信事象内の瞬間零交差時間より
も長くは零電圧で同時には残らない。
することを広く意図する。例えば、これらは、2、1/2、及びβ階の高調波を
それぞれ含みうるが、これらの例に限定されない。
ある。このような理由で、この詳細な説明は、説明だけを意図するものである。
本発明の範疇を規定することを意図するものは、全ての同等物を含む、特許請求
の範囲だけである。
ロック図である。
ド化FM送信パルス(時間・帯域幅積は4に等しい)、送信信号の位相、および
送信信号の瞬間周波数のグラフである。
た従来からの組織第2高調波信号、図2bの送信パルスに関連した組織第2高調
波信号、組織信号の位相、および組織信号の瞬間周波数のグラフである。図3a
及び図3bには、組織の基本信号の包絡線も示してある。
フィルタ、図3bの受信パルスに対する第2高調波デコード受信ベースバンドフ
ィルタ、FMコード化送信パルスに対する基本デコード受信ベースバンドフィル
タ、デコード受信フィルタの位相、そして検出された出力のグラフである。
、図6dは、時間・帯域幅積が8であるコード化送信信号に関するものである。
図7b、図7c、図7dは、図6bの送信パルスに関連する組織第2高調波信号
に関するものである。
eは、図6bの送信信号に関連する基本波及び高調波のエコーのコード化フィル
タ及び信号に関するものである。
ラインに沿って同じアパーチャから放射されるイメージングモードの概略図であ
る。
れの重なり合うサブアパーチャから放射されるイメージングモードの概略図であ
る。
アパーチャから送出されるイメージングモードの概略図である。
が時間的に交互に現れている。
るのに用いることができる、いくつかの時間に対する周波数変調関数のダイアグ
ラムである。
相関数のダイアグラムである。
ラムである。
Claims (107)
- 【請求項1】 医療診断超音波映像システムの位相アレー・トランスデュー
サ・プローブのための超音波送信方法であって、 (a)第1のコードで変調された第1のコード化超音波送信ビームを第1の送信
ビーム方向に沿って体内に送り出す段階と; (b)前記第1のコードとは異なる、第2のコードで変調された第2のコード化
超音波送信ビームを、前記第1の送信ビームが組織を離れる前に、前記第1の送
信ビーム方法とは空間的に異なる、第2の送信ビーム方向に沿って体内に送り出
す段階とを具備することを特徴とする超音波送信方法。 - 【請求項2】 医療診断超音波映像システムの位相アレー・トランスデュー
サ・プローブのための超音波送信方法であって、 (a)第1のコードで変調された第1のコード化超音波送信ビームを、優先フォ
ーカスにより選択方向に沿って体内に送り出す段階と; (b)前記第1のコードとは異なる、第2のコードで変調された第2のコード化
超音波送信ビームを、前記第1の送信ビームが組織を離れる前に、同様なフォー
カスにより同じ方向に沿って体内に送り出す段階とを具備することを特徴とする
超音波送信方法。 - 【請求項3】 前記トランスデューサ・プローブは、複数のトランスデュー
サ素子を備え、前記段階(a)及び(b)は、前記素子に対応送信波形を供給す
る段階を具備し、前記第1のコード化ビームからの各素子における前記送信波形
は、前記第2のコード化ビームからの前記送信波形と時間において実質的にオー
バーラップすることを特徴とする請求項2に記載の方法。 - 【請求項4】 前記トランスデューサ・プローブは、複数のトランスデュー
サ素子を備え、前記段階(a)及び(b)は、前記素子に対応送信波形を供給す
る段階を具備し、前記第1のコード化ビームからの各素子における前記送信波形
は、前記第2のコード化ビームからの前記送信波形と時間においてオーバーラッ
プせず、かつ前記第1のコード化ビーム送信波形が終るときに前記第2のコード
化ビーム送信波形が始まることを特徴とする請求項2に記載の方法。 - 【請求項5】 前記トランスデューサ・プローブは、複数のトランスデュー
サ素子を備え、前記段階(a)及び(b)は、前記素子に対応送信波形を供給す
る段階を具備し、前記第1のコード化ビームからの各素子における前記送信波形
は、前記第2のコード化ビームからの前記送信波形と時間においてオーバーラッ
プせず、かつ前記第1のコード化ビーム送信は計は、前記第1のコード化ビーム
送信波形の後のノン・ゼロ・ポジティブ時間で始まることを特徴とする請求項2
に記載の方法。 - 【請求項6】 前記第1及び第2のFMコードは、実質的に直交することを
特徴とする請求項1または2に記載の方法。 - 【請求項7】 前記第1及び第2の送信ビームは、単一送信事象に含まれる
ことを特徴とする請求項1または2に記載の方法。 - 【請求項8】 前記第1及び第2の送信ビームは、個別送信事象に含まれる
ことを特徴とする請求項1または2に記載の方法。 - 【請求項9】 前記個別送信事象は、身体で問題がある領域に対する往復エ
コー時間よりも少ない時間で離間されることを特徴とする請求項1または2に記
載の方法。 - 【請求項10】 前記段階(a)は、トランスデューサ・プローブの第1の
サブアパーチャにより前記第1の送信ビームを送り出す段階を具備し、前記段階
(b)は、前記第1のサブアパーチャと異なる、トランスデューサ・プローブの
少なくとも第2のサブアパーチャにより前記第2の送信ビームを送り出す段階を
具備することを特徴とする請求項1または2に記載の方法。 - 【請求項11】 ステップ(a)が、当該トランスジューサプローブのトラ
ンスジューサ要素の第1のセットを用いて当該第1の送信ビームを送出するステ
ップを含み、ステップ(b)が、当該トランスジューサプローブの、少なくとも
トランスジューサ要素の第2のセットを用いて当該第2の送信ビームを送出する
ステップを含む、請求項1又は2に記載された方法。 - 【請求項12】 当該第1のセットが当該第2のセットと重なり合わない、
請求項11に記載された方法。 - 【請求項13】 当該第1のセットが当該第2のセットと重なり合う、請求
項11に記載された方法。 - 【請求項14】 当該第1のセットが当該第2のセットと同一である、請求
項11に記載された方法。 - 【請求項15】 当該第1及び第2の送信ビームが、異なる焦点距離で集束
される、請求項1に記載された方法。 - 【請求項16】 当該第1及び第2の送信ビームが、共通の焦点距離で集束
される、請求項1又は2に記載された方法。 - 【請求項17】 ステップ(a)及びステップ(b)が、上記第1及び第2
の符号化された超音波送信ビームを、当該フェーズドアレイトランスジューサプ
ローブのそれぞれ対応する第1及び第2のアパーチャから送出するステップを含
み、各々の上記アパーチャがそれぞれ対応する複数のトランスジューサ要素を含
む、請求項1又は2に記載された方法。 - 【請求項18】 ステップ(a)及びステップ(b)が、各アパーチャに対
し、それぞれ対応する集束時間遅れのプロファイルを適用するステップを含む、
請求項17に記載された方法。 - 【請求項19】 当該第1及び第2の符号の少なくとも一つが、包絡線期間
の半分の時点を中心として時間的に対称的である変調関数で振幅変調される、請
求項1又は2に記載された方法。 - 【請求項20】 当該第1及び第2の符号の少なくとも一つが、包絡線期間
の半分の時点を中心として時間的に非対称的である変調関数で振幅変調される、
請求項1又は2に記載された方法。 - 【請求項21】 当該第1及び第2の符号の少なくとも一つが、実質的に一
様な変調関数で振幅変調される、請求項1又は2に記載された方法。 - 【請求項22】 当該第1及び第2の符号の少なくとも一つが、実質的に一
様でない変調関数で振幅変調される、請求項1又は2に記載された方法。 - 【請求項23】 当該第1及び第2の符号の少なくとも一つが、時間的に連
続する変調関数で振幅変調される、請求項1又は2に記載された方法。 - 【請求項24】 当該第1及び第2の符号の少なくとも一つが、時間的に非
連続の変調関数で振幅変調される、請求項1又は2に記載された方法。 - 【請求項25】 当該第1及び第2の符号の少なくとも一つが、包絡線期間
の半分の時点を中心として時間的に対称的である位相変調関数で位相変調される
、請求項1又は2に記載された方法。 - 【請求項26】 当該第1及び第2の符号の少なくとも一つが、包絡線期間
の半分の期点を中心として時間的に非対称的である位相変調関数で位相変調され
る、請求項1又は2に記載された方法。 - 【請求項27】 当該第1及び第2の符号の少なくとも一つが、各々の送信
ビームのスペクトルピークを中心として周波数的に対称的である位相関数対周波
数スペクトルで位相変調される、請求項1又は2に記載された方法。 - 【請求項28】 当該第1及び第2の符号の少なくとも一つが、各々の送信
ビームのスペクトルピークを中心として周波数的に非対称的である変調関数対周
波数スペクトルで位相変調される、請求項1又は2に記載された方法。 - 【請求項29】 (a)当該第1及び第2の送信ビームに応じて、身体から受信信号を獲得し、 (b)当該受信信号のうち少なくともいくつかを、第1のパルス圧縮関数によっ
て特徴付けられる第1の圧縮フィルタに与え、 (c)受信信号のうち少なくともいくつかを、当該第1のパルス圧縮関数とは異
なる第2のパルス圧縮関数によって特徴付けられる第2の圧縮フィルタに与える
ステップ、 を更に含む、請求項1に記載された方法。 - 【請求項30】 (a)当該第1及び第2の送信ビームに応じて、身体から受信信号を獲得し、 (b)受信信号のうち少なくともいくつかを、第1のパルス圧縮関数によって特
徴付けられる第1の圧縮フィルタに与え、 (c)受信信号のうち少なくともいくつかを、当該第1のパルス圧縮関数とは異
なる第2のパルス圧縮関数によって特徴付けられる第2の圧縮フィルタに与える
ステップ、 を更に含む、請求項2に記載された方法。 - 【請求項31】 (f)イメージングモードでの当該第1及び第2の圧縮フィルタによって発生さ
れた圧縮受信信号をイメージ処理するステップ、 を更に含む、請求項29又は30に記載された方法。 - 【請求項32】 イメージングモードが、Bモードイメージング,カラード
ップラーーイメージング,パルス反転高調波ドップラーイメージング,スペクト
ルドップラーイメージング,運動処理イメージング,ひずみイメージング,二次
元イメージング,三次元イメージング,基本周波数・積分高調波周波数・部分高
調波周波数・サブ高調波周波数及び超高調波周波数の少なくとも一つによるイメ
ージング,コントラストエージェントイメージング,組織高調波イメージング及
びこれらの組合せ、からなる群から選択される、請求項30に記載された方法。 - 【請求項33】 (a)第1の符号で変調された、第1の符号化された超音波送信ビームを体内に
送出し、 (b)当該第1の符号とは異なる第2の符号で変調された、第2の符号化された
超音波送信ビームを、当該第1の送信ビームが身体を去る前に体内に送出し、 (c)当該第1及び第2の送信ビームに応じて、身体から受信信号を獲得し、 (d)当該受信信号のうち少なくともいくつかを、第1のパルス圧縮関数によっ
て特徴付けられた第1の圧縮フィルタに与え、 (e)当該受信信号のうち少なくともいくつかを、当該第1のパルス圧縮関数と
は異なる第2のパルス圧縮関数によって特徴付けられる第2の圧縮フィルタに与
え、 (f)イメージングモードでの当該第1及び第2の圧縮フィルタによって発生さ
れた圧縮受信信号をイメージ処理するステップ、 を含み、 当該送信ビームは、各送信ビームに対応付けられる、それぞれのトランスジュ
ーサアパーチャ全体において空間的に一様な、それぞれの位相変調関数によって
特徴付けられ、 イメージングモードは、自動相関処理を用いたカラードップラーイメージング
,パルス反転高調波ドップラーイメージング,スペクトルドップラーイメージン
グ,運動処理イメージング,ひずみイメージング及びこれらの組合せ、を含む群
から選択される、 医療診断超音波イメージング方法。 - 【請求項34】 イメージングモードが、二次元イメージング,三次元イメ
ージング,高調波周波数イメージング,コントラストエージェントイメージング
,組織高調波イメージングの少なくとも一つによって特徴付けられる、請求項2
9又は30に記載された方法。 - 【請求項35】 各圧縮フィルタの入力での特定の周波数において、当該第
1及び第2のパルス圧縮関数が、当該第1及び第2の符号と、それぞれ振幅及び
位相において実質的に一致する、請求項29,30あるいは33に記載された方
法。 - 【請求項36】 各圧縮フィルタの入力での特定の周波数において、当該第
1及び第2のパルス圧縮関数が、当該第1及び第2の符号と、それぞれ位相にお
いて実質的に一致する、請求項29,30あるいは33に記載された方法。 - 【請求項37】 当該第1及び第2のパルス圧縮関数が、各圧縮フィルタの
入力での、対応する受信信号包絡線と異なる包絡線によって特徴付けられる、請
求項36に記載された方法 - 【請求項38】 当該第1及び第2のパルス圧縮関数が、振幅的に各々実質
的に均一である、請求項36に記載された方法。 - 【請求項39】 当該第1及び第2のパルス圧縮関数のうち少なくとも一つ
が、包絡線期間の半分の時点を中心として時間的に対称的である振幅変調を提供
する、請求項29,30あるいは33に記載された方法。 - 【請求項40】 当該第1及び第2のパルス圧縮関数のうち少なくとも一つ
が、包絡線期間の半分の時点を中心として時間的に非対称である振幅変調を提供
する、請求項29,30あるいは33に記載された方法。 - 【請求項41】 当該第1及び第2のパルス圧縮関数のうち少なくとも一つ
が、時間的に連続する関数の振幅変調を提供する、請求項29,30あるいは3
3に記載された方法。 - 【請求項42】 当該第1及び第2のパルス圧縮関数のうち少なくとも一つ
が、時間的に非連続の関数の振幅変調を提供する、請求項29,30あるいは3
3に記載された方法。 - 【請求項43】 当該第1及び第2のパルス圧縮関数のうち少なくとも一つ
が、包絡線期間の半分の時点を中心として時間的に対称的な位相変調を提供する
、請求項29,30あるいは33に記載された方法。 - 【請求項44】 当該第1及び第2のパルス圧縮関数のうち少なくとも一つ
が、包絡線期間の半分の時点を中心として時間的に非対称な位相変調を提供する
、請求項29,30あるいは33に記載された方法。 - 【請求項45】 パルス圧縮関数のうち少なくとも一つが、信号スペクトル
ピークを中心として周波数的に対称な、位相関数対周波数スペクトルを提供する
、請求項29,30あるいは33に記載された方法。 - 【請求項46】 パルス圧縮関数のうち少なくとも一つが、信号スペクトル
ピークを中心として周波数的に非対称な、位相関数対周波数スペクトルを提供す
る、請求項29,30あるいは33に記載された方法。 - 【請求項47】 当該符号のうち少なくとも一つが振幅変調によって特徴付
けられる、請求項29,30あるいは33に記載された方法。 - 【請求項48】 当該パルス圧縮関数のうち少なくとも一つが振幅変調によ
って特徴付けられる、請求項29,30あるいは33に記載された方法。 - 【請求項49】 当該符号及びそれに対応付けられたパルス圧縮関数のうち
少なくとも一つが、ともに振幅変調によって特徴付けられる、請求項29,30
あるいは33に記載された方法。 - 【請求項50】 当該圧縮フィルタのうち少なくとも一つが、時間の関数と
して変化するインパルス応答によって特徴付けられる、請求項29,30あるい
は33に記載された方法。 - 【請求項51】 当該圧縮フィルタのうち少なくとも一つが、時間的に一定
のインパルス応答によって特徴付けられる、請求項29,30あるいは33に記
載された方法。 - 【請求項52】 当該第1及び第2のフィルタが同時に動作する、請求項2
9,30あるいは33に記載された方法。 - 【請求項53】 当該第1及び第2のフィルタが時間的に連続して動作する
、請求項29,30あるいは33に記載された方法。 - 【請求項54】 a)符号化された超音波送信ビームを体内に送出し、 b)当該送信ビームに応じて、身体から受信信号を獲得し、 c)パルス圧縮関数によって特徴付けられる圧縮フィルタに当該受信信号を与え
、そして、 d)イメージングモードで当該圧縮フィルタによって発生された圧縮受信信号を
イメージ処理するステップを含み、 当該送信ビームが、それぞれのトランスジューサアパーチャ全体で空間的に一
定の位相変調関数によって特徴付けられ、そして、 イメージングモードが、自動相関処理を用いたカラードップラーイメージング
,パルス反転高調波ドップラーイメージング,スペクトルドップラーイメージン
グ,ひずみイメージング,及びこれらの組合せを含む群から選択される、医療診
断超音波イメージング方法。 - 【請求項55】 当該送信ビームが符号によって変調され、当該パルス圧縮
関数が、所定の周波数における当該符号と、振幅及び位相において実質的に一致
する、請求項54に記載された方法。 - 【請求項56】 当該送信ビームが符号によって変調され、当該パルス圧縮
関数が所定の周波数における当該符号と位相において実質的に一致する、請求項
54に記載された方法。 - 【請求項57】 当該パルス圧縮関数が振幅において実質的に均一である、
請求項56に記載された方法。 - 【請求項58】 当該パルス圧縮関数が、包絡線期間の半分の時点を中心と
して時間的に対称的である振幅変調を提供する、請求項54に記載された方法。 - 【請求項59】 当該パルス圧縮関数が、包絡線期間の半分の時点を中心と
して時間的に非対称である振幅変調を提供する、請求項54に記載された方法。 - 【請求項60】 前記パルス圧縮関数は、究極的に連続関数である振幅変調
を供給する請求項54に記載の方法。 - 【請求項61】 前記パルス圧縮関数は、時間の不連続関数である振幅変調
を供給する請求項54に記載の方法。 - 【請求項62】 前記パルス圧縮関数は、約半分の包絡線持続期間、究極的
に対称である移相変調を供給する請求項54に記載の方法。 - 【請求項63】 前記パルス圧縮関数は、約半分の包絡線持続期間、究極的
に非対称である移相変調を供給する請求項54に記載の方法。 - 【請求項64】 前記パルス圧縮関数は、信号のスペクトルピークに関し周
波数が対称の周波数スペクトルに対する移相関数を供給する請求項54に記載の
方法。 - 【請求項65】 前記パルス圧縮関数は、信号のスペクトルピークに関し周
波数が非対称の周波数スペクトルに対する移相関数を供給する請求項54に記載
の方法。 - 【請求項66】 前記送信ビームは、振幅変調により特徴づけられたコード
で変調されている請求項54に記載の方法。 - 【請求項67】 前記パルス圧縮関数は、振幅変調により特徴づけられてい
る請求項54に記載の方法。 - 【請求項68】 前記送信ビームは振幅変調により特徴づけられたコードで
変調され、前記パルス圧縮関数は、振幅変調により特徴づけられている請求項5
64に記載の方法。 - 【請求項69】 前記圧縮フィルタは、時間の関数として変化するインパル
ス応答により特徴づけられている請求項54に記載の方法。 - 【請求項70】 前記圧縮フィルタは、時間を通して一定のインパルス応答
により特徴づけられている請求項54に記載の方法。 - 【請求項71】 医療診断イメージングシステムのフェーズドアレイトラン
スジューサプローブのための超音波送信機であって、 第1コードで変調された第1セットのコード化された送信波形を発生するよう
に作動し、第1送信ビームの方向に沿って第1送信ビームを形成するようにタイ
ミングをとる少なくとも1つの第1パルス発生器と、 第2コードで変調された第2セットのコード化された送信波形を発生するよう
に作動し、前記第1送信ビームの方向から空間的に異なる第2送信ビームの方向
に沿って第2送信ビームを形成するようにタイミングをとる少なくとも1つの第
2パルス発生器と、 前記第1及び第2パルス発生器のそれぞれと結合し、前記第1及び第2セット
の非線形の位相変調送信波形の両方の発生を開始するように作動するコントロー
ラと、 を備えていることを特徴とする超音波送信機。 - 【請求項72】 医療診断イメージングシステムのフェーズドアレイトランス
ジューサプローブのための超音波送信機であって、 第1コードで変調された第1セットのコード化された送信波形を発生するよう
に作動し、主要焦点で第1送信ビームを発生するようにタイミングをとる少なく
とも1つの第1パルス発生器と、 前記第1コードとは異なる第2コードで変調された第2セットのコード化され
た送信波形を発生するように作動し、同様の焦点で第2送信ビームを形成するよ
うにタイミングをとる少なくとも1つの第2パルス発生器と、 前記第1及び第2パルス発生器のそれぞれと結合し、前記第1及び第2セット
のコード化された送信波形の両方の発生を開始するように作動するコントローラ
と、 を備えていることを特徴とする超音波送信機。 - 【請求項73】 前記第1及び第2コードはお互いに実質的に直交している
請求項72又は73に記載の超音波送信機。 - 【請求項74】 前記コントローラは単一送信事象で前記第1及び第2セッ
トのコード化された送信波形の両方の発生を開始するように作動する請求項72
又は73に記載の超音波送信機。 - 【請求項75】 前記コントローラは別の送信事象で前記第1及び第2セッ
トのコード化された送信波形の発生を開始するように作動する請求項72又は7
3に記載の超音波送信機。 - 【請求項76】 前記第1セットの送信波形は第1セットのトランスジュー
サエレメントと関連し、前記第2セットの送信波形は第2セットのトランスジュ
ーサエレメントと関連している請求項72又は73に記載の超音波送信機。 - 【請求項77】 前記第1及び第2セットの送信機エレメントはオーバーラ
ップしない請求項76に記載の超音波送信機。 - 【請求項78】 前記第1及び第2セットのトランスジューサエレメントは
オーバーラップする請求項76に記載の超音波送信機。 - 【請求項79】 前記第1及び第2セットのトランスジューサエレメントは
お互いに同一である請求項76に記載の超音波送信機。 - 【請求項80】 前記第1及び第2セットの送信波形は異なる深さで焦点を
合せられている請求項72に記載の超音波送信機。 - 【請求項81】 前記第1及び第2セットの送信波形は共通の深さで焦点を
合せられている請求項72又は73に記載の超音波送信機。 - 【請求項82】 前記第1及び第2パルス発生の選択された1つと結合され
た複数のトランスジューサエレメントを備えたトランスジューサプローブと、 前記トランスジューサエレメントと結合された受信機であって、それぞれ異な
る第1及び第2パルス圧縮関数により特徴づけられた第1及び第2圧縮フィルタ
を備えた受信機と、 をさらに備えている請求項72又は73に記載の超音波送信機。 - 【請求項83】 前記第1及び第12パルス圧縮関数は、それぞれ前記第1
及び第2コードと実質的に一致している請求項82に記載の超音波送信機。 - 【請求項84】 前記受信機に結合されたイメージプロセッサであって、イ
メージングモードの前記第1及び第2圧縮フィルタにより発生された圧縮受信信
号を処理するように作動するイメージプロセッサをさらに備えている請求項82
に記載の超音波送信機。 - 【請求項85】 前記イメージングモードは、Bモードイメージング、カラ
ードップラーイメージング、パルス反転調波ドップラーイメージング、スペクト
ルドップラーイメージング、動作処理イメージング、歪みイメージング、2−D
イメージング、3−Dイメージング、基本整数調波、分数調波、低調波、及び超
音波調波の周波数の少なくとも1つでのイメージング、コントラストエージェン
トイメージング、組織調波イメージング、及びそれらの組合せからなるグループ
より選択される請求項84に記載の超音波送信機。 - 【請求項86】 前記イメージングモードは動作処理イメージングを含んで
いる請求項85に記載の超音波送信機。 - 【請求項87】 医療診断超音波イメージング方法であって、 (a)それぞれの送信ビームと関連した各トランスジューサのアパーチャを横
切る空間的に不変の各移相変調関数によりそれぞれ特徴づけられた複数のコード
化された超音波送信ビームを体内に放ち、 (b)前記送信ビームに応じて前記体内から複数の受信信号を得、 (c)自己相関アルゴリズム及びFFTアルゴリズムの少なくとも1つを使用
して前記受信信号を動作検知処理する、 ステップを備えていることを特徴とする方法。 - 【請求項88】 ステップ(a)で放たれた前記送信ビームはそれぞれ単一
の各焦点を備えている請求項87に記載の方法。 - 【請求項89】 それぞれの焦点は部分焦点である請求項88に記載の方法
。 - 【請求項90】 ステップ(a)の前記送信ビームは単一の送信事象に含ま
れた複数の第1送信ビームを備え、別の各移相変調関数により特徴づけられてい
る請求項87に記載の方法。 - 【請求項91】 ステップ(c)は前記受信信号をカラーフロー処理する請
求項87に記載の方法。 - 【請求項92】 ステップ(c)は前記受信信号をスペクトルドップラー処
理するステップを備えている請求項87に記載の方法。 - 【請求項93】 前記送信ビームは基本周波数により特徴づけられ、ステッ
プ(b)は基本周波数の1調波で前記受信信号を得るステップを備えている請求
項87に記載方法。 - 【請求項94】 前記移相変調関数は、それぞれ別の各送信事象と関連した
少なくとも2つの異なる位相変調関数を備えている請求項87に記載の方法。 - 【請求項95】 前記移相変調関数は、それぞれ別の各走査線と関連した少
なくとも2つの異なる位相変調関数を備えている請求項87に記載の方法。 - 【請求項96】 (d)ステップ(c)の動作検知処理とは異なるイメージ
ングモードで前記受信信号の少なくとも幾つかを処理し、 (e)表示のためステップ(c)及び(d)からの処理された受信信号を結合
する、 ステップをさらに結合する請求項87に記載の方法。 - 【請求項97】 ステップ(a)の少なくとも2つの前記送信ビームは、空
間的に異なる焦点により特徴づけられ、共通の送信事象で放たれている請求項8
7に記載の方法。 - 【請求項98】 ステップ(a)の少なくとも2つの前記送信ビームは、別
の各トランスジューサのサブアパーチャと関連し、別の各移相変調関数により特
徴づけられている請求項87に記載の方法。 - 【請求項99】 ステップ(a)の前記送信ビームは少なくと2つの別の移
相変調関数により特徴づけられている請求項91に記載の方法。 - 【請求項100】 前記少なくとも2つの別の移相変調関数は別の各送信事
象と関連している請求項99に記載の方法。 - 【請求項101】 ステップ(a)の前記送信ビームは少なくとも2つの別
の移相変調関数により特徴づけられている請求項92に記載の方法。 - 【請求項102】 前記少なくとも2つの別の移相変調関数は別の各送信事
象と関連している請求項101に記載の方法。 - 【請求項103】 第1コードで変調された第1のコード化された超音波送
信ビームを体内に放つための手段と、 前記第1送信ビームが体内を出る前に、前記第1コードとは異なる第2コード
で変調された第2のコード化された超音波送信ビームを前記体内に放つための手
段と、 前記第1及び第2送信ビームに応じて前記体内から受信信号を得るための手段
と、 第1パルス圧縮関数により特徴づけられた第1圧縮フィルタに少なくとも幾つか
の前記受信信号を振り向けるための手段と、 前記第1パルス圧縮関数とは異なる第2パルス圧縮関数により特徴づけられた
第2圧縮フィルタに少なくとも幾つかの前記受信信号を振り向けるための手段と
、 イメージングモードで前記第1及び第2圧縮フィルタにより発生された圧縮受
信信号をイメージ処理するための手段と、 とを備え、前記送信ビームは、各送信ビームと関連したそれぞれのトランスジュ
ーサのアパーチャを横切る空間的に不変の各移相変調関数によりそれぞれ特徴づ
けられ、 前記イメージングモードは、自己相関処理を使用するカラードップラーイメー
ジング、パルス反転調波ドップラーイメージング、スペクトルドップラーイメー
ジング、動作処理イメージング、歪みイメージング、及びそれらの組合せからな
るグループより選択される、 ことを特徴とする医療診断超音波イメージングシステム。 - 【請求項104】 a)コード化された超音波送信ビームを体内に放ち、 b)前記送信ビームに応じて前記体内から受信信号を得、 c)パルス圧縮関数により特徴づけられた圧縮フィルタに前記受信信号を振り
向け、 d)イメージングモードで前記圧縮フィルタにより発生された圧縮受信信号を
イメージ処理し、前記送信ビームは、それぞれのトランスジューサのアパーチャ
を横切る空間的に不変の各移相変調関数により特徴づけられ、 前記イメージングモードは、自己相関処理を使用するカラードップラーイメー
ジング、パルス反転調波ドップラーイメージング、スペクトルドップラーイメー
ジング、歪みイメージング、及びそれらの組合せからなるグループより選択され
る、 ことを特徴とする医療診断超音波イメージングシステム。 - 【請求項105】 医療診断超音波イメージングシステムのための超音波イ
メージング方法であって、 (a)第1コードで変調された第1のコード化された超音波パルスを体内に送
信し、 (b)前記第1送信パルスに応じて前記体内からの受信信号を得、 (c)少なくとも1つの送信包絡線の移相及び極性で、ステップ(a)のパル
スとは異なる少なくとも第2のコード化された超音波送信パルスを体内に送信し
、 (d)前記第2送信パルスに応じて前記体内から受信信号を得、 (e)少なくとも幾つかの前記受信信号を少なくとも1つの圧縮フィルタに振
り向け、 (f)前記第1及び第2送信パルスと関連するステップ(e)からの圧縮受信
信号を結合する、 ステップを備えている超音波イメージング方法。 - 【請求項106】 (g)カラードップラーイメージング、スペクトルドッ
プラーイメージング、動作処理イメージング、及び歪みイメージングからなるグ
ループより選択されたイメージングモードで、ステップ(f)からの前記結合さ
れた信号をイメージ処理する、 ステップをさらに備えている請求項105に記載の方法。 - 【請求項107】 ステップ(f)は、前記イメージ処理ステップ(g)の
前に少なくとも2つの受信パルス圧縮信号をクラッターフィルタリングするステ
ップを備えている請求項106に記載の方法。
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