JPS6251820A - デジタルフイルタ - Google Patents
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- JPS6251820A JPS6251820A JP61201187A JP20118786A JPS6251820A JP S6251820 A JPS6251820 A JP S6251820A JP 61201187 A JP61201187 A JP 61201187A JP 20118786 A JP20118786 A JP 20118786A JP S6251820 A JPS6251820 A JP S6251820A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/0248—Filters characterised by a particular frequency response or filtering method
- H03H17/0264—Filter sets with mutual related characteristics
- H03H17/0273—Polyphase filters
- H03H17/0277—Polyphase filters comprising recursive filters
- H03H17/0279—Polyphase filters comprising recursive filters having two phases
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- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/04—Recursive filters
- H03H17/0416—Recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing
- H03H17/0427—Recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies
- H03H17/0438—Recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being integer
- H03H17/0444—Recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being integer where the output-delivery frequency is higher than the input sampling frequency, i.e. interpolation
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- H03H17/0427—Recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies
- H03H17/0438—Recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being integer
- H03H17/045—Recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being integer where the output-delivery frequency is lower than the input sampling frequency, i.e. decimation
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- Mathematical Physics (AREA)
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- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Gasification And Melting Of Waste (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は、巡回形(recursive )デジタルフ
ィルタを組込んだ型の補間回路およびデシメータフィル
タ構造に関するものである。本発明は更に、そのような
構造中に用いるノツチフィルタの設計に関するものであ
る。
ィルタを組込んだ型の補間回路およびデシメータフィル
タ構造に関するものである。本発明は更に、そのような
構造中に用いるノツチフィルタの設計に関するものであ
る。
[従来の技術]
補間回路/デシメータフィルタ構造の新規な形態につい
て最近文献に述べられている。特に、2つの文献を引用
する。IEE Proc、G第130巻第6号頁225
−234 (1983年12月)に掲載されたR、A、
ヴアレンツエラ(R,A、Valanzuala)とA
、G、コンスタンチニデス(^、G。
て最近文献に述べられている。特に、2つの文献を引用
する。IEE Proc、G第130巻第6号頁225
−234 (1983年12月)に掲載されたR、A、
ヴアレンツエラ(R,A、Valanzuala)とA
、G、コンスタンチニデス(^、G。
Con5tantinides)による「効率のよい補
間とデシメートのためのデジタル信号処理方式(Dig
italSignal Processing Sch
emes for efficientInterpo
lation and [)ecimation) J
と、IEEETrans、 ACOLISt、 5pe
ech 5t(lnal Proc、の第ASSP−3
1巻第6号頁1366−1373 (1983年12月
)に掲載されたR、アンサリ(R。
間とデシメートのためのデジタル信号処理方式(Dig
italSignal Processing Sch
emes for efficientInterpo
lation and [)ecimation) J
と、IEEETrans、 ACOLISt、 5pe
ech 5t(lnal Proc、の第ASSP−3
1巻第6号頁1366−1373 (1983年12月
)に掲載されたR、アンサリ(R。
Ansari)とB、ルイ(B、 Lu1)による「巡
回形(IIR)デジタルフィルタを用いた効率的なサン
プリング率変更(Efficient Samplin
o Ratealteration using
Recursive (I I R)Dioital
Filters )J 。
回形(IIR)デジタルフィルタを用いた効率的なサン
プリング率変更(Efficient Samplin
o Ratealteration using
Recursive (I I R)Dioital
Filters )J 。
述べられた構造は、整数Nの倍率だけ異なる2つのサン
プリング率の間で補間とデシメートを行うことができる
。これはNが2の場合に最も有利であり、以下にはこの
場合について述べる。2のベキ乗の倍率だけ異なるサン
プリング率の間での補間とデシメートは、同様なフィル
タを周波数を2だけ変えて継続接続することにより容易
に行うことができる。
プリング率の間で補間とデシメートを行うことができる
。これはNが2の場合に最も有利であり、以下にはこの
場合について述べる。2のベキ乗の倍率だけ異なるサン
プリング率の間での補間とデシメートは、同様なフィル
タを周波数を2だけ変えて継続接続することにより容易
に行うことができる。
これらの補間回路及びデシメータフィルタ構造の重要な
性質は次のことである。
性質は次のことである。
i)このフィルタ構造を構築するために簡単な全域通過
回路網(APN>をくりかえし使用することで実行が容
易になる。
回路網(APN>をくりかえし使用することで実行が容
易になる。
ii) 信号処理のほとんどが2つのサンプリング周
波数の低い方で行われることで、与えられた演算要求を
達成するために単位時間当り必要な乗算と加算の数は、
別のフィルタ構造とくらべて減らすことができる。
波数の低い方で行われることで、与えられた演算要求を
達成するために単位時間当り必要な乗算と加算の数は、
別のフィルタ構造とくらべて減らすことができる。
1ii) 雑音特性がすぐれている。
iv) フィルタ特性が係数値に対して低感度をもつ
ため、短かい語長の係数でよいことになる。
ため、短かい語長の係数でよいことになる。
■) 与えられた実行を果たすためのフィルタを組上
げるために必要な係数の数は、別の従来のフィルタ構造
とくらべて少なくてよい。
げるために必要な係数の数は、別の従来のフィルタ構造
とくらべて少なくてよい。
しかしながら、文献に述べられているような現状のフィ
ルタ構造にはいくつかの制限がある。特にそのようなフ
ィルタ構造は低い方のサンプリング周波数の半分におい
て3dB以上の減衰を与えることができない。3dB以
上の減衰を必要とするような要求は数多くある。
ルタ構造にはいくつかの制限がある。特にそのようなフ
ィルタ構造は低い方のサンプリング周波数の半分におい
て3dB以上の減衰を与えることができない。3dB以
上の減衰を必要とするような要求は数多くある。
[発明の概要]
本発明は、低い方のサンプリング周波数の半分において
3dB以上の減衰を与えることへの解決策を与えること
を目的としている。ノツチフィルタを導入することによ
ってこの問題を解決するように、補間回路及びデシメー
タフィルタ構造が用いられている。このフィルタは2つ
のサンプリング周波数の低い方で動作し、低い方のサン
プリング周波数の半分よりもわずかに低い周波数におい
て透過零を実現し、低い方のサンプリング周波数の半分
では3dBよりもかなり大きい減衰を与えるものである
。
3dB以上の減衰を与えることへの解決策を与えること
を目的としている。ノツチフィルタを導入することによ
ってこの問題を解決するように、補間回路及びデシメー
タフィルタ構造が用いられている。このフィルタは2つ
のサンプリング周波数の低い方で動作し、低い方のサン
プリング周波数の半分よりもわずかに低い周波数におい
て透過零を実現し、低い方のサンプリング周波数の半分
では3dBよりもかなり大きい減衰を与えるものである
。
本発明に従えば、低い方と高い方のサンプリング率の間
で動作する補間回路またはデシメータフィルタ構造が得
られ、それは1個または複数個の全域通過回路網フィル
タを含む補間またはデシメートスイッチ分岐回路網を含
み、それと直列につながれ、複数個の全域通過回路網を
含むノツチフィルタを含み、このフィルタは低い方のサ
ンプリング率の半分の周波数からずれた周波数において
透過零を有している。上記全域通過回路網フィルタの各
々は遅延要素とすくなくとも1個の係数乗算器を含み、
次の型の伝達関数(transfor■functi、
on) X (Z )を特性としている。
で動作する補間回路またはデシメータフィルタ構造が得
られ、それは1個または複数個の全域通過回路網フィル
タを含む補間またはデシメートスイッチ分岐回路網を含
み、それと直列につながれ、複数個の全域通過回路網を
含むノツチフィルタを含み、このフィルタは低い方のサ
ンプリング率の半分の周波数からずれた周波数において
透過零を有している。上記全域通過回路網フィルタの各
々は遅延要素とすくなくとも1個の係数乗算器を含み、
次の型の伝達関数(transfor■functi、
on) X (Z )を特性としている。
X(Z)−[Z −Kl/[1−KZ−11ここでz
−1は単位遅延演算子であり、Kは乗算係数である。
−1は単位遅延演算子であり、Kは乗算係数である。
本発明に従えば、上で述べたような補間回路/デシメー
タフィルタ構造に用いられるノツチフィルタもまた得ら
れる。そのノツチフィルタは、入力節と出力節との間に
直列につながれた1対の全域通過回路網フィルタを含み
、その対フィルタの第1のものへの入力は出力節へつな
がれ、それら対フィルタの他方のタップ出力は入力節へ
つながれ、各々の全域通過回路網フィルタの通過伝達関
数X (Z)は次の型で表わされる。
タフィルタ構造に用いられるノツチフィルタもまた得ら
れる。そのノツチフィルタは、入力節と出力節との間に
直列につながれた1対の全域通過回路網フィルタを含み
、その対フィルタの第1のものへの入力は出力節へつな
がれ、それら対フィルタの他方のタップ出力は入力節へ
つながれ、各々の全域通過回路網フィルタの通過伝達関
数X (Z)は次の型で表わされる。
X (Z) = [Z”−Kl / [1−KZ−11
更に、それらフィルタの第2のものは中間伝達関数Y
(Z)を有し、 Y (Z)=aZ−1/ [1−KZ−1]ここでαは
構造定数である。
更に、それらフィルタの第2のものは中間伝達関数Y
(Z)を有し、 Y (Z)=aZ−1/ [1−KZ−1]ここでαは
構造定数である。
[実施例]
図面を参照しながら、−例として本発明の実施例につき
説明する。
説明する。
第1図には既知の構造の全域通過回路網フィルタAが示
されている。このフィルタは2つの分岐1と3を有して
おり、それぞれ共通入力端子5と出力節7との間の1つ
の接続をなしている。一方の分岐、分岐1は、分岐節9
と遅延要素11を含んでいる。他方の分岐、分岐3は分
岐節13と係数乗算器15を含んでいる。出力0/Pは
出力節7から取出され、中間出力Tはこの出力節7と遅
延要素11の間の信号経路から取り出される。遅延要素
11の出力と乗算器15に先行する分岐節13との間及
び乗算器15の出力と遅延要素11に先行する分岐点9
との間にそれぞれ交差接続17と19が設けられている
。
されている。このフィルタは2つの分岐1と3を有して
おり、それぞれ共通入力端子5と出力節7との間の1つ
の接続をなしている。一方の分岐、分岐1は、分岐節9
と遅延要素11を含んでいる。他方の分岐、分岐3は分
岐節13と係数乗算器15を含んでいる。出力0/Pは
出力節7から取出され、中間出力Tはこの出力節7と遅
延要素11の間の信号経路から取り出される。遅延要素
11の出力と乗算器15に先行する分岐節13との間及
び乗算器15の出力と遅延要素11に先行する分岐点9
との間にそれぞれ交差接続17と19が設けられている
。
上述の全域通過回路網と異なる別の例が第2図に示され
ている。この回路網フィルタBは、入力節21、遅延要
素23、出力節25を直列につないだものを含んでいる
。第1の係数乗算器27が遅延要素23と並列につなが
れており、これがこの要素23への入力・と出力節25
との間のフィードフォワード経路を供給している。第2
の係数乗算器29もまた遅延要素23と並列につながれ
ており、これによって遅延要素23の出力と入力節21
との間にフィードバック経路を供給する。出力0/Pは
出力節25から取出され、中間出力Tは遅延要素23と
出力節25との間の信号路から取出される。
ている。この回路網フィルタBは、入力節21、遅延要
素23、出力節25を直列につないだものを含んでいる
。第1の係数乗算器27が遅延要素23と並列につなが
れており、これがこの要素23への入力・と出力節25
との間のフィードフォワード経路を供給している。第2
の係数乗算器29もまた遅延要素23と並列につながれ
ており、これによって遅延要素23の出力と入力節21
との間にフィードバック経路を供給する。出力0/Pは
出力節25から取出され、中間出力Tは遅延要素23と
出力節25との間の信号路から取出される。
フィルタAかフィルタBのどちらか一方が以下の図面に
示されたノツチフィルタと補間回路/デシメータフィル
タ構造を構成するのに用いられる。
示されたノツチフィルタと補間回路/デシメータフィル
タ構造を構成するのに用いられる。
特別の用途に対して、全域通過回路網フィルタの選択は
必要とされる全体のフィルタ雑音特性、内部節での許容
される信号の大きさ、その他の構成上の注意点を考慮し
て行われる。
必要とされる全体のフィルタ雑音特性、内部節での許容
される信号の大きさ、その他の構成上の注意点を考慮し
て行われる。
フィルタ八とフィルタBの両フィルタの全伝達開数およ
び中間伝達関数X (Z)およびY(Z)は次のように
表わされる。
び中間伝達関数X (Z)およびY(Z)は次のように
表わされる。
X (Z)−[Z’−K]/ [1−KZ”]Y (Z
)=aZ−1/ [1−KZ−11ここでαは構造定数
であり、特定の構造に依存しており、Kは乗算係数であ
る。
)=aZ−1/ [1−KZ−11ここでαは構造定数
であり、特定の構造に依存しており、Kは乗算係数であ
る。
第3図に示されたノツチフィルタCはそれぞれ既に述べ
たように構成される2つの同様な全域通過回路網フィル
タ31.33を含んでいる。これらの2つのフィルタ3
1と33は入力節35と出力節37との間に直列につな
がれている。これら2つのフィルタ31と33の第1の
もの31への入力と出力節37との間にバイパスフィー
ドフォワード路39が設けられている。これら2つのフ
ィルタ31と33の第2のもの33の中間出力Tから入
力W535へ負のフィードバック路41が設けられてい
る。この経路41には係数乗算器43が含まれている。
たように構成される2つの同様な全域通過回路網フィル
タ31.33を含んでいる。これらの2つのフィルタ3
1と33は入力節35と出力節37との間に直列につな
がれている。これら2つのフィルタ31と33の第1の
もの31への入力と出力節37との間にバイパスフィー
ドフォワード路39が設けられている。これら2つのフ
ィルタ31と33の第2のもの33の中間出力Tから入
力W535へ負のフィードバック路41が設けられてい
る。この経路41には係数乗算器43が含まれている。
この図中、文字に、に2゜に3は2つのフィルタ31と
33および乗算器43に対する乗算係数を意味する。こ
れらの係数に1.に2 、に3は周波数応答を決定し、
これらは与えられた要求に合致するように最適化するこ
とができる。
33および乗算器43に対する乗算係数を意味する。こ
れらの係数に1.に2 、に3は周波数応答を決定し、
これらは与えられた要求に合致するように最適化するこ
とができる。
このノツチフィルタCは、第4図に示したデシメータ構
造中に用いられている。この構造の第1の段階は、サン
プリングスイッチ45を含み、それはこの構造の2つの
分岐47と49の間を切換える。2つの分岐は出力節5
1で終端している。
造中に用いられている。この構造の第1の段階は、サン
プリングスイッチ45を含み、それはこの構造の2つの
分岐47と49の間を切換える。2つの分岐は出力節5
1で終端している。
この構造の一方の分岐47には一対の同様な全域通過回
路網フィルタ53と55が含まれている。
路網フィルタ53と55が含まれている。
各々は、■に述べた構造のいずれかのものである。
この構造の他方の分岐49には別の同様な前記通過回路
網フィルタ57が含まれる。この構造のこの分岐は更に
遅延要素59をも含む。この構造のこの段階は既に引用
した文献中に述べられたようなデシメタ−機能を実行す
る。特定の要求に合致するために設計されたフィルタが
示されている。
網フィルタ57が含まれる。この構造のこの分岐は更に
遅延要素59をも含む。この構造のこの段階は既に引用
した文献中に述べられたようなデシメタ−機能を実行す
る。特定の要求に合致するために設計されたフィルタが
示されている。
しかし、2つの分岐47と49の各々へは更に全域通過
回路網を導入してもよいし、乗算係数の値は別の要求に
合致するようにプリセットされてもよい。この第1段階
につづいて2分割(devide−by−two>乗算
器61、ノツチフィルタC1もう1つの2分割乗算器6
3がつながっている。この2分割乗算器61.63の対
は信号振幅を許容しうるレベルにまで減するために用い
られている。図中で、文字に4からに8はそれぞれ、第
1の2分割乗算器61.3個の全域通過回路網フィルタ
53.55.57、第2の2分割乗算器63の乗算係数
を意味する。
回路網を導入してもよいし、乗算係数の値は別の要求に
合致するようにプリセットされてもよい。この第1段階
につづいて2分割(devide−by−two>乗算
器61、ノツチフィルタC1もう1つの2分割乗算器6
3がつながっている。この2分割乗算器61.63の対
は信号振幅を許容しうるレベルにまで減するために用い
られている。図中で、文字に4からに8はそれぞれ、第
1の2分割乗算器61.3個の全域通過回路網フィルタ
53.55.57、第2の2分割乗算器63の乗算係数
を意味する。
第6図は、16kllzのサンプリング率とBht+z
のサンプリング率の間で動作するデシメータまたは補間
回路に要求される代表的な減衰を示す。
のサンプリング率の間で動作するデシメータまたは補間
回路に要求される代表的な減衰を示す。
これは、これも図示されたデシメータの応答と比較され
る。この応答が得られる構造中に用いられる係数に1か
らに8の値は次の表1に示す。
る。この応答が得られる構造中に用いられる係数に1か
らに8の値は次の表1に示す。
表1
係 数 小数点表示 分数値表示
2進数表示に10.5 1/2 0.
100000に2 0.984375 63/6
4 0.111111に3(A> 10.75
10− 1010.11に3(B) 0.16
796875 43/256 0.00101011に
40.5 1/2 0.100000に5
0.21875 、 7/32 0.00111
0に、0.875 7/8 0.11100
0に70.59375 19/32 0.100
110に80.5 1/2 0.100
000表から明らかなように、ノツチフィルタCのフィ
ードバック乗算器43の係数である係数に3のみが、A
と8のフィルタAPN構成のちがいに応じて異なる必要
がある。このノツチフィルタCの利得−周波数応答は第
7図に示されている。これは周波数3.8kllzに1
つのノツチを含み、中央周波数4kHz(低い方のサン
プリング率8kllZの半分)から同距離はなれた周波
数4.2kHzに第2のノツチを含んでいる。このフィ
ルタCの効果は第6図に示したこの構造の応答曲線中で
明らかである。
2進数表示に10.5 1/2 0.
100000に2 0.984375 63/6
4 0.111111に3(A> 10.75
10− 1010.11に3(B) 0.16
796875 43/256 0.00101011に
40.5 1/2 0.100000に5
0.21875 、 7/32 0.00111
0に、0.875 7/8 0.11100
0に70.59375 19/32 0.100
110に80.5 1/2 0.100
000表から明らかなように、ノツチフィルタCのフィ
ードバック乗算器43の係数である係数に3のみが、A
と8のフィルタAPN構成のちがいに応じて異なる必要
がある。このノツチフィルタCの利得−周波数応答は第
7図に示されている。これは周波数3.8kllzに1
つのノツチを含み、中央周波数4kHz(低い方のサン
プリング率8kllZの半分)から同距離はなれた周波
数4.2kHzに第2のノツチを含んでいる。このフィ
ルタCの効果は第6図に示したこの構造の応答曲線中で
明らかである。
ノツチフィルタCはまた補間回路フィルタ構造の一部と
して用いられる。これは第5図中に、ノツチフィルタC
を補間回路側フィルタEの入力段階として用いる場合に
ついて示されている。これは3個の全域通過回路網フィ
ルタ65.67.69を含んでいる。それらは共通入力
接合75とサンプリングスイッチ77の間の2つの分岐
71゜73中に配置されている。この構造の最後の段階
は引用文献中に述べられたものと似ている。遅延要素7
9は下方の分岐73中に含まれている。ノツチフィルタ
Cと補間側フィルタEは2分割係数乗算器81によって
結ばれている。この図中で文字K からに7は結合乗算
器81と3個のフィルり65,67.69の乗算係数を
意味する。係数K からに7の代表的な値は上に表に示
したようなものである。
して用いられる。これは第5図中に、ノツチフィルタC
を補間回路側フィルタEの入力段階として用いる場合に
ついて示されている。これは3個の全域通過回路網フィ
ルタ65.67.69を含んでいる。それらは共通入力
接合75とサンプリングスイッチ77の間の2つの分岐
71゜73中に配置されている。この構造の最後の段階
は引用文献中に述べられたものと似ている。遅延要素7
9は下方の分岐73中に含まれている。ノツチフィルタ
Cと補間側フィルタEは2分割係数乗算器81によって
結ばれている。この図中で文字K からに7は結合乗算
器81と3個のフィルり65,67.69の乗算係数を
意味する。係数K からに7の代表的な値は上に表に示
したようなものである。
第1図及び第2図は、それぞれ別の全域通過回路網フィ
ルタの回路図である。各々は既知の構成であり、補間回
路/デシメータフィルタ構造を構成するために利用する
のに適している。 第3図は、本発明に従って構成され、第1図および第2
図のいずれか一方に示した型のフィルタを組合せて用い
ているノツチフィルタのブロック回路図である。 第4図及び第5図は、それぞれ上述の第3図のノツチフ
ィルタを構成する、デシメータフィルタ構造と補間回路
フィルタ構造のブロック回路図である。 第6図及び第7図は、それぞれ補間回路/デシメータ構
造とノツチフィルタに対する利得−周波数応答グラフで
ある。 1.3・・・分岐 5・・・共通入力端子 7・・・出力節 9・・・分岐節 11・・・遅延要素 13・・・分岐節 15・・・係数乗算器 17.19・・・交差接続 21・・・入力節 23・・・遅延要素 25・・・出力節 27.29・・・係数乗算器 31.33・・・全域通過回路網 35・・・入力節 37・・・出力節 39・・・フィードフォワード接続 41・・・負フィードバック経路 43・・・係数乗算器 45・・・サンプリングスイッチ 47.49・・・分岐 51・・・出力節 53.55.57・・・全域通過回路網59・・・遅延
要素 61.63・・・2分割乗算器 85.67.69・・・全域通過回路網71.73・・
・分岐 75・・・共通入力接点 77・・・サンプリングスイッチ 79・・・遅延要素 81・・・2分割係数乗算器
ルタの回路図である。各々は既知の構成であり、補間回
路/デシメータフィルタ構造を構成するために利用する
のに適している。 第3図は、本発明に従って構成され、第1図および第2
図のいずれか一方に示した型のフィルタを組合せて用い
ているノツチフィルタのブロック回路図である。 第4図及び第5図は、それぞれ上述の第3図のノツチフ
ィルタを構成する、デシメータフィルタ構造と補間回路
フィルタ構造のブロック回路図である。 第6図及び第7図は、それぞれ補間回路/デシメータ構
造とノツチフィルタに対する利得−周波数応答グラフで
ある。 1.3・・・分岐 5・・・共通入力端子 7・・・出力節 9・・・分岐節 11・・・遅延要素 13・・・分岐節 15・・・係数乗算器 17.19・・・交差接続 21・・・入力節 23・・・遅延要素 25・・・出力節 27.29・・・係数乗算器 31.33・・・全域通過回路網 35・・・入力節 37・・・出力節 39・・・フィードフォワード接続 41・・・負フィードバック経路 43・・・係数乗算器 45・・・サンプリングスイッチ 47.49・・・分岐 51・・・出力節 53.55.57・・・全域通過回路網59・・・遅延
要素 61.63・・・2分割乗算器 85.67.69・・・全域通過回路網71.73・・
・分岐 75・・・共通入力接点 77・・・サンプリングスイッチ 79・・・遅延要素 81・・・2分割係数乗算器
Claims (7)
- (1)補間回路またはデシメータフィルタ構造であつて
、低い方のサンプリング率と高い方のサンプリング率の
間で動作でき、1個または複数個の全域通過回路網フィ
ルタを含む補間またはデシメートスイッチ分岐フィルタ
を含み、それと直列につながれたノッチフィルタを含み
、上記ノッチフィルタは低い方のサンプリング率の半分
の周波数からずれた周波数において透過零を有し、複数
個の全域通過回路網フィルタを含んでおり、各々の全域
通過回路網フィルタは遅延要素とすくなくとも1個の係
数乗算器を含み、特性として次の型の伝達関数X(Z) X(Z)=[Z^−^1−K]/[1−KZ^−^1]
をもち、ここでZ^−^1は単位遅延演算子でKは乗算
係数であるような、フィルタ構造。 - (2)特許請求の範囲第1項のフィルタ構造であつて、
上記ノッチフィルタが: 入力節と出力節の間に直列につながれた1対の全域通過
回路網フィルタを含み、その対のフィルタの第1のもの
への入力が上記出力節へつながれ、それらフィルタの第
2のもののタップされた出力が上記入力節へつながれて
おり、ここで各々の全域通過回路網フィルタが全伝達関
数X(Z):X(Z)=[Z^−^1−K]/[1−K
Z^−^1]で特徴づけられ、それらのフィルタの第2
のものが中間伝達関数Y(Z): Y(Z)=αZ^−^1/[1−KZ^−^1]ここで
αは構造定数、をもつような、フィルタ構造。 - (3)特許請求の範囲第2項のフィルタ構造であつて、
各々の全域通過回路網フィルタが、回路網フィルタの共
通入力端子と出力節との間に設けられた各分岐中に遅延
要素と係数乗算器とを含み、分岐節がまた入力端子と遅
延要素及び乗算器との間にあつて、それらが各々乗算器
と遅延要素の出力へ交差接続されているような、フィル
タ構造。 - (4)特許請求の範囲第2項のフィルタ構造であつて、
各々の全域通過回路網フィルタが入力節と出力節との間
に直列に遅延要素を含み、遅延要素と入力節の間にフィ
ードバック接続がなされ、遅延要素への入力と出力節と
の間にフィードフォワード接続がなされ、各接続には同
様な係数乗算器が含まれているような、フィルタ構造。 - (5)補間回路またはデシメータフィルタ構造中に用い
るためのノッチフィルタであつて、入力節と出力節との
間に直列に接続された1対の全域通過回路網フィルタを
含み、上記対フィルタの第1のものへの入力が上記出力
節へつながれ、それらフィルタの第2のもののタップ出
力が上記入力節へつながれており、ここで各々の全域通
過回路網フィルタが全伝達関数X(Z): X(Z)=[Z^−^1−K]/[1−KZ^−^1]
で定められ、またそれらのフィルタの第2のものが中間
伝達関数Y(Z): Y(Z)=αZ^−^1/[1−KZ^−^1]ここで
αは構造定数、 を有しているような、ノッチフィルタ。 - (6)特許請求の範囲第5項のノッチフィルタであつて
、各々の全域通過回路網フィルタが共通入力端子と出力
節との間に設けられた上記回路網フィルタの各分岐内に
遅延要素と係数乗算器を含み、分岐節もまた上記入力端
子と遅延要素及び乗算器との間に位置しており、それら
は各々乗算器と遅延要素の出力へ交差接続されているよ
うな、ノッチフィルタ。 - (7)特許請求の範囲第5項のノッチフィルタであつて
、各々の全域通過回路網フィルタが入力節と出力節との
間に直列につながれた遅延要素を含み、遅延要素の出力
と入力節との間にフィードバック接続がなされ、遅延要
素への入力と出力節との間にフィードフォワード接続が
なされており、各接続には同様な係数乗算器が含まれて
いるような、ノッチフィルタ。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
GB8521377A GB2179816B (en) | 1985-08-28 | 1985-08-28 | Interpolator/decimator filter structure |
GB8521377 | 1985-08-28 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6251820A true JPS6251820A (ja) | 1987-03-06 |
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ID=10584365
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61201187A Pending JPS6251820A (ja) | 1985-08-28 | 1986-08-27 | デジタルフイルタ |
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EP (1) | EP0213853A3 (ja) |
JP (1) | JPS6251820A (ja) |
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BG (1) | BG47050A3 (ja) |
CA (1) | CA1266095A1 (ja) |
FI (1) | FI863447A (ja) |
GB (2) | GB2179816B (ja) |
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---|---|---|---|---|
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US5214761A (en) * | 1989-05-08 | 1993-05-25 | Wang Laboratories, Inc. | Real-time adjustable-transform device driver for physical devices |
US5181228A (en) * | 1990-10-12 | 1993-01-19 | Level One Communications, Inc. | System and method for phase equalization |
US5122732A (en) * | 1991-02-19 | 1992-06-16 | General Electric Company | Multi-rate superresolution time series spectrum analyzer |
US5168214A (en) * | 1991-02-19 | 1992-12-01 | General Electric Company | Multi-rate superresolution time series spectrum analyzer |
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US5701099A (en) * | 1995-11-27 | 1997-12-23 | Level One Communications, Inc. | Transconductor-C filter element with coarse and fine adjustment |
CN103828235B (zh) | 2011-09-30 | 2017-03-15 | 创新科技有限公司 | 新型高效数字麦克风抽取滤波器架构 |
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Family Cites Families (1)
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-
1985
- 1985-08-28 GB GB8521377A patent/GB2179816B/en not_active Expired - Fee Related
-
1986
- 1986-07-18 IN IN560/MAS/86A patent/IN167744B/en unknown
- 1986-07-21 CA CA000514261A patent/CA1266095A1/en active Granted
- 1986-08-08 US US06/894,994 patent/US4908787A/en not_active Expired - Fee Related
- 1986-08-14 EP EP86306288A patent/EP0213853A3/en not_active Withdrawn
- 1986-08-22 BG BG076254A patent/BG47050A3/xx unknown
- 1986-08-26 CN CN86105230.7A patent/CN1012408B/zh not_active Expired
- 1986-08-26 FI FI863447A patent/FI863447A/fi not_active Application Discontinuation
- 1986-08-27 JP JP61201187A patent/JPS6251820A/ja active Pending
-
1989
- 1989-02-09 GB GB8902877A patent/GB2216741B/en not_active Expired - Fee Related
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---|---|
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EP0213853A2 (en) | 1987-03-11 |
US4908787A (en) | 1990-03-13 |
BG47050A3 (en) | 1990-04-16 |
GB2216741B (en) | 1990-05-30 |
FI863447A (fi) | 1987-03-01 |
GB2179816B (en) | 1990-01-10 |
GB8521377D0 (en) | 1985-10-02 |
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GB2179816A (en) | 1987-03-11 |
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GB8902877D0 (en) | 1989-03-30 |
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CN86105230A (zh) | 1987-04-29 |
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