JPS6249776B2 - - Google Patents
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- JPS6249776B2 JPS6249776B2 JP53109480A JP10948078A JPS6249776B2 JP S6249776 B2 JPS6249776 B2 JP S6249776B2 JP 53109480 A JP53109480 A JP 53109480A JP 10948078 A JP10948078 A JP 10948078A JP S6249776 B2 JPS6249776 B2 JP S6249776B2
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- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 1
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は伝送されたパルス符号化信号の波形か
ら元のパルス符号化信号の波形を得るための波形
整形回路に関するものである。
ら元のパルス符号化信号の波形を得るための波形
整形回路に関するものである。
従来よりオーデイオ信号をPCM（パルス符号
変調）信号に変換し、このPCM信号をデイスク
上にピツトとして記録したPCMオーデイオデイ
スクが知られている。
変調）信号に変換し、このPCM信号をデイスク
上にピツトとして記録したPCMオーデイオデイ
スクが知られている。
上記ピツトはデイスク上のらせん状トラツクに
多数の凹凸が、PCM信号の内容に応じた間隔・
長さを以つて形成されたものである。このような
PCMオーデイオデイスクの再生装置では、回転
するデイスクにレーザー光を照射し、ピツトの間
隔・長さに応じて変化する反射光を光電変換素子
で受光するようにした光検出器が用いられる。そ
してこの光検出器から得られる再生波形を２乗余
弦フイルタ等の帯域制限フイルタに通し、このフ
イルタの出力再生波形から元のPCM信号波形を
得るようにしている。例えば第１図Ａに示すよう
なPCM信号が記録されたデイスクを再生した場
合に、上記フイルタから得られる再生波形は、第
１図Ｂに示すものとなる。この再生波形から第１
図Ａの元のPCM信号を得るには、一般に再生波
形とこの再生波形のDC成分のレベルとを比較す
る方法が行われている。第１図ＡのようなPCM
信号の場合は、その再生波形のDCレベルV1は略
一定であり、従つてこのDCレベルV1を基準レベ
ルとして再生波形と比較すれば、元のPCM信号
のパルスと正確に一致したパルスを得ることがで
きる。これに対して第２図Ａに示すように高レベ
ル期間あるいは低レベル期間が偏つた情報内容を
持つPCM信号の場合は、その再生波形は第２図
Ｂに示すものとなる。この再生波形の場合はDC
レベルV2は漸次増大するものとなつている。従
つてこのDCレベルV2を基準レベルとして再生波
形と比較すれば、比較器の出力波形は第２図Ｃに
示すものとなり、元のPCM信号パルスより広い
パルスが出力されてしまうことになる。またDC
レベルV2の変動のしかたによつては、比較器の
出力波形がPCM信号パルスより狭いパルスとな
る場合もある。このような比較器出力波形をＤ／
Ａ変換して元のアナログオーデイオ信号に復調す
るときは、上記出力波形のエツジからセルフクロ
ツクを得て信号処理するが、再生系が時間変動を
持たない場合であつても、復調回路系にジツタが
発生し、場合によつては信号処理のタイミングが
とれなくなることがある。このため復調が不能に
なつたり、あるいは復調された信号にノイズ、歪
み等が発生し忠実な再生を行うことが不可能とな
る。これを解決する一つの方法として、再生波形
の上端または下端をあるレベルに固定したもの
と、別に固定されたレベルとを比較することが考
えられるが、この方法は再生波形のｐ−ｐ値を一
定にするためにAGCをかける必要があり、その
ゲインコントロール信号を得るのが極めて困難で
ある。
多数の凹凸が、PCM信号の内容に応じた間隔・
長さを以つて形成されたものである。このような
PCMオーデイオデイスクの再生装置では、回転
するデイスクにレーザー光を照射し、ピツトの間
隔・長さに応じて変化する反射光を光電変換素子
で受光するようにした光検出器が用いられる。そ
してこの光検出器から得られる再生波形を２乗余
弦フイルタ等の帯域制限フイルタに通し、このフ
イルタの出力再生波形から元のPCM信号波形を
得るようにしている。例えば第１図Ａに示すよう
なPCM信号が記録されたデイスクを再生した場
合に、上記フイルタから得られる再生波形は、第
１図Ｂに示すものとなる。この再生波形から第１
図Ａの元のPCM信号を得るには、一般に再生波
形とこの再生波形のDC成分のレベルとを比較す
る方法が行われている。第１図ＡのようなPCM
信号の場合は、その再生波形のDCレベルV1は略
一定であり、従つてこのDCレベルV1を基準レベ
ルとして再生波形と比較すれば、元のPCM信号
のパルスと正確に一致したパルスを得ることがで
きる。これに対して第２図Ａに示すように高レベ
ル期間あるいは低レベル期間が偏つた情報内容を
持つPCM信号の場合は、その再生波形は第２図
Ｂに示すものとなる。この再生波形の場合はDC
レベルV2は漸次増大するものとなつている。従
つてこのDCレベルV2を基準レベルとして再生波
形と比較すれば、比較器の出力波形は第２図Ｃに
示すものとなり、元のPCM信号パルスより広い
パルスが出力されてしまうことになる。またDC
レベルV2の変動のしかたによつては、比較器の
出力波形がPCM信号パルスより狭いパルスとな
る場合もある。このような比較器出力波形をＤ／
Ａ変換して元のアナログオーデイオ信号に復調す
るときは、上記出力波形のエツジからセルフクロ
ツクを得て信号処理するが、再生系が時間変動を
持たない場合であつても、復調回路系にジツタが
発生し、場合によつては信号処理のタイミングが
とれなくなることがある。このため復調が不能に
なつたり、あるいは復調された信号にノイズ、歪
み等が発生し忠実な再生を行うことが不可能とな
る。これを解決する一つの方法として、再生波形
の上端または下端をあるレベルに固定したもの
と、別に固定されたレベルとを比較することが考
えられるが、この方法は再生波形のｐ−ｐ値を一
定にするためにAGCをかける必要があり、その
ゲインコントロール信号を得るのが極めて困難で
ある。
本発明は上記の問題を解決するためのもので、
以下その実施例を図面と共に説明する。
以下その実施例を図面と共に説明する。
第３図において、モータ１により回転駆動され
るターンテーブル２上にはPCMオーデイオデイ
スク３が載置されている。このデイスク３に記録
された信号は、既述の光検出器４で検出される。
この検出出力は２乗余弦フイルタ５を通過するこ
とによつて２乗余弦再生波形に変換される。２乗
余弦フイルタ５はその出力波形の1/2ピーク値の
２点間の長さが、元のPCM信号パルスの巾と一
致するような特性を持つ帯域制限フイルタであ
る。このようなフイルタ５は、記録媒体（デイス
ク３）の帯域が制限されること等によつて、光検
出器４の検出出力波形をそのまま用いることがで
きないような場合に用いられる。フイルタ５から
得られる上記再生波形は、夫々＋Ａ、−Ａのゲイ
ンを持つアンプ６ａ，６ｂに加えられ、さらにこ
れらのアンプ６ａ，６ｂの出力信号はDCクラン
プ回路７ａ，７ｂに加えられる。これにより、ア
ンプ６ａの出力信号波形の下部レベル（又は上部
レベルでもよい）が所定のDCレベルV3にクラン
プされると共に、アンプ６ｂの出力信号波形の下
部レベル（又は上部レベル）が上記DCレベルV3
にクランプされる。今光検出器４が例えばデイス
ク３の第４図Ａに示すようなPCM信号が記載さ
れた部分を検出しているものとすれば、このとき
DCクランプ回路７ａ，７ｂからは、第４図Ｂの
実線で示す波形を持つ信号ａ及び点線で示す波形
を持つ信号ｂが夫夫それらの下部レベルを上記
DCレベルV3にクランプされて出力される。これ
らの信号ａ，ｂは次にローパスフイルタ８ａ，８
ｂに加えられることによつて、フイルタ８ａより
信号ａの漸次増大するDC成分V4が得られ、フイ
ルタ８ｂより信号ｂの漸次減少するDC成分V5が
得られる。これらのDC電圧V4，V5は次に演算回
路９に加えられて、Ｖ４＋Ｖ５／２の演算が行われる。
るターンテーブル２上にはPCMオーデイオデイ
スク３が載置されている。このデイスク３に記録
された信号は、既述の光検出器４で検出される。
この検出出力は２乗余弦フイルタ５を通過するこ
とによつて２乗余弦再生波形に変換される。２乗
余弦フイルタ５はその出力波形の1/2ピーク値の
２点間の長さが、元のPCM信号パルスの巾と一
致するような特性を持つ帯域制限フイルタであ
る。このようなフイルタ５は、記録媒体（デイス
ク３）の帯域が制限されること等によつて、光検
出器４の検出出力波形をそのまま用いることがで
きないような場合に用いられる。フイルタ５から
得られる上記再生波形は、夫々＋Ａ、−Ａのゲイ
ンを持つアンプ６ａ，６ｂに加えられ、さらにこ
れらのアンプ６ａ，６ｂの出力信号はDCクラン
プ回路７ａ，７ｂに加えられる。これにより、ア
ンプ６ａの出力信号波形の下部レベル（又は上部
レベルでもよい）が所定のDCレベルV3にクラン
プされると共に、アンプ６ｂの出力信号波形の下
部レベル（又は上部レベル）が上記DCレベルV3
にクランプされる。今光検出器４が例えばデイス
ク３の第４図Ａに示すようなPCM信号が記載さ
れた部分を検出しているものとすれば、このとき
DCクランプ回路７ａ，７ｂからは、第４図Ｂの
実線で示す波形を持つ信号ａ及び点線で示す波形
を持つ信号ｂが夫夫それらの下部レベルを上記
DCレベルV3にクランプされて出力される。これ
らの信号ａ，ｂは次にローパスフイルタ８ａ，８
ｂに加えられることによつて、フイルタ８ａより
信号ａの漸次増大するDC成分V4が得られ、フイ
ルタ８ｂより信号ｂの漸次減少するDC成分V5が
得られる。これらのDC電圧V4，V5は次に演算回
路９に加えられて、Ｖ４＋Ｖ５／２の演算が行われる。
この結果演算回路９より一定のDC電圧V6（＝
Ｖ４＋Ｖ５／２）が得られ、この電圧V4は比較器１０の 一方の比較端子に基準レベルとして加えられる。
比較器１０の他方の比較端子には信号ａ（又は信
号ｂでもよい）が加えられており、基準レベル電
圧V6と信号ａ（又は信号ｂ）とが比較されるこ
とによつて、出力端子１１に元のPCM信号と正
確に一致した第４図Ｃに示す出力波形を得ること
ができる。この出力波形は後段の復調系に加えら
れてＤ／Ａ変換されることにより元のオーデイオ
信号が得られる。
Ｖ４＋Ｖ５／２）が得られ、この電圧V4は比較器１０の 一方の比較端子に基準レベルとして加えられる。
比較器１０の他方の比較端子には信号ａ（又は信
号ｂでもよい）が加えられており、基準レベル電
圧V6と信号ａ（又は信号ｂ）とが比較されるこ
とによつて、出力端子１１に元のPCM信号と正
確に一致した第４図Ｃに示す出力波形を得ること
ができる。この出力波形は後段の復調系に加えら
れてＤ／Ａ変換されることにより元のオーデイオ
信号が得られる。
第３図の回路によれば、光検出器４の動作の不
安定さ等の原因によつて信号ａ，ｂの振巾が変動
した場合にも、これを補償することができる。第
４図Ｄは信号ａ，ｂが信号a′，b′のように振巾が
増大した場合を示す。この場合には各DC成分は
V′4、V′5となり比較器１０の基準レベルもV6から
V′6に移動するため、このV′6と信号a′たはb′と比
較することによつて正確な出力波形を得ることが
できる。またフイルタ５を省略して、光検出器４
の検出出力を直接アンプ６ａ，６ｂに加えうるよ
うにしても、既述した従来の問題を大巾に改善す
ることができる。
安定さ等の原因によつて信号ａ，ｂの振巾が変動
した場合にも、これを補償することができる。第
４図Ｄは信号ａ，ｂが信号a′，b′のように振巾が
増大した場合を示す。この場合には各DC成分は
V′4、V′5となり比較器１０の基準レベルもV6から
V′6に移動するため、このV′6と信号a′たはb′と比
較することによつて正確な出力波形を得ることが
できる。またフイルタ５を省略して、光検出器４
の検出出力を直接アンプ６ａ，６ｂに加えうるよ
うにしても、既述した従来の問題を大巾に改善す
ることができる。
以上は本発明をPCMオーデイオレコーダの再
生装置に適用した場合について述べたが、本発明
は一般的には、パルス符号化された信号が伝送さ
れる間になまつた波形から、元の上記パルス符号
信号を再生するような場合において、上記波形と
比較するための基準レベルを、例えばDC電圧V6
として得るような場合に適用することができる。
生装置に適用した場合について述べたが、本発明
は一般的には、パルス符号化された信号が伝送さ
れる間になまつた波形から、元の上記パルス符号
信号を再生するような場合において、上記波形と
比較するための基準レベルを、例えばDC電圧V6
として得るような場合に適用することができる。
本発明は、伝送されたパルス符号化信号を入力
し、その入力信号の上部レベル又は下部レベルが
所定のレベルV3となるようにクランプする第１
のクランプ回路７ａと、上記パルス符号化信号と
は逆相の信号を入力し、その入力信号の上部レベ
ル及び下部レベルのうち上記第１のクランプ回路
がクランプする側のレベルが上記所定のレベル
V3となるようにクランプする第２のクランプ回
路７ｂと、上記第１及び第２のクランプ回路から
出力される信号ａ，ｂを加算し基準レベル信号
V6を形成する演算回路９と、上記演算回路から
出力される基準レベル信号と上記第１又は第２の
クランプ回路から出力される上記信号とをレベル
比較する比較回路１０とを設け、上記比較回路よ
り上記パルス符号化信号を波形整形した信号を得
るようにした波形成形回路に係るものである。
し、その入力信号の上部レベル又は下部レベルが
所定のレベルV3となるようにクランプする第１
のクランプ回路７ａと、上記パルス符号化信号と
は逆相の信号を入力し、その入力信号の上部レベ
ル及び下部レベルのうち上記第１のクランプ回路
がクランプする側のレベルが上記所定のレベル
V3となるようにクランプする第２のクランプ回
路７ｂと、上記第１及び第２のクランプ回路から
出力される信号ａ，ｂを加算し基準レベル信号
V6を形成する演算回路９と、上記演算回路から
出力される基準レベル信号と上記第１又は第２の
クランプ回路から出力される上記信号とをレベル
比較する比較回路１０とを設け、上記比較回路よ
り上記パルス符号化信号を波形整形した信号を得
るようにした波形成形回路に係るものである。
従つて本発明によれば、パルス符号化信号の情
報内容に拘らず、また信号波形の振巾変動に拘ら
ず常に最適な基準レベル信号を得ることができる
ので、原信号波形と正しく一致した波形を再現す
ることができる。またローパスフイルタ８ａ，８
ｂを設けることにより、伝送されたパルス符号化
信号の信号特性に対応した応答性を備える波形整
形回路を提供することができる。
報内容に拘らず、また信号波形の振巾変動に拘ら
ず常に最適な基準レベル信号を得ることができる
ので、原信号波形と正しく一致した波形を再現す
ることができる。またローパスフイルタ８ａ，８
ｂを設けることにより、伝送されたパルス符号化
信号の信号特性に対応した応答性を備える波形整
形回路を提供することができる。
第１図及び第２図は従来の波形整形の原理を説
明するための波形図、第３図は本発明の実施例を
示す回路系統図、第４図は第３図の各部の波形図
である。 なお図面に用いられている符号において、３…
…PCMオーデイオデイスク、４……光検出器、
５……２乗余弦フイルタ、６ａ，６ｂ……アン
プ、７ａ，７ｂ……DCクランプ回路、８ａ，８
ｂ……ローパスフイルタ、９……演算回路、１０
……比較器である。
明するための波形図、第３図は本発明の実施例を
示す回路系統図、第４図は第３図の各部の波形図
である。 なお図面に用いられている符号において、３…
…PCMオーデイオデイスク、４……光検出器、
５……２乗余弦フイルタ、６ａ，６ｂ……アン
プ、７ａ，７ｂ……DCクランプ回路、８ａ，８
ｂ……ローパスフイルタ、９……演算回路、１０
……比較器である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 伝送されたパルス符号化信号を入力し、その
入力信号の上部レベル又は下部レベルが所定のレ
ベルとなるようにクランプする第１のクランプ回
路と、 上記パルス符号化信号とは逆相の信号を入力
し、その入力信号の上部レベル及び下部レベルの
うち上記第１のクランプ回路がクランプする側の
レベルが上記所定のレベルとなるようにクランプ
する第２のクランプ回路と、 上記第１及び第２のクランプ回路から出力され
る信号を加算し基準レベル信号を形成する演算回
路と、 上記演算回路から出力される上記基準レベル信
号と上記第１又は第２のクランプ回路から出力さ
れる信号とをレベル比較する比較回路とを設け、 上記比較回路より上記パルス符号化信号を波形
整形した信号を得るようにした波形整形回路。 ２ 上記第１のクランプ回路から出力される信号
が供給される第１のローパスフイルタと、 上記第２のクランプ回路から出力される信号が
供給される第２のローパスフイルタとを設け、 上記第１及び第２のローパスフイルタから出力
される信号を上記演算回路に供給するようにした
特許請求の範囲第１項に記載の波形整形回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10948078A JPS5535581A (en) | 1978-09-06 | 1978-09-06 | Waveform shaping circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10948078A JPS5535581A (en) | 1978-09-06 | 1978-09-06 | Waveform shaping circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5535581A JPS5535581A (en) | 1980-03-12 |
| JPS6249776B2 true JPS6249776B2 (ja) | 1987-10-21 |
Family
ID=14511304
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10948078A Granted JPS5535581A (en) | 1978-09-06 | 1978-09-06 | Waveform shaping circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5535581A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55130262A (en) * | 1979-03-30 | 1980-10-08 | Nec Corp | Bipolarity discrimination circuit |
| JPS56152442U (ja) * | 1980-04-15 | 1981-11-14 | ||
| US4385808A (en) * | 1980-11-04 | 1983-05-31 | Minnesota Mining And Manufacturing Company | Point focus refracting radiation concentrator |
| JPS6145470A (ja) * | 1984-08-09 | 1986-03-05 | Olympus Optical Co Ltd | スライスレベル補正信号再生装置 |
| JPH087936B2 (ja) * | 1985-07-09 | 1996-01-29 | 松下電器産業株式会社 | デイジタル信号の検出装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS509569A (ja) * | 1973-05-30 | 1975-01-31 | ||
| JPS5384615A (en) * | 1976-12-29 | 1978-07-26 | Fujitsu Ltd | Equalization clamp system for waveform |
-
1978
- 1978-09-06 JP JP10948078A patent/JPS5535581A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS509569A (ja) * | 1973-05-30 | 1975-01-31 | ||
| JPS5384615A (en) * | 1976-12-29 | 1978-07-26 | Fujitsu Ltd | Equalization clamp system for waveform |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5535581A (en) | 1980-03-12 |
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