JPS6243432B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は、直流電圧源と変換器の出力側との間
の主電流回路にスイツチ区間を配置した電子スイ
ツチと、主電流回路におけるチヨークと、前記電
子スイツチとチヨークとの間に設けられた分路に
おけるフライホイールダイオードと、前記電子ス
イツチの制御区間の前に接続された、双安定マル
チバイブレータを含むパルス幅制御用制御装置と
を備えており、その際前記双安定マルチバイブレ
ータはクロツク発生器のクロツクパルスによつて
セツト可能でありかつ比較電圧源を含む誤差増幅
回路から送出される遮断パルスによつてリセツト
可能である単一クロツク直列制御形変換器の出力
電圧を制御する回路装置に関する。その際直列制
御形変換器とは、スイツチが電流を流す際に出力
端子にエネルギを伝達する変換器のことである。 本発明の課題は、冒頭に述べた形式の回路装置
を制御回路のできるだけ高い安定性および高い精
度が保証されるように構成することにある。その
際制御は、動的負荷変動および給電電圧の変化に
急速に対抗処置をとるようにする。 本発明によれば冒頭に述べた形式の回路装置は
上記課題の解決のために次のようにして構成され
る。 変換器の出力側に接続されているコンデンサ抵
抗直列回路のコンデンサおよび比較電圧源が、出
力端子の基準点をなす同一の端子に接続されてお
り、またコンデンサの、基準点に対して電圧を生
じる端子と誤差増幅回路の測定電圧入力端子
（−）との間にある分圧器の抵抗が、コンデンサ
によつて橋絡されており、該コンデンサの容量
が、前記コンデンサ抵抗直列回路のコンデンサの
容量よりも実質的に小さく選定されており、コン
デンサ抵抗直列回路の抵抗の値が、分圧器の抵抗
の値よりも少なくとも１桁だけ小さく選定されて
いる。双安定マルチバイブレータは殊にRSフリ
ツプフロツプとすることができる。 この構成により、簡単に実現可能な手段によつ
て同時に高い精度および出力電圧の僅かなリツプ
ル特性が得られるという利点が生じる。さらに直
流的に分離した装置において、特に簡単に実現可
能な方法で出力電圧は直接制御され、かつ給電電
圧の障害量もダイナミツクに評価される。 本発明の作用および効果について、以下図面を
用いて実施例との関連において詳細に説明する。 図はそれぞれ、Ｒ〜Ｃ回路網によつてパルス幅
制御を行うためしや断信号が取り出される外部ク
ロツク直列制御形変換器の電圧制御回路装置を示
している。 第１図ａによる単一クロツク直列制御形変換器
において入力電圧Ｕ_eの電源Ｂは、スイツチトラ
ンジスタＴ_Sのエミツタコレクタ間を介して変圧
器Ｔ_rの１次巻線に接続されている。 変圧器２次巻線には整流ダイオードＤ１が接続
されており、このダイオードは、変圧器Ｔ_rと出
力端子ａとの間の一方の直列分路内に配置されて
いる。２次巻線の他方の端子は、チヨークＬを介
して他方の出力端子ｂに接続されている。 ダイオードＤ１は、トランジスタＴ_Sが導通制
御された際に同様に電流を通すような極性で接続
されている。 整流ダイオードＤ１に続いてかつチヨークＬの
前において並列分路内に、フライホイールダイオ
ードＤ２が配置されているので、チヨークＬを通
つて流れる電流は、整流ダイオードＤ１がしや断
した際にも引続き流れることができる。 出力端子ａ，ｂに対して並列に、出力電圧Ｕ_a
が加わるフイルタコンデンサＣ_aが接続されてい
る。さらにコンデンサＣ_vおよび抵抗Ｒ_vから成る
直列回路が、出力端子ａ，ｂに接続されている。
コンデンサＣ_vに対して並列に、抵抗Ｒ_T1および
Ｒ_T2から成る直列回路が接続されている。抵抗Ｒ
_T2に対して並列にコンデンサＣ_Dが接続されてい
る。 コンデンサＣ_vと基準電圧Ｕ_Refを供給する比較
電圧源とのそれぞれ一方の端子は、出力端子ａに
接続されている。比較電圧源の他方の端子は、誤
差増幅回路Ｓのプラス入力端子＋に接続されてい
る。誤差増幅回路Ｓのマイナス入力端子は、抵抗
Ｒ_T1とＲ_T2の接続点に接続されており、かつ抵抗
Ｒ_Dを介してフライホイールダイオードＤ２とチ
ヨークＬの接続点に接続されている。 誤差増幅回路Ｓの出力端子は、場合によつては
省略できる光学結合器Ｏを介して双安定マルチバ
イブレータＫのリセツト入力端子に接続されてい
る。光学結合器を用いて制御信号を電位分離して
伝達することは、制御信号がすでに誤差増幅回路
Ｓの後においてデイジタルになつているので可能
である。双安定マルチバイブレータＫのセツト入
力端子Ｓには、図には詳細に示されていないクロ
ツク信号発生器のクロツクパルスＴが加えられ
る。フリツプフロツプＫの出力端子Ｑは、スイツ
チトランジスタのベースに接続されている。 第１図による回路装置においてチヨークＬは、
端子ｂに通じるマイナス線内に配置されている。
第２図は、チヨークＬが端子ａに通じるプラス線
内に配置された回路装置を示している。この場合
基準電圧Ｕ_Ref用比較電圧源およびコンデンサＣ_v
は、端子ｂに通じるマイナス線に接続されてい
る。 第３図に示す回路装置において、入力端子およ
び出力端子の間の電位分離は考慮されていない。
回路装置は、変圧器Ｔ_rが２線通し接続に代えら
れかつ整流ダイオードＤ１の代りに通し接続が行
われることによつて、第１図によるものから得ら
れる。 設計に対してはそれぞれ次のことがあてはま
る。 Ｒ_v≪Ｒ_T1；Ｒ_v≪Ｒ_T2；Ｃ_D≪Ｃ_v 第１図ないし第３図に示された実施例に対して
次のような動作が行われる。 スイツチトランジスタＴ_Sは、RSフリツプフロ
ツプのＳ入力端子を介してクロツク信号発生器か
ら周期的に投入される。コンパレータとして構成
されている誤差増幅回路Ｓは、フリツプフロツプ
Ｋに対してしや断信号を供給する。しや断信号
は、誤差増幅回路Ｓが基準電圧Ｕ_Refを測定電圧
ｕ_Keと比較することによつて取出される。測定電
圧ｕ_KeはRC回路網を用いて取出される。RC回路
網はフライホイールダイオードＤ２および出力側
ａ，ｂに接続されている。すなわちスイツチトラ
ンジスタＴ_Sは、測定電圧Ｕ_Keが上昇するや否
や、誤差増幅器の出力信号が光学結合器Ｏを介し
双安定マルチバイブレータＫのＲを制御してリセ
ツトすることによりしや断される。 フライホイールダイオードＤ２には、第３図の
実施例では入力電圧に相応しまたは第１図および
第２図の実施例では変圧器によつて変圧された入
力電圧Ｕ_eに相応する幅を有するパルス列が加わ
る。これらパルス列の休止時間の期間中、ダイオ
ードＤ１は遮断されてもチヨークＬを介して電流
が流れフライホイールダイオードＤ２には比較的
小さな順方向電圧が加わる。RC回路網に入力電
圧に相応する振幅を有する分圧した電圧が加わる
ようにするために抵抗Ｒ_Dが設けられている。RC
回路網は抵抗Ｒ_vを用いて出力電圧に接続されて
いる。 抵抗Ｒ_T1，Ｒ_T2は分圧器を形成する。この分圧
器は非常に小さな、従つて本発明の実施例におい
ては無視することができる抵抗Ｒ_vを介して出力
電圧Ｕ_aに接続されている。前置抵抗として用い
られる抵抗Ｒ_T2はコンデンサＣ_Dによつて橋絡さ
れているので、このような構成はPD要素（比例
微分要素）として作用する。このPD要素は、出
力電圧Ｕ_aから比例および微分成分を有する量が
形成されるように作用する。 他方において抵抗Ｒ_Dは、フライホイールダイ
オードD₂に加わる電圧Ｕ_D、したがつて入力電圧
に相応する振幅を有する電流パルスがRC回路網
に印加されるように作用する。電流パルスは第１
図ａに矢印で示すように抵抗Ｒ_T1およびＲ_T2から
成る並列回路を介して流れる。というのは抵抗Ｒ
_T1およびＲ_T2は、既述のようにコンデンサＣ_Dの
容量と比べて相対的に大きい容量を有するコンデ
ンサＣ_vと高周波的に並列に接続されているから
である。 電流は、並列回路Ｒ_T1およびＲ_T2を介して流れ
かつこの並列回路においてのこぎり波状電圧を発
生する。フライホイールダイオードＤ２に加わる
電圧の極めて僅かな変化でものこぎり波状電圧の
急峻度の変化が生じるので、直ちにしや断時点の
補正が始まる。フライホイールダイオードＤ２に
加わるパルス電圧の振幅は入力電圧に相応するの
で、特別に簡単に実現可能な障害量検出回路が得
られる。 測定電圧Ｕ_Keは、次に説明する互いに重畳され
た２つの成分U′_aおよびU′_Dから成る。コンデン
サ抵抗直列回路Ｃ_v，Ｒ_vは、測定電圧を出力電圧
Ｕ_aから高周波的に分離するために使われる。 両方の成分は、個別的に次のようにして決ま
る。 なお第１図ａの回路にて測定電圧Ｕ_Keの形成を
説明するために第１図ｂにその部分に対する調整
回路が略示されている。この場合コンデンサＣ_a
は容量が非常に大きく直流電圧源として作用す
る。この場合直流電圧成分についてみると第１図
ｃに示すような回路とみなすことができる。個別
電圧成分の検出の際実際にではなくて思考上抵抗
Ｒ_Dを省略した場合、RC回路網はさらに出力電圧
Ｕ_aしか加わらない。その際測定電圧Ｕ_Keは出力
電圧Ｕ_aにのみ依存し、次式(1)に従つて値U′_aを有
する。 この場合抵抗Ｒ_T1に加わる電圧に対して次式が
成立つ。 U′a＝UaＲ_Ｔ１１／Ｒ_Ｔ１＋Ｒ_Ｔ２＋Ｒ_ｖ (1) しかし抵抗Ｒ_Dが有限の値を有する場合、出力
電圧Ｕ_aから生ずる直流電圧成分は僅かしか変化
しない。 また３角波電圧の生成回路についてみると第１
図ｄに示す回路とみなすことができる。この場合
しや断されたフライホイールダイオードＤ２に加
わる電圧Ｕ_Dは入力電圧に比例している。この電
圧から回路手段Ｒ_D，Ｃ_D，Ｒ_T1およびＲ_T2によつ
て、コンデンサＣ_Dに指数関数から合成された３
角波電圧U′_Dが生じ、この３角波電圧U′_Dの時間
経過は、電圧Ｕ_Dおよび衝撃係数γに依存してい
る。本発明における研究によれば、安定性の理由
から許容される最大衝撃係数は、商Ｔ／τによつて決 まる。その際限界の場合次のような衝撃係数が得
られる。 この式に相応する安定性基準を以下の説明から
明らかにする。 本発明の研究の結果、安定性に関しては0.5よ
り小さい衝撃係数が有利であることかつ0.5より
大きい衝撃係数の場合RC回路網の回路定数が問
題であることが認められている。 特許請求の範囲第３項の実施例での研究によれ
ば、0.5より大きな衝撃係数の場合対毎に比較的
長い投入接続パルスおよび比較的短い投入接続パ
ルスが交互に発生されるとクロツク周波数の領域
において不安定性が生じることがあることが認め
られている。 この効果を解明するために、障害の影響により
投入接続パルスの持続時間が誤つて変化したもの
と仮定する。このような誤つた持続時間を有する
投入パルスから出発して、コンデンサＣ_Dに対し
てその都度指数関数にしたがつた充電過程および
放電過程を調べてみる。 この考察の範囲内での認識は次の点にある。す
なわち投入接続パルスの時間延長は次の投入接続
パルスの時間短縮を作用しかつ次に時間短縮され
たパルスも、この第２の投入接続パルスに続く第
３の投入接続パルスの時間延長作用をする。 出力電圧を調整するためのこの回路装置が考察
の観点において安定に動作しているかどうかの基
準は、スイツチトランジスタを閉成する投入接続
パルスの時間延長が次の投入接続パルスの際付加
的な時間延長を来たすことはないということであ
る。 第４図に図示されているように、測定電圧Ｕ_Ke
の時間的な経過を調べると、誤差増幅器がスイツ
チトランジスタをしや断する時点が基準電圧Ｕ_Re
ｆとの交点によつて決められていることがわか
る。 第１図乃至第３図に図示の実施例においてスイ
ツチトランジスタＴ_Sの投入接続時相の間フライ
ホイールダイオードＤ２に加わる電圧は入力電圧
に比例しており、スイツチトランジスタＴ_Sのし
や断位相の間フライホイールダイオードの閾値電
圧に等しい。したがつてコンデンサＣ_Dは交互に
充電および放電される。 第５図は第１図ｄの回路の作用を説明するため
に、一般的に、コンデンサＣ_Dが抵抗を介して交
互に時間間隔t₁の間直流電圧U₁に接続されかつ時
間間隔t₂の間直流電圧U₂に接続される場合に対す
る充電および放電過程を示す。その際U₁に対す
る漸近線として上昇縁u₁を有する実線で示された
のこぎり波パルスおよびU₂に対する漸近線とし
ての下降縁u₂を有する実線で示されたのこぎり波
パルスが生じる。 障害の影響を受けたと想定して放電過程が時間
間隔t₁の終り頃ではなく、△t₁で示す時間間隔の
始めに始まると、下降縁を有する破線で示す経程
が生じる。 時間誤差△t₁の結果、電圧誤差△u₁が生じ、ひ
いては時間間隔t₂に対して次の時間誤差△t₂が生
じる。時間誤差△t₂により電圧誤差△u₂が生じ、
これにより最終的に時間誤差△t₃を来す。 従つて第５図は、比較的小さな時間誤差により
比較的大きな時間誤差△t₃が生じることがあるこ
とを示している。計算が示すように、不安定性に
結び付いているこのような特性は、有利にも本発
明によりRC回路網の回路定数を既述のように特
定して定めることによつて確実に回避される。 即ち第５図は、投入接続パルスの時間的な持続
時間の変化が２つの次の投入接続パルスにどのよ
うに作用するかを示している。 安定性条件として、第１の投入接続パルスのパ
ルス持続時間t₁の変化△t₁が、第３の投入接続パ
ルスのパルス持続時間t₁のこれより大きな延長△
t₃を来たさないようにしているので、次の計算式
により上記の(2)式が成立つ。 周期， オフ： オン： ２つの同一の、時間的にずらされた指数関数 たゞし 周期， オフ： オン： △ｔ_３／τ＝δ_３ Ｋ→安定状態の定数 Ｋ＝ｆ（Ｔ／τ，γ） δ_１，δ_２，δ_３→安定状態との関連付けられ
た偏差 δ_２＝1n（１＋Ｋ−Ke^-〓¹） δ_３＝−1n（１＋Ｋ−Ke〓²） ｅ〓²＝１＋Ｋ−Ke^-〓¹ δ_３＝−1n［１＋Ｋ−Ｋ（１＋Ｋ−Ke^-〓¹）］ δ_３＝−1n［１＋Ｋ−Ｋ−K² ＋K²e^-〓¹］ δ_３＝−1n（１−K²＋K²e^-〓¹） δ_３／δ_１＝−１／δ_１1n（１−K²＋K²e^-〓₁）＜１
安定条件 不等式を満足している場合、任意の偏差±δ
_１に対して、系を安定した定常状態へ戻すように
する補償メカニズムが働き始める。 (7)から次の結果とする： 1n（１−K²＋K²e^-〓₁）＞−δ_１ １−K²＋K²e^-〓₁＞ｅ^-〓₁ １−K²＞ｅ^-〓₁（１−K²） Ｋ＜１ １−K²＞０ 上記不等式は、０≦Ｋ≦１に対して満足してい
る。 従つて安定性基準は次のようになる： 限界例：“３角波電圧”（指数関数の影響なし） τ≫ＴＴ／τ→０ 分母および分子の微分により： 安定性条件： Ｋ＝γ／１−γ＜１ γ＜１−γ ２γ＜１ γ＜0.5 ３角波電圧の振幅に対して次式が得られる。 ただしτ＝Ｒ_p・Ｃ_D， およびＴ＝１／ｆ_Ｔであり、 その際ｆ_Tはクロツク周波数である。 次に、周期的な矩形パルスを用いた励振の際の
RC素子（第６図ａ）における定常的な電圧経過
（第６図ｂ）に基いて上記(3)式の成立つ経過を明
らかにする。 定常状態： u₁（ｏ）＝u₂（Ｔ） u₁（ｔ_OFF）＝u₂（ｔ_OFF） とをに代入すると

【式】が得られ、 とをに代入すると

【式】が得られ、 ととから が成立ち、 ととから最終的に、 が成立つ。 次に有利な設計例を示す。 まず式(2)により比Ｔ／τ＝3.33が選定される。それ により所定の容量Ｃ_Dの際分周器Ｒ_T1，Ｒ_T2の内
部抵抗Ｒ_pが決まる。コンデンサＣ_Dに生じる交流
電圧成分Ｕ_DSSの振幅は、抵抗Ｒ_Dによつて調節さ
れる。この振幅は動作中に入力電圧Ｕ_eの大きさ
によつて決まるので、入力端子における電圧変動
はす速く制御できる。 例えばＵ_a＝12Vに対して次の値が得られる。 Ue_nax＝48V γ_nio＝0.25 uDSS_nax＝79mV Ue_nio＝24V γ_nax＝0.5 uDSS_nio＝50mV Ｔ／τ＝3.333 Ｒ_p＝150Ω Ｒ_D＝49.1KΩ ｆ_T＝20KHz； Ｃ_D＝0.1μＦ Ｃ_V＝１μＦ 抵抗Ｒ_vの選択は、Ｒ_v・Ｃ_vフイルタの所望の
しや断周波数によつて決まる。Ｒ_v＝6.8Ωとすれ
ばしや断周波数は23KHzにある。 第４図にγ＝0.5およびγ＝0.25に対する測定
電圧の定性的経過が示されている。 既述のように本発明の課題は調整回路の出来る
だけ高度な安定性を得ることおよび出来るだけ高
い精度を得ることである。このように本発明は複
数の部分課題を有するので、その解決についても
回路技術手段の組合せから成り、特定の利点およ
び作用を必ずしもたゞちに特定の回路部分に対応
できるとは限らないので、まず回路の作用を全体
的に要約してみる。 本発明の直列制御形変換器のスイツチトランジ
スタＴ_SはフリツプフロツプＫによつて制御され
る。このフリツプフロツプは、クロツク発生器の
クロツクパルスＴによつてセツトされかつ誤差増
幅回路Ｓによつてリセツトされる。直列制御形変
換器である場合スイツチトランジスタＴ_Sの投入
位相の期間中電力は直列制御形変換器の入力側か
ら出力側へ伝送される。この状態においてフライ
ホイールダイオードＤ２はしや断されている。ス
イツチトランジスタＴ_Sのしや断状態においてチ
ヨークＬおよびフライホイールダイオードＤ２に
より、出力電流が引続いて流れるように作用す
る。 フライホイールダイオードＤ２に加わる電圧
は、スイツチトランジスタＴ_Sの投入接続位相の
期間中入力電圧に比例する。スイツチトランジス
タＴ_Sのしや断位相の期間中 チヨークＬに蓄積された磁気エネルギによつ
て規定されて フライホイールダイオードＤ２は導通状態に
あり、その結果このフライホイールダイオード
では単にしきい値電圧が降下するにすぎない。
他方においてフイルタコンデンサＣ_aには、一
定に保持すべき出力電圧Ｕ_aが生じる。 誤差増幅回路Ｓの入力側に前置接続されている
CR回路網を用いて、測定電圧Ｕ_Keが形成され
る。測定電圧Ｕ_Keは、誤差増幅回路Ｓを用いて基
準電圧Ｕ_Refと比較される。測定電圧は、直流電
圧成分と交流電圧成分とから組合されて成る。 コンデンサＣ_vにおける電圧は、実際に出力電
圧Ｕ_aの値を有する。というのは高周波の減結合
のために用いられる抵抗Ｒ_Vは非常に小さいから
である。この電圧に、コンデンサＣ_Dにおける電
圧が加算される。コンデンサＣ_Dには、重畳され
た交流電圧を有する直流電圧が加わる。直流電圧
は、分圧器Ｒ_T2およびＲ_T1の部分電圧である。交
流電圧は、コンデンサＣ_Dが周期的に充電および
放電されることによつて生じる。 スイツチトランジスタＴ_Sの作動接続時相の期
間中、ダイオードＤ２のアノードは、入力電圧Ｕ
_eに比例する、端子ａないし出力側の基準電位に
比べて負の電位を有する。ダイオードＤ２のカソ
ードは、入力電圧に比例して、端子ｂないし基準
電圧に比べて正の電位を有する。この時間間隔に
おいてコンデンサＣ_Dは、抵抗Ｒ_Dと、抵抗Ｒ_T1お
よびＲ_T2との並列回路を介して指数関数にしたが
つて充電される。 放電過程の期間中ダイオードＤ２はその都度実
際に短絡を表わす。コンデンサＣ_Dは、指数関数
に応じて放電する。 スイツチトランジスタＴ_Sは、測定電圧Ｕ_Keが
上昇するや否や、しや断される。それからフライ
ホイールダイオードＤ２には、もはや入力電圧で
はなくて、さらに非常に小さな閾値電圧が加わ
る。 このような構成を有する本発明の回路装置にお
いて、調整回路の出来るだけ高度な安定性を得る
ために、まずコンデンサＣ_Dは、有利なことに、
３つの機能を有している。このコンデンサは、周
期的な３角波電圧を形成するための装置の構成部
分であり、３角波電圧は−直流電圧に重畳され−
誤差増幅回路Ｓで第１の基準電圧Ｕ_Refと比較さ
れかつその際一義的な切換基準が発生される。更
にこのコンデンサは、分圧器抵抗Ｒ_T2を橋絡し、
その結果出力電圧Ｕ_aの跳躍的変化は電圧急峻化
をとらずかつ誤差増幅回路Ｓにおいて完全に作用
する。コンデンサＣ_Dは同時に、低周波領域（ク
ロツク周波数の部分より小さい）において位相回
転、ひいては調整回路における安定性に有利に作
用する微分素子の構成部分でもある。衝撃係数が
0.5より大きい場合、重畳される３角波電圧の形
状は、クロツク周波数領域における安定性に役立
つ。 次に本発明によれば調整がダイナミツク負荷変
動ばかりでなく、給電電圧の変化にも迅速に対応
出来るようにしたことで所望の高い精度が生じ
る。 ダイナミツク負荷変動の迅速な補償調整につい
ては既述のように行なわれ、給電電圧の変化の迅
速な補償調整においては、入力電圧の変化が、出
力電圧を介して間接的に作用するのではなく、抵
抗Ｒ_Dを介して直接的に誤差増幅回路Ｓに作用す
る。 直流しや断部を有する第１図および第２図によ
る変換器において測定値を形成するすべての部品
は、装置の出力端子における基準電位を受取る。
さらに出力部への整合は、出力部に作用を及ぼす
ことなく行われる。パルス幅制御のためデイジタ
ル形をしたしや断信号は、誤差増幅回路によつて
RC回路網から直接得られる。 第１図ないし第３図に示した回路装置は、有利
にも出力電圧の高い静的精度を有する。さらに動
的負荷変動のす速い制御、および入力電圧変動の
す速い制御が行われる。クロツク周波数の範囲に
おける安定性は、衝撃係数γ＞0.5に対しても得
られる。さらに高周波障害の影響を殆んど受けず
にすむ。

【図面の簡単な説明】

第１図は、電位分離部と基準電圧用基準点とし
て正の出力端子とを備えた本発明による装置の実
施例を示す回路図と、その回路の作用を説明する
回路略図、第２図は、電位分離部と基準電圧用基
準点として負の出力端子とを備えた実施例の図、
第３図は、電位分離部を持たずかつ基準点として
正の出力端子を備えた実施例の図、第４図は、有
利な設計例に対して測定電圧の時間経過を示す図
であり、第５図は、コンデンサＣ_Dの充電波形と
投入接続パルスの時間的な接続時間の変化が引続
く投入接続パルスにどのように作用するかを示す
波形図であり、第６図は、周期的な矩形パルスを
用いた励振の際のRC素子における定常的な電圧
経過を示す図である。 Ｓ……誤差増幅回路、Ｋ……双安定マルチバイ
ブレータ、ａ，ｂ……出力端子、Ｔ……クロツク
パルス、Ｕ_e……入力電圧、Ｕ_a……出力電圧、Ｕ
_Ref……比較電圧源。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電圧源Ｕ_eと変換器の出力側Ｕ_aとの間の
   主電流回路にスイツチ区間を配置した電子スイツ
   チＴ_sと、主電流回路におけるチヨークＬと、前
   記電子スイツチＴ_sとチヨークＬとの間に設けら
   れた分路におけるフライホイールダイオードＤ２
   と、前記電子スイツチ（トランジスタＴ_s）の制
   御区間（ベース―エミツタ区間）の前に接続され
   た、双安定マルチバイブレータＫを含むパルス幅
   制御用制御装置とを備えており、その際前記双安
   定マルチバイブレータＫはクロツク発生器のクロ
   ツクパルスＴによつてセツト可能でありかつ比較
   電圧源Ｕ_Refを含む誤差増幅回路Ｓから送出され
   る遮断パルスによつてリセツト可能である単一ク
   ロツク直列制御形変換器の出力電圧を制御する回
   路装置において、変換器の出力側ａ，ｂに接続さ
   れているコンデンサ抵抗直列回路Ｃ_v，Ｒ_vのコン
   デンサＣ_vおよび比較電圧源Ｕ_Refが、出力端子
   ａ，ｂの、基準点をなす同一の端子（第１図では
   ａ、第２図ではｂ）に接続されており、またコン
   デンサＣ_vの、基準点に対して電圧を生じる端子
   と誤差増幅回路Ｓの測定電圧入力端子（−）との
   間にある分圧器Ｒ_T1，Ｒ_T2の抵抗Ｒ_T2が、コンデ
   ンサＣ_Dによつて橋絡されており、該コンデンサ
   Ｃ_Dの容量が、前記コンデンサ抵抗直列回路のコ
   ンデンサＣ_vの容量よりも実質的に小さく選定さ
   れており、コンデンサ抵抗直列回路Ｃ_v，Ｒ_vの抵
   抗Ｒ_vの値が、分圧器の抵抗Ｒ_T1，Ｒ_T2の値より
   も少なくとも１桁だけ小さく選定されていること
   を特徴とする単一クロツク直列制御形変換器の出
   力電圧を制御する回路装置。 ２ 誤差増幅回路Ｓと双安定マルチバイブレータ
   Ｋとの間に光学結合器Ｏが配置されている、特許
   請求の範囲第１項記載の単一クロツク直列制御形
   変換器の出力電圧を制御する回路装置。 ３ 単一クロツク直列制御形変換器の最大衝撃係
   数限界値において、分圧器の内部抵抗Ｒ_pおよび
   分圧器の抵抗Ｒ_T2を橋絡するコンデンサＣ_Dが、
   次の式 が成立つように定められており、その際τは分圧
   器の内部抵抗Ｒ_pと分圧器の抵抗Ｒ_T2を橋絡する
   コンデンサＣ_Dとから成る積であり、またＴはク
   ロツク周波数の逆数である特許請求の範囲第１項
   または第２項記載の単一クロツク直列制御形変換
   器の出力電圧を制御する回路装置。