JPS6239745B2 - - Google Patents
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- JPS6239745B2 JPS6239745B2 JP55129164A JP12916480A JPS6239745B2 JP S6239745 B2 JPS6239745 B2 JP S6239745B2 JP 55129164 A JP55129164 A JP 55129164A JP 12916480 A JP12916480 A JP 12916480A JP S6239745 B2 JPS6239745 B2 JP S6239745B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H7/00—Instruments in which the tones are synthesised from a data store, e.g. computer organs
- G10H7/02—Instruments in which the tones are synthesised from a data store, e.g. computer organs in which amplitudes at successive sample points of a tone waveform are stored in one or more memories
- G10H7/06—Instruments in which the tones are synthesised from a data store, e.g. computer organs in which amplitudes at successive sample points of a tone waveform are stored in one or more memories in which amplitudes are read at a fixed rate, the read-out address varying stepwise by a given value, e.g. according to pitch
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H2250/00—Aspects of algorithms or signal processing methods without intrinsic musical character, yet specifically adapted for or used in electrophonic musical processing
- G10H2250/471—General musical sound synthesis principles, i.e. sound category-independent synthesis methods
- G10H2250/481—Formant synthesis, i.e. simulating the human speech production mechanism by exciting formant resonators, e.g. mimicking vocal tract filtering as in LPC synthesis vocoders, wherein musical instruments may be used as excitation signal to the time-varying filter estimated from a singer's speech
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Electrophonic Musical Instruments (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、固定フオルマントによる楽音合成
を実現する楽音合成装置に関する。
を実現する楽音合成装置に関する。
固定フオルマントによつて楽音を合成する楽音
合成装置としては特願昭53−91227号（特開昭55
−18623号）に示されたものが知られている。こ
の先行出願に示された楽音合成装置は、鍵押圧に
よつて指定された楽音の基本周波数の整数倍の周
波数を搬送波とし、該基本周波数を変調波とする
周波数変調によつてフオルマントの合成を行なう
ようにしたもので、固定フオルマントの中心周波
数が必らずしも押圧鍵の基本周波数の楽音周波数
の整数倍とはならないことに鑑みて、フオルマン
ト中心周波数に最も近い倍音周波数を算出し、算
出した倍音周波数を搬送波とする周波数変調によ
つて該倍音周波数を中心成分とするフオルマント
を合成するようにしている。このため、楽音の倍
音周波数の中からフオルマント中心周波数に最も
近いものを算出するための複雑な計算回路（換言
すれば、フオルマント中心周波数をその最近傍の
倍音周波数に変換するための変換回路）が必要で
あつた。
合成装置としては特願昭53−91227号（特開昭55
−18623号）に示されたものが知られている。こ
の先行出願に示された楽音合成装置は、鍵押圧に
よつて指定された楽音の基本周波数の整数倍の周
波数を搬送波とし、該基本周波数を変調波とする
周波数変調によつてフオルマントの合成を行なう
ようにしたもので、固定フオルマントの中心周波
数が必らずしも押圧鍵の基本周波数の楽音周波数
の整数倍とはならないことに鑑みて、フオルマン
ト中心周波数に最も近い倍音周波数を算出し、算
出した倍音周波数を搬送波とする周波数変調によ
つて該倍音周波数を中心成分とするフオルマント
を合成するようにしている。このため、楽音の倍
音周波数の中からフオルマント中心周波数に最も
近いものを算出するための複雑な計算回路（換言
すれば、フオルマント中心周波数をその最近傍の
倍音周波数に変換するための変換回路）が必要で
あつた。
また、本来のフオルマント中心周波数とその最
近傍の倍音周波数とが一致しない場合は、合成さ
れるフオルマントは所望の固定フオルマントから
幾分ずれたものとなる。このずれは楽音の基本周
波数（０）が高い場合に特に問題となる。基本
周波数（０）が低い場合のスペクトルエンベロ
ープの一例を第１図ａに示し、基本周波数（
０）が高い場合の一例を第１図ｂに示す。同図に
おいて、実線は合成しようとする固定フオルマン
トのスペクトルエンベロープを示し、破線は先行
技術によつて実際に合成されるフオルマントのス
ペクトルエンベロープを示す。基本周波数（
０）が低い場合は倍音周波数（０，２０，３
０……）の間隔が比較的狭いので、第１図ａに
示すように、所望の固定フオルマントの中心周波
数f1，f2とその近傍の倍音周波数（３０，
８０）との差はさほど大きくならず、該倍音周
波数（３０，８０）を中心にして合成される
フオルマントと所望の固定フオルマントとのずれ
はさほど問題とならない。しかし、基本周波数
（０）が高い場合は倍音周波数（０，２
０，３０……）の間隔が広がるので、第１図ｂ
に示すように、所望のフオルマント中心周波数
（f1，f2）とその近傍の倍音周波数（０，２
０）との差が広がることがあり、その場合は該
倍音周波数（０，２０）を中心にして合成さ
れるフオルマントは所望の固定フオルマントから
大きくずれたものとなり、音質を損なう原因とな
る。例えば第１図ｂの倍音周波数２０の本来の
レベルはl0であるのに、破線に示すようなフオル
マントの移動によりそれよりもはるかに高いＬと
なつてしまい、その結果、所望の音色を得ること
が困難となる。従来技術のこのような欠点を改善
するには、フオルマントの移動によつて生じた信
号レベルの誤差を補正するためのレベル補正回路
を増設してやる必要がある。このレベル補正回路
においては、フオルマント中心周波数とその最近
傍の倍音周波数とのずれを検出し、この周波数ず
れに応じて適切なレベル補正を施さねばならず、
面倒な構成となる。
近傍の倍音周波数とが一致しない場合は、合成さ
れるフオルマントは所望の固定フオルマントから
幾分ずれたものとなる。このずれは楽音の基本周
波数（０）が高い場合に特に問題となる。基本
周波数（０）が低い場合のスペクトルエンベロ
ープの一例を第１図ａに示し、基本周波数（
０）が高い場合の一例を第１図ｂに示す。同図に
おいて、実線は合成しようとする固定フオルマン
トのスペクトルエンベロープを示し、破線は先行
技術によつて実際に合成されるフオルマントのス
ペクトルエンベロープを示す。基本周波数（
０）が低い場合は倍音周波数（０，２０，３
０……）の間隔が比較的狭いので、第１図ａに
示すように、所望の固定フオルマントの中心周波
数f1，f2とその近傍の倍音周波数（３０，
８０）との差はさほど大きくならず、該倍音周
波数（３０，８０）を中心にして合成される
フオルマントと所望の固定フオルマントとのずれ
はさほど問題とならない。しかし、基本周波数
（０）が高い場合は倍音周波数（０，２
０，３０……）の間隔が広がるので、第１図ｂ
に示すように、所望のフオルマント中心周波数
（f1，f2）とその近傍の倍音周波数（０，２
０）との差が広がることがあり、その場合は該
倍音周波数（０，２０）を中心にして合成さ
れるフオルマントは所望の固定フオルマントから
大きくずれたものとなり、音質を損なう原因とな
る。例えば第１図ｂの倍音周波数２０の本来の
レベルはl0であるのに、破線に示すようなフオル
マントの移動によりそれよりもはるかに高いＬと
なつてしまい、その結果、所望の音色を得ること
が困難となる。従来技術のこのような欠点を改善
するには、フオルマントの移動によつて生じた信
号レベルの誤差を補正するためのレベル補正回路
を増設してやる必要がある。このレベル補正回路
においては、フオルマント中心周波数とその最近
傍の倍音周波数とのずれを検出し、この周波数ず
れに応じて適切なレベル補正を施さねばならず、
面倒な構成となる。
この発明の目的は、周波数変調によつてフオル
マント合成する楽音合成装置において、フオルマ
ント中心周波数の最近傍の倍音周波数を算出する
ために従来用いられていた複雑な回路及び上述の
レベル補正回路を必要とせずに、極めて簡単な構
成によつて、発生しようとする楽音の基本周波数
と調和関係にありかつフオルマント中心周波数の
近傍に位置する周波数の搬送波信号を該フオルマ
ント中心周波数からの周波数ずれに応じて予じめ
レベル補正された状態で発生することにある。こ
の目的は、所望の固定フオルマント中心周波数に
対応するレートで変化する位相角データを発生す
る位相角データ発生手段と、所望の楽音基本周波
数に対応する周期で前記位相角データを所定位相
値にリセツトすることにより、該位相角データを
前記基本周波数と調和関係に制御するリセツト手
段と、この位相角データ発生手段から発生された
位相角データを搬送波の位相角データとして使用
して任意の変調波信号により周波数変調を行うこ
とにより楽音信号を合成する周波数変調手段とを
具えることにより達成される。これにより、この
位相角データによつて確立される搬送波信号は、
前記基本周波数の整数倍の周波数を成分とし、か
つそれら成分のレベルが前記フオルマント中心周
波数を頂点とする所定のスペクトルエンベロープ
によつて決定されるものとなる。すなわち、所望
のフオルマント中心周波数に最も近い倍音周波数
のレベルがその中心周波数からのずれに応じて最
強調された信号として搬送波信号を得ることがで
きる。
マント合成する楽音合成装置において、フオルマ
ント中心周波数の最近傍の倍音周波数を算出する
ために従来用いられていた複雑な回路及び上述の
レベル補正回路を必要とせずに、極めて簡単な構
成によつて、発生しようとする楽音の基本周波数
と調和関係にありかつフオルマント中心周波数の
近傍に位置する周波数の搬送波信号を該フオルマ
ント中心周波数からの周波数ずれに応じて予じめ
レベル補正された状態で発生することにある。こ
の目的は、所望の固定フオルマント中心周波数に
対応するレートで変化する位相角データを発生す
る位相角データ発生手段と、所望の楽音基本周波
数に対応する周期で前記位相角データを所定位相
値にリセツトすることにより、該位相角データを
前記基本周波数と調和関係に制御するリセツト手
段と、この位相角データ発生手段から発生された
位相角データを搬送波の位相角データとして使用
して任意の変調波信号により周波数変調を行うこ
とにより楽音信号を合成する周波数変調手段とを
具えることにより達成される。これにより、この
位相角データによつて確立される搬送波信号は、
前記基本周波数の整数倍の周波数を成分とし、か
つそれら成分のレベルが前記フオルマント中心周
波数を頂点とする所定のスペクトルエンベロープ
によつて決定されるものとなる。すなわち、所望
のフオルマント中心周波数に最も近い倍音周波数
のレベルがその中心周波数からのずれに応じて最
強調された信号として搬送波信号を得ることがで
きる。
また、この発明の別の目的は、周波数変調によ
つてフオルマント合成する場合に生じる次のよう
な欠点を簡単な構成によつて改善することにあ
る。それは、変調波の周波数ωn（押圧鍵の周波
数）が高くなると、第２図ｂに示すように、得ら
れるフオルマントのすそ野が広がつてしまい、本
来の所望のフオルマント（例えば第２図ａ）とは
かけ離れた形状となつてしまうという欠点であ
る。これは、周波数変調によつて得られる側帯波
のレベルは変調波の周波数とは無関係にベツセル
関数によつて定まることによる。例えば、第２図
ａ，ｂにおいて１次の側帯波ωc±ωnのレベルは
その変調波周波数ωnの高低に無関係にベツセル
関数J1（Ｉ）によつて定まる同じレベルとなる。
この欠点は、変調波周波数ωnの値に応じて変調
指数を制御することにより改善することも可能で
あるが、それでは回路構成が煩雑となる。そこ
で、この発明では、所望のフオルマントに対応し
て任意に設定される変調波周波数に対応するレー
トで変化する位相角データを発生する位相角デー
タ発生手段と、所望の楽音基本周波数に対応する
周期で前記位相角データを所定位相値にリセツト
することにより、該位相角データを前記基本周波
数と調和関係に制御するリセツト手段と、前記位
相角データ発生手段から発生された位相角データ
を変調波の位相角データとして使用して任意の搬
送波信号を周波数変調することにより楽音信号を
合成する周波数変調手段とを具えることにより上
記目的を達成するようにしている。この位相角デ
ータによつて確立される変調波信号は、前記基本
周波数の整数倍の周波数を成分とし、かつそれら
成分のレベルが所望のフオルマントに対応して任
意設定される前記変調波周波数を頂点とする所定
のスペクトルエンベロープによつて決定されるも
のとなる。すなわち、この所望の変調波周波数に
最も近い倍音周波数成分が最強調された信号とし
て変調波信号を得ることができる。こうして得た
変調波信号は、基本周波数が大きく変動しても、
その主成分が常に所望の変調波周波数の近傍に位
置するので、それほど大きく変動することはな
く、常に均質な理想的なフオルマントの合成に寄
与する。
つてフオルマント合成する場合に生じる次のよう
な欠点を簡単な構成によつて改善することにあ
る。それは、変調波の周波数ωn（押圧鍵の周波
数）が高くなると、第２図ｂに示すように、得ら
れるフオルマントのすそ野が広がつてしまい、本
来の所望のフオルマント（例えば第２図ａ）とは
かけ離れた形状となつてしまうという欠点であ
る。これは、周波数変調によつて得られる側帯波
のレベルは変調波の周波数とは無関係にベツセル
関数によつて定まることによる。例えば、第２図
ａ，ｂにおいて１次の側帯波ωc±ωnのレベルは
その変調波周波数ωnの高低に無関係にベツセル
関数J1（Ｉ）によつて定まる同じレベルとなる。
この欠点は、変調波周波数ωnの値に応じて変調
指数を制御することにより改善することも可能で
あるが、それでは回路構成が煩雑となる。そこ
で、この発明では、所望のフオルマントに対応し
て任意に設定される変調波周波数に対応するレー
トで変化する位相角データを発生する位相角デー
タ発生手段と、所望の楽音基本周波数に対応する
周期で前記位相角データを所定位相値にリセツト
することにより、該位相角データを前記基本周波
数と調和関係に制御するリセツト手段と、前記位
相角データ発生手段から発生された位相角データ
を変調波の位相角データとして使用して任意の搬
送波信号を周波数変調することにより楽音信号を
合成する周波数変調手段とを具えることにより上
記目的を達成するようにしている。この位相角デ
ータによつて確立される変調波信号は、前記基本
周波数の整数倍の周波数を成分とし、かつそれら
成分のレベルが所望のフオルマントに対応して任
意設定される前記変調波周波数を頂点とする所定
のスペクトルエンベロープによつて決定されるも
のとなる。すなわち、この所望の変調波周波数に
最も近い倍音周波数成分が最強調された信号とし
て変調波信号を得ることができる。こうして得た
変調波信号は、基本周波数が大きく変動しても、
その主成分が常に所望の変調波周波数の近傍に位
置するので、それほど大きく変動することはな
く、常に均質な理想的なフオルマントの合成に寄
与する。
以下、この発明の実施例を添付図面を参照して
詳細に説明しよう。
詳細に説明しよう。
第３図はこの発明に係る楽音合成装置を適用し
た電子楽器の一実施例を示すもので、キースイツ
チ回路１０は鍵盤で押圧された鍵を表わすキーコ
ードKCを出力すると共に、鍵押圧操作に対応し
てキーオン信号KONを出力する。キーコードKC
は周波数ナンバテーブル１１にアドレス入力さ
れ、押圧鍵の基本周波数に対応する数値すなわち
周波数ナンバω０を該テーブル１１から読み出
す。周知のように、この周波数ナンバω０は、所
望の基本周波数を得るための単位時間当りの位相
増分値（または減分値でもよい）を示している。
ここで、単位時間とは、アキユムレータ１２にお
ける計算時間間隔をいう。周波数ナンバω０はア
キユムレータ１２において規則的時間間隔で繰返
し加算され、その累算値ｑ・ω０が出力される。
ここで、ｑは繰返し加算の回数を示す整数であ
り、１，２，３……というように計算時間の経過
とともに変化する変数である。周知のように、ア
キユムレータには位相角２πに対応する所定のモ
ジユロをもち、累算値ｑ・ω０がそのモジユロ数
に達する（あるいは越える）毎にそのモジユロ数
を引いた値まで該値ｑ・ω０が減少する。従つ
て、累算値ｑ・ω０は、位相角２πに対応する所
定モジユロ数を最大値として増加を繰返す周期関
数であり、瞬間的には各時点での位相角を示して
おり、いわば押圧鍵の基本周波数の位相角データ
である。この実施例では、周波数変調における変
調波周波数として押圧鍵の基本周波数を用いるよ
うにしているので、このアキユムレータ１２から
出力される累算値ｑ・ω０が変調波信号の位相角
データｑ・ωnとして利用される。
た電子楽器の一実施例を示すもので、キースイツ
チ回路１０は鍵盤で押圧された鍵を表わすキーコ
ードKCを出力すると共に、鍵押圧操作に対応し
てキーオン信号KONを出力する。キーコードKC
は周波数ナンバテーブル１１にアドレス入力さ
れ、押圧鍵の基本周波数に対応する数値すなわち
周波数ナンバω０を該テーブル１１から読み出
す。周知のように、この周波数ナンバω０は、所
望の基本周波数を得るための単位時間当りの位相
増分値（または減分値でもよい）を示している。
ここで、単位時間とは、アキユムレータ１２にお
ける計算時間間隔をいう。周波数ナンバω０はア
キユムレータ１２において規則的時間間隔で繰返
し加算され、その累算値ｑ・ω０が出力される。
ここで、ｑは繰返し加算の回数を示す整数であ
り、１，２，３……というように計算時間の経過
とともに変化する変数である。周知のように、ア
キユムレータには位相角２πに対応する所定のモ
ジユロをもち、累算値ｑ・ω０がそのモジユロ数
に達する（あるいは越える）毎にそのモジユロ数
を引いた値まで該値ｑ・ω０が減少する。従つ
て、累算値ｑ・ω０は、位相角２πに対応する所
定モジユロ数を最大値として増加を繰返す周期関
数であり、瞬間的には各時点での位相角を示して
おり、いわば押圧鍵の基本周波数の位相角データ
である。この実施例では、周波数変調における変
調波周波数として押圧鍵の基本周波数を用いるよ
うにしているので、このアキユムレータ１２から
出力される累算値ｑ・ω０が変調波信号の位相角
データｑ・ωnとして利用される。
アキユムレータ１２においては、その累算値
ｑ・ω０が所定のモジユロ数に達する（あるいは
越える）毎にキヤリイアウト信号Coutを繰返し
出力する。このキヤリイアウト信号Coutの繰返
し周波数は押圧鍵の基本周波数に相当する。この
キヤリイアウト信号Coutはアキユムレータ１３
のリセツト入力に加えられる。
ｑ・ω０が所定のモジユロ数に達する（あるいは
越える）毎にキヤリイアウト信号Coutを繰返し
出力する。このキヤリイアウト信号Coutの繰返
し周波数は押圧鍵の基本周波数に相当する。この
キヤリイアウト信号Coutはアキユムレータ１３
のリセツト入力に加えられる。
アキユムレータ１３は、所望のフオルマントの
中心周波数を示すデータωf（所望のフオルマン
トに対応する固定値）を規則的時間間隔で繰返し
加算するものである。このデータωfは、前述の
周波数ナンバω０と同様に、所望のフオルマント
中心周波数を得るための単位時間当たりの位相増
分値を示すデータであり、アキユムレータ１３に
おける繰返し加算によつて位相角データｑ・ωf
が得られる。アキユムレータ１３はアキユムレー
タ１２と同様に位相角２πに対応する所定のモジ
ユロをもち、累算値ｑ・ωfがそのモジユロ数に
達する（あるいは越える）毎にそのモジユロ数を
引いた値まで該値ｑ・ωfが減少する。従つて、
原則的には、位相角２πに相当する所定のモジユ
ロ数で増加を繰返し、かつその繰返し周波数が所
望のフオルマント中心周波数に相当する位相角デ
ータｑ・ωfがアキユムレータ１３から得られる
はずである。ところが、アキユムレータ１３はア
キユムレータ１２のキヤリイアウト信号Coutに
よつて周期的にリセツトされるので、実際に得ら
れる位相角データｑ・ωfは単純な周期関数とは
ならない。
中心周波数を示すデータωf（所望のフオルマン
トに対応する固定値）を規則的時間間隔で繰返し
加算するものである。このデータωfは、前述の
周波数ナンバω０と同様に、所望のフオルマント
中心周波数を得るための単位時間当たりの位相増
分値を示すデータであり、アキユムレータ１３に
おける繰返し加算によつて位相角データｑ・ωf
が得られる。アキユムレータ１３はアキユムレー
タ１２と同様に位相角２πに対応する所定のモジ
ユロをもち、累算値ｑ・ωfがそのモジユロ数に
達する（あるいは越える）毎にそのモジユロ数を
引いた値まで該値ｑ・ωfが減少する。従つて、
原則的には、位相角２πに相当する所定のモジユ
ロ数で増加を繰返し、かつその繰返し周波数が所
望のフオルマント中心周波数に相当する位相角デ
ータｑ・ωfがアキユムレータ１３から得られる
はずである。ところが、アキユムレータ１３はア
キユムレータ１２のキヤリイアウト信号Coutに
よつて周期的にリセツトされるので、実際に得ら
れる位相角データｑ・ωfは単純な周期関数とは
ならない。
この点を説明するために第４図を参照する。第
４図ａはアキユムレータ１２の累算値ｑ・ω０を
示すもので、横軸は時間、たて軸は累算値を示
す。この累算値ｑ・ω０はモジユロ数Ｍの範囲で
周期的に増加を繰返す。累算値ｑ・ω０がモジユ
ロ数Ｍを越える毎に第４図ｂに示すようにキヤリ
イアウト信号Coutが出力される。他方、第４図
ｃに示すように、アキユムレータ１３の累算値
ｑ・ωfはキヤリイアウト信号Coutが与えられる
直前までは、モジユロ数Ｍの範囲で周期的に増加
を繰返すが、キヤリイアウト信号Coutが与えら
れると、その値ｑ・ωfがモジユロ数Ｍに達して
いなくても強制的に初期位相値にリセツトされ
る。
４図ａはアキユムレータ１２の累算値ｑ・ω０を
示すもので、横軸は時間、たて軸は累算値を示
す。この累算値ｑ・ω０はモジユロ数Ｍの範囲で
周期的に増加を繰返す。累算値ｑ・ω０がモジユ
ロ数Ｍを越える毎に第４図ｂに示すようにキヤリ
イアウト信号Coutが出力される。他方、第４図
ｃに示すように、アキユムレータ１３の累算値
ｑ・ωfはキヤリイアウト信号Coutが与えられる
直前までは、モジユロ数Ｍの範囲で周期的に増加
を繰返すが、キヤリイアウト信号Coutが与えら
れると、その値ｑ・ωfがモジユロ数Ｍに達して
いなくても強制的に初期位相値にリセツトされ
る。
従つて、アキユムレータ１３から出力される位
相角データｑ・ωfに含まれる周波数成分は単純
にフオルマント中心周波数（ωf）に対応しては
いない。。フオルマント中心周波数（ωf）よりも
低い基本周波数（ω０）に同期して周期的に所定
位相（例えば初期位相）にリセツトすることによ
り、該基本周波数（ω０）の整数倍の周波数成分
をもち、かつその中でフオルマント中心周波数
（ωf）に最も近い成分のレベルがその中心周波数
（ωf）からのずれに応じて最強調されたものとな
る。その理由は次の通りである。
相角データｑ・ωfに含まれる周波数成分は単純
にフオルマント中心周波数（ωf）に対応しては
いない。。フオルマント中心周波数（ωf）よりも
低い基本周波数（ω０）に同期して周期的に所定
位相（例えば初期位相）にリセツトすることによ
り、該基本周波数（ω０）の整数倍の周波数成分
をもち、かつその中でフオルマント中心周波数
（ωf）に最も近い成分のレベルがその中心周波数
（ωf）からのずれに応じて最強調されたものとな
る。その理由は次の通りである。
第４図ｃに示すような位相角データｑ・ωfを
正弦波に置換えると第５図のようになる。この第
５図の波形は周波数（ωf）の正弦波に時間幅が
１／ω０の時間窓を乗じたものを繰返したもので
ある。第５図のような波形のスペクトルは第６図
のようになることが知られている。すなわち、そ
のスペクトルエンベロープは正弦波の周波数（ω
f）の位置を頂点とする形状をもち、時間窓
（１／ω０）の繰返し周波数（ω０）の整数倍の
周波数（ｉ・ω０）（但しｉ＝１，２，３……）
の位置で該スペクトルエンベロープによつて定ま
るレベルのスペクトル成分が生じる。従つて、正
弦波の周波数すなわちフオルマント中心周波数
（ωf）に最も近い倍音周波数（ｉ・ω０）のレベ
ルが最も強調される。このスペクトルエンベロー
プの形状は、時間窓の時間幅１／ω０すなわち押
圧鍵の基本周波数（ω０）が変化しても、変化し
ない。従つて、スペクトルエンベロープの中心の
周波数（ωf）とその最近傍の倍音周波数（ｉ・
ω０）とのずれ（△ω）に応じて該最近傍倍音周
波数成分（勿論、これに限らずその他の倍音周波
数成分も同様であるが）のレベルが自動的に制御
される。
正弦波に置換えると第５図のようになる。この第
５図の波形は周波数（ωf）の正弦波に時間幅が
１／ω０の時間窓を乗じたものを繰返したもので
ある。第５図のような波形のスペクトルは第６図
のようになることが知られている。すなわち、そ
のスペクトルエンベロープは正弦波の周波数（ω
f）の位置を頂点とする形状をもち、時間窓
（１／ω０）の繰返し周波数（ω０）の整数倍の
周波数（ｉ・ω０）（但しｉ＝１，２，３……）
の位置で該スペクトルエンベロープによつて定ま
るレベルのスペクトル成分が生じる。従つて、正
弦波の周波数すなわちフオルマント中心周波数
（ωf）に最も近い倍音周波数（ｉ・ω０）のレベ
ルが最も強調される。このスペクトルエンベロー
プの形状は、時間窓の時間幅１／ω０すなわち押
圧鍵の基本周波数（ω０）が変化しても、変化し
ない。従つて、スペクトルエンベロープの中心の
周波数（ωf）とその最近傍の倍音周波数（ｉ・
ω０）とのずれ（△ω）に応じて該最近傍倍音周
波数成分（勿論、これに限らずその他の倍音周波
数成分も同様であるが）のレベルが自動的に制御
される。
従つて、アキユムレータ１３から得られる位相
角データｑ・ωfに対応する正弦波を（単独ある
いは他の波形成分と合成した形で）合成するよう
にすれば、この位相角データｑ・ωfによつて生
ぜしめられるスペクトル成分は第６図に示すもの
と同じものとなる。以上の理由により、アキユム
レータ１３から出力される位相角データｑ・ωf
によつて確立される周期関数は、押圧鍵の基本周
波数（ω０）と調和関係にあり、かつその周波数
成分の中ではフオルマント中心周波数（ωf）の
最近傍の倍音周波数（ｉ・ω０）のレベルが最も
強く、かつそのレベルは中心周波数（ωf）から
の該倍音周波数（ｉ・ω０）のずれに応じて自動
的にレベル補正されたものとなる。このように、
位相角データｑ・ωfは、周波数変調によつてフ
オルマント合成する場合の搬送波信号の条件をす
べて兼ね備えているものであるので、これをその
まま搬送波信号の位相角データｑ・ωcとして周
波数変調回路１４にて利用する。
角データｑ・ωfに対応する正弦波を（単独ある
いは他の波形成分と合成した形で）合成するよう
にすれば、この位相角データｑ・ωfによつて生
ぜしめられるスペクトル成分は第６図に示すもの
と同じものとなる。以上の理由により、アキユム
レータ１３から出力される位相角データｑ・ωf
によつて確立される周期関数は、押圧鍵の基本周
波数（ω０）と調和関係にあり、かつその周波数
成分の中ではフオルマント中心周波数（ωf）の
最近傍の倍音周波数（ｉ・ω０）のレベルが最も
強く、かつそのレベルは中心周波数（ωf）から
の該倍音周波数（ｉ・ω０）のずれに応じて自動
的にレベル補正されたものとなる。このように、
位相角データｑ・ωfは、周波数変調によつてフ
オルマント合成する場合の搬送波信号の条件をす
べて兼ね備えているものであるので、これをその
まま搬送波信号の位相角データｑ・ωcとして周
波数変調回路１４にて利用する。
周波数変調回路１４は、アキユムレータ１２か
ら出力される変調波の位相角データｑ・ωn（す
なわちｑ・ω０）とアキユムレータ１３から出力
される搬送波の位相角データｑ・ωc（すなわち
ｑ・ωf）とにもとづいて周波数変調を実行する
回路である。変調波の位相角データｑ・ωnは正
弦波テーブル１５にアドレス入力され、その位相
角に対応して正弦波振幅データsinq・ωnが該テ
ーブル１５から読み出される。乗算器１６におい
ては、テーブル１５から読み出された変調波の振
幅データsinq・ωnに対して変調指数Ｉが乗算さ
れる。この変調指数Ｉ及び前述のフオルマント中
心周波数データωfは、図示しないフオルマント
選択（または音色選択）手段による所望のフオル
マントの選択に応じて、図示しないフオルマント
パラメータ発生手段（例えばROM）からその所
望のフオルマントに対応する値のものが読み出さ
れる。この変調指数Ｉによつてフオルマントのス
ペクトルエンベロープの形状が設定される。
ら出力される変調波の位相角データｑ・ωn（す
なわちｑ・ω０）とアキユムレータ１３から出力
される搬送波の位相角データｑ・ωc（すなわち
ｑ・ωf）とにもとづいて周波数変調を実行する
回路である。変調波の位相角データｑ・ωnは正
弦波テーブル１５にアドレス入力され、その位相
角に対応して正弦波振幅データsinq・ωnが該テ
ーブル１５から読み出される。乗算器１６におい
ては、テーブル１５から読み出された変調波の振
幅データsinq・ωnに対して変調指数Ｉが乗算さ
れる。この変調指数Ｉ及び前述のフオルマント中
心周波数データωfは、図示しないフオルマント
選択（または音色選択）手段による所望のフオル
マントの選択に応じて、図示しないフオルマント
パラメータ発生手段（例えばROM）からその所
望のフオルマントに対応する値のものが読み出さ
れる。この変調指数Ｉによつてフオルマントのス
ペクトルエンベロープの形状が設定される。
乗算器１６の出力Isinq・ωnは加算器１７に加
えられ、搬送波の位相角データｑ・ωcと加算さ
れる。この加算結果（ｑ・ωc＋Isinq・ωn）は
正弦波テーブル１８に位相角データとしてアドレ
ス入力され、その位相角に対応する正弦波振幅デ
ータsin（ｑ・ωc＋Isinq・ωn）が該テーブル１
８から読み出される。こうして、位相角データ
ｑ・ωcによつて示される搬送波信号を位相角デ
ータｑ・ωnによつて示される変調波信号によつ
て周波数変調した信号sin（ｑ・ωc＋Isinq・ω
n）が正弦波テーブル１８から得られる。この周
波数変調信号sin（ｑ・ωc＋Isinq・ωn）におい
ては、所望のフオルマント中心周波数（ωf）の
近傍の倍音周波数（ｉ・ω０）を中心とするフオ
ルマントに従つて押圧鍵の基本周波数（ω０）と
調和関係にある複数の側帯波が発生しており、か
つ、フオルマントの中心となつた倍音周波数
（ｉ・ω０）と本来の中心周波数（ωf）とのずれ
に応じてレベル補正が施されている。
えられ、搬送波の位相角データｑ・ωcと加算さ
れる。この加算結果（ｑ・ωc＋Isinq・ωn）は
正弦波テーブル１８に位相角データとしてアドレ
ス入力され、その位相角に対応する正弦波振幅デ
ータsin（ｑ・ωc＋Isinq・ωn）が該テーブル１
８から読み出される。こうして、位相角データ
ｑ・ωcによつて示される搬送波信号を位相角デ
ータｑ・ωnによつて示される変調波信号によつ
て周波数変調した信号sin（ｑ・ωc＋Isinq・ω
n）が正弦波テーブル１８から得られる。この周
波数変調信号sin（ｑ・ωc＋Isinq・ωn）におい
ては、所望のフオルマント中心周波数（ωf）の
近傍の倍音周波数（ｉ・ω０）を中心とするフオ
ルマントに従つて押圧鍵の基本周波数（ω０）と
調和関係にある複数の側帯波が発生しており、か
つ、フオルマントの中心となつた倍音周波数
（ｉ・ω０）と本来の中心周波数（ωf）とのずれ
に応じてレベル補正が施されている。
正弦波テーブル１８から出力された周波数変信
号sin（ｑ・ωc＋Isinq・ωn）は乗算器１９に与
えられ、エンベロープ発生器２０から与えられる
エンベロープ信号Ａ（ｔ）によつてその振幅が時
間経過に伴つて制御される。エンベロープ発生器
２０は、キースイツチ回路１０から与えられるキ
ーオン信号KONに応答してアタツク、サステイ
ン、デイケイ等の特性をもつエンベロープ信号Ａ
（ｔ）を発生する。振幅エンベロープが制御され
た信号Ａ（ｔ）sin（ｑ・ωc＋Isinq・ωn）はデ
イジタル―アナログ変換器２１でアナログの楽音
信号に変換され、サウンドシステム２２を経て発
音される。
号sin（ｑ・ωc＋Isinq・ωn）は乗算器１９に与
えられ、エンベロープ発生器２０から与えられる
エンベロープ信号Ａ（ｔ）によつてその振幅が時
間経過に伴つて制御される。エンベロープ発生器
２０は、キースイツチ回路１０から与えられるキ
ーオン信号KONに応答してアタツク、サステイ
ン、デイケイ等の特性をもつエンベロープ信号Ａ
（ｔ）を発生する。振幅エンベロープが制御され
た信号Ａ（ｔ）sin（ｑ・ωc＋Isinq・ωn）はデ
イジタル―アナログ変換器２１でアナログの楽音
信号に変換され、サウンドシステム２２を経て発
音される。
次に第７図を参照してこの発明の別の実施例を
説明する。第７図は、第３図実施例の破線で囲ん
だ部分２４の改良を示す。この例においては、フ
オルマント中心周波数を示すデータωfのほか
に、所望の固定フオルマントを周波数変調によつ
て実現する場合の理想的な変調波周波数を示すデ
ータωn′が別途に予じめ準備される。このデータ
ωn′は、理想的な変調波周波数（これは所望のフ
オルマントに応じて固定されたものである）に対
応する単位時間当りの位相増分値を示すデータで
ある。アキユムレータ２３ではこのデータωn′を
繰返し加算し、その累算値として変調波信号の位
相角を示すデータｑ・ωnを得る。アキユムレー
タ２３は他のアキユムレータ１２，１３と同様に
位相角２πに対応するモジユロをもち、累算値
ｑ・ωnがそのモジユロ数に達する毎に（あるい
は越える毎に）そのモジユロ数を引いた値まで該
値ｑ・ωnが減少する。
説明する。第７図は、第３図実施例の破線で囲ん
だ部分２４の改良を示す。この例においては、フ
オルマント中心周波数を示すデータωfのほか
に、所望の固定フオルマントを周波数変調によつ
て実現する場合の理想的な変調波周波数を示すデ
ータωn′が別途に予じめ準備される。このデータ
ωn′は、理想的な変調波周波数（これは所望のフ
オルマントに応じて固定されたものである）に対
応する単位時間当りの位相増分値を示すデータで
ある。アキユムレータ２３ではこのデータωn′を
繰返し加算し、その累算値として変調波信号の位
相角を示すデータｑ・ωnを得る。アキユムレー
タ２３は他のアキユムレータ１２，１３と同様に
位相角２πに対応するモジユロをもち、累算値
ｑ・ωnがそのモジユロ数に達する毎に（あるい
は越える毎に）そのモジユロ数を引いた値まで該
値ｑ・ωnが減少する。
アキユムレータ１２及び１３は第３図に示す同
一符号のものと同じ機能を果すもので、押圧鍵の
基本周波数を示す周波数ナンバω０をアキユムレ
ータ１２において累算し、そのキヤリイアウト信
号Coutによつてアキユムレータ１３をリセツト
する。アキユムレータ１３はフオルマント中心周
波数を示すデータωfを累算し、かつキヤリイア
ウト信号Coutによつて周期的にリセツトされる
ことにより、押圧鍵の基本周波数（ω０）と調和
しかつフオルマント中心周波数（ωf）の最近傍
の倍音周波数（ｉ・ω０）が最強レベルをもつス
ペクトル構成の搬送波信号を合成し得る位相角デ
ータｑ・ωcを出力する。アキユムレータ１２か
ら出力されるキヤリイアウト信号Coutは、アキ
ユムレータ１３のみならず、アキユムレータ２３
のリセツト入力にも与えられ、該アキユムレータ
２３における累算値ｑ・ωnを押圧鍵の基本周波
数（ω０）に同期して周期的に初期位相値（初期
位相に限らず所定の位相値であればよい）にリセ
ツトする。アキユムレータ１２における累算値
ｑ・ω０及びキヤリイアウト信号Cout及びアキ
ユムレータ２３，１３の累算値ｑ・ωn，ｑ・ωc
（ｑ・ωf）の一例を第８図に示す。第８図を参照
すると、アキユムレータ２３の累算値ｑ・ωn
は、アキユムレータ１３の累算値ｑ・ωcと同
様、キヤリイアウト信号Coutが与えられる直前
まではモジユロ数Ｍの範囲内でデータωn′によつ
て定まる周期で増加を繰返すが、キヤリイアウト
信号Coutが与えられると、その値ｑ・ωnがモジ
ユロ数Ｍに達していなくても強制的に初期位相値
にリセツトされることが容易に理解できる。
一符号のものと同じ機能を果すもので、押圧鍵の
基本周波数を示す周波数ナンバω０をアキユムレ
ータ１２において累算し、そのキヤリイアウト信
号Coutによつてアキユムレータ１３をリセツト
する。アキユムレータ１３はフオルマント中心周
波数を示すデータωfを累算し、かつキヤリイア
ウト信号Coutによつて周期的にリセツトされる
ことにより、押圧鍵の基本周波数（ω０）と調和
しかつフオルマント中心周波数（ωf）の最近傍
の倍音周波数（ｉ・ω０）が最強レベルをもつス
ペクトル構成の搬送波信号を合成し得る位相角デ
ータｑ・ωcを出力する。アキユムレータ１２か
ら出力されるキヤリイアウト信号Coutは、アキ
ユムレータ１３のみならず、アキユムレータ２３
のリセツト入力にも与えられ、該アキユムレータ
２３における累算値ｑ・ωnを押圧鍵の基本周波
数（ω０）に同期して周期的に初期位相値（初期
位相に限らず所定の位相値であればよい）にリセ
ツトする。アキユムレータ１２における累算値
ｑ・ω０及びキヤリイアウト信号Cout及びアキ
ユムレータ２３，１３の累算値ｑ・ωn，ｑ・ωc
（ｑ・ωf）の一例を第８図に示す。第８図を参照
すると、アキユムレータ２３の累算値ｑ・ωn
は、アキユムレータ１３の累算値ｑ・ωcと同
様、キヤリイアウト信号Coutが与えられる直前
まではモジユロ数Ｍの範囲内でデータωn′によつ
て定まる周期で増加を繰返すが、キヤリイアウト
信号Coutが与えられると、その値ｑ・ωnがモジ
ユロ数Ｍに達していなくても強制的に初期位相値
にリセツトされることが容易に理解できる。
アキユムレータ２３において前述のアキユムレ
ータ１３における処理と同様のリセツト処理が施
されることにより、前述と同じ理由によつて、該
アキユムレータ２３から出力される位相角データ
ｑ・ωnによつて確立される周期関数は、押圧鍵
の基本周波数（ω０）と調和関係にあり、かつそ
の周波数成分の中では固定の変調波周波数（ω
n′）の最近傍の倍音周波数（ｉ・ω０）のレベル
が最も強くあらわれる。すなわち、この位相角デ
ータｑ・ωnに対応する変調波信号は、所定の理
想的な変調波周波数（ωn′）の最近傍の倍音周波
数を主成分とするものである。アキユムレータ２
３から出力される位相角データｑ・ωnは周波数
変調における変調波信号の位相角データとして周
波数変調回路１４の正弦波テーブル１５（第３
図）にアドレス入力される。アキユムレータ１３
の出力ｑ・ωcは前述と同様に、搬送波信号の位
相角データとして加算器１７（第３図）に入力さ
れる。尚、第７図の場合は、アキユムレータ１２
の累算値ｑ・ω０は周波数変調において利用され
ない。
ータ１３における処理と同様のリセツト処理が施
されることにより、前述と同じ理由によつて、該
アキユムレータ２３から出力される位相角データ
ｑ・ωnによつて確立される周期関数は、押圧鍵
の基本周波数（ω０）と調和関係にあり、かつそ
の周波数成分の中では固定の変調波周波数（ω
n′）の最近傍の倍音周波数（ｉ・ω０）のレベル
が最も強くあらわれる。すなわち、この位相角デ
ータｑ・ωnに対応する変調波信号は、所定の理
想的な変調波周波数（ωn′）の最近傍の倍音周波
数を主成分とするものである。アキユムレータ２
３から出力される位相角データｑ・ωnは周波数
変調における変調波信号の位相角データとして周
波数変調回路１４の正弦波テーブル１５（第３
図）にアドレス入力される。アキユムレータ１３
の出力ｑ・ωcは前述と同様に、搬送波信号の位
相角データとして加算器１７（第３図）に入力さ
れる。尚、第７図の場合は、アキユムレータ１２
の累算値ｑ・ω０は周波数変調において利用され
ない。
この第７図に示す改良を施すことによつてフオ
ルマント合成のための周波数変調において、変調
波周波数は押圧鍵の基本周波数が大きく変動した
としてもその影響をあまり受けなくなる。例え
ば、理想的な変調波周波数（ωn′）を2000Hzとし
たとすると、鍵Ｃ７（基本周波数は2093.005Hz）
が押圧されたときはアキユムレータ２３の出力
ｑ・ωnによつて設定される変調波信号の主成分
は2093.005Hzとなり、鍵Ｂ２（基本周波数は
132.471Hz）が押圧されたとき変調波信号の主成
分はその16倍音の1975.533Hzとなる。このように
変調波信号の主成分の周波数変動はあまり大きく
なく、従つて、常に均質な理想的な固定フオルマ
ントの合成が可能である。
ルマント合成のための周波数変調において、変調
波周波数は押圧鍵の基本周波数が大きく変動した
としてもその影響をあまり受けなくなる。例え
ば、理想的な変調波周波数（ωn′）を2000Hzとし
たとすると、鍵Ｃ７（基本周波数は2093.005Hz）
が押圧されたときはアキユムレータ２３の出力
ｑ・ωnによつて設定される変調波信号の主成分
は2093.005Hzとなり、鍵Ｂ２（基本周波数は
132.471Hz）が押圧されたとき変調波信号の主成
分はその16倍音の1975.533Hzとなる。このように
変調波信号の主成分の周波数変動はあまり大きく
なく、従つて、常に均質な理想的な固定フオルマ
ントの合成が可能である。
尚、上記各実施例では、フオルマントが１個の
場合について説明したが、複数のフオルマントか
ら成る固定フオルマントを合成する場合も上記各
実施例に準じてこの発明を容易に実施し得ること
はいうまでもない。例えば、アキユムレータ１
２，１３，２３及び周波数変調回路１４を同時に
合成すべき各フオルマントに対応して複数系列並
設する、あるいは、より簡便にはアキユムレータ
１２，１３，２３を時分割演算可能な構成として
同時に合成すべき各フオルマントに関する位相角
データ（ｑ・ωn，ｑ・ωc等）を時分割的に算出
し、これらの時分割的な位相角データにもとづい
て１個の周波数変調回路１４で各フオルマントに
関する周波数変調演算を時分割で行なうようにす
ることができる。また、上記実施例では、説明の
簡略化のために単音電子楽器に関して説明してい
るが、複音式の電子楽器においてもこの発明を適
用することができるのは勿論である。また、周波
数変調回路１４の構成は第３図に示すものに限ら
ず、要するに、変調波の位相角データｑ・ωnと
搬送波の位相角データｑ・ωcを利用して周波数
変調を行なうものであればよい。また、アキユム
レータ１２，１３、及び２３では位相増分値を繰
返し加算するようにしているが、所定モジユロ数
に相当する最大値Ｍから位相減分値を繰返し減算
する構成を採用してもよく、その場合も累算によ
るのと等価の位相角データを得ることができるこ
とはいうまでもない。
場合について説明したが、複数のフオルマントか
ら成る固定フオルマントを合成する場合も上記各
実施例に準じてこの発明を容易に実施し得ること
はいうまでもない。例えば、アキユムレータ１
２，１３，２３及び周波数変調回路１４を同時に
合成すべき各フオルマントに対応して複数系列並
設する、あるいは、より簡便にはアキユムレータ
１２，１３，２３を時分割演算可能な構成として
同時に合成すべき各フオルマントに関する位相角
データ（ｑ・ωn，ｑ・ωc等）を時分割的に算出
し、これらの時分割的な位相角データにもとづい
て１個の周波数変調回路１４で各フオルマントに
関する周波数変調演算を時分割で行なうようにす
ることができる。また、上記実施例では、説明の
簡略化のために単音電子楽器に関して説明してい
るが、複音式の電子楽器においてもこの発明を適
用することができるのは勿論である。また、周波
数変調回路１４の構成は第３図に示すものに限ら
ず、要するに、変調波の位相角データｑ・ωnと
搬送波の位相角データｑ・ωcを利用して周波数
変調を行なうものであればよい。また、アキユム
レータ１２，１３、及び２３では位相増分値を繰
返し加算するようにしているが、所定モジユロ数
に相当する最大値Ｍから位相減分値を繰返し減算
する構成を採用してもよく、その場合も累算によ
るのと等価の位相角データを得ることができるこ
とはいうまでもない。
以上説明したようにこの発明によれば、所望の
固定フオルマント中心周波数の位相角データを所
望の楽音基本周波数に同期して周期的に所定位相
値（例えば初期位相値）にリセツトする、という
極めて簡単な構成によつて、該基本周波数と調和
関係にありかつその調和成分の中でもフオルマン
ト中心周波数の最近傍の倍音周波数のレベルが最
強調されかつそのレベルがフオルマント中心周波
数からの周波数ずれに応じて自動的にレベル補正
された信号を搬送波信号として得ることができ
る。また、理想的な変調波周波数の位相角データ
を所望の楽音周波数に同期して周期的に所定位相
値にリセツトする、という極めて簡単な構成によ
つて、該基本周波数と調和関係にありかつその調
和成分の中でも理想の変調波周波数に最も近い倍
音周波数を主成分とする信号を実際の周波数変調
で使用する変調波信号として得ることができ、常
に均質な理想的なフオルマント合成を周波数変調
によつて行なうことができるようになる。
固定フオルマント中心周波数の位相角データを所
望の楽音基本周波数に同期して周期的に所定位相
値（例えば初期位相値）にリセツトする、という
極めて簡単な構成によつて、該基本周波数と調和
関係にありかつその調和成分の中でもフオルマン
ト中心周波数の最近傍の倍音周波数のレベルが最
強調されかつそのレベルがフオルマント中心周波
数からの周波数ずれに応じて自動的にレベル補正
された信号を搬送波信号として得ることができ
る。また、理想的な変調波周波数の位相角データ
を所望の楽音周波数に同期して周期的に所定位相
値にリセツトする、という極めて簡単な構成によ
つて、該基本周波数と調和関係にありかつその調
和成分の中でも理想の変調波周波数に最も近い倍
音周波数を主成分とする信号を実際の周波数変調
で使用する変調波信号として得ることができ、常
に均質な理想的なフオルマント合成を周波数変調
によつて行なうことができるようになる。
第１図は従来技術によつて合成される固定フオ
ルマントと本来の固定フオルマントとのずれを説
明するスペクトルエンベロープ図、第２図は周波
数変調による従来のフオルマント合成の欠点を説
明するスペクトル図、第３図はこの発明の一実施
例を示すブロツク図、第４図は第３図のアキユム
レータの出力の一例を示す図、第５図は第３図で
得られる搬送波の位相角データを正弦波に変換し
た一例を示す波形図、第６図は第５図の波形のス
ペクトル成分を説明するためのスペクトル図、第
７図はこの発明の他の実施例を示すもので、第３
図における変更箇所のみを抽出して示すブロツク
図、第８図は第７図の各部の出力の一例を示す
図、である。 １０……キースイツチ回路、１１……周波数ナ
ンバテーブル、１２，１３，２３……アキユムレ
ータ、１４……周波数変調回路、Cout……押圧
鍵の基本周波数ナン期したキヤリイアウト信号、
ｑ・ω０，ｑ・ωn……変調波の位相角データ、
ｑ・ωf，ｑωc……搬送波の位相角データ。
ルマントと本来の固定フオルマントとのずれを説
明するスペクトルエンベロープ図、第２図は周波
数変調による従来のフオルマント合成の欠点を説
明するスペクトル図、第３図はこの発明の一実施
例を示すブロツク図、第４図は第３図のアキユム
レータの出力の一例を示す図、第５図は第３図で
得られる搬送波の位相角データを正弦波に変換し
た一例を示す波形図、第６図は第５図の波形のス
ペクトル成分を説明するためのスペクトル図、第
７図はこの発明の他の実施例を示すもので、第３
図における変更箇所のみを抽出して示すブロツク
図、第８図は第７図の各部の出力の一例を示す
図、である。 １０……キースイツチ回路、１１……周波数ナ
ンバテーブル、１２，１３，２３……アキユムレ
ータ、１４……周波数変調回路、Cout……押圧
鍵の基本周波数ナン期したキヤリイアウト信号、
ｑ・ω０，ｑ・ωn……変調波の位相角データ、
ｑ・ωf，ｑωc……搬送波の位相角データ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 所望の固定フオルマント中心周波数に対応す
る周波数を持つ搬送波信号を、合成すべき楽音の
基本周波数に調和した周波数成分を有する変調波
信号により周波数変調することにより、前記搬送
波信号と変調波信号とによつて決定される固定フ
オルマントを持つ楽音信号を合成する周波数変調
手段を具えた楽音合成装置において、 前記所望の固定フオルマント中心周波数に対応
するレートで変化しかつ前記合成すべき楽音の基
本周波数に対応する周期で所定位相値にリセツト
される位相角データを発生する位相角データ発生
手段 を具え、前記位相角データ発生手段から発生さ
れた位相角データを前記周波数変調手段において
前記搬送波信号の位相角データとして使用するよ
うにしたことを特徴とする楽音合成装置。 ２ 前記位相角データ発生手段は、所望の固定フ
オルマント中心周波数の位相増分値を示すデータ
を所定モジユロで繰返し加算する第１のアキユム
レータと、前記基本周波数の位相増分値を示すデ
ータを所定モジユロで繰返し加算してそのキヤリ
イアウト信号によつて前記第１のアキユムレータ
を周期的にリセツトする第２のアキユムレータと
を含み、前記第１のアキユムレータの出力を前記
位相角データとして発生するものである特許請求
の範囲第１項記載の楽音合成装置。 ３ 所望の固定フオルマントに対応して設定され
る変調波周波数に対応するレートで変化しかつ合
成すべき楽音の基本周波数に対応する周期で所定
位相値にリセツトされる位相角データを発生する
位相角データ発生手段と、 前記位相角データ発生手段から発生された位相
角データを変調波信号の位相角データとして使用
して前記固定フオルマントの中心周波数に対応し
た周波数を持つ搬送波信号を周波数変調すること
により、前記搬送波信号と変調波信号とによつて
決定される固定フオルマントを持つ楽音信号を合
成する周波数変調手段と を具えた楽音合成装置。 ４ 前記位相角データ発生手段は、前記変調波周
波数の位相増分値を示すデータを所定モジユロで
繰返し加算する第１のアキユムレータと、前記基
本周波数の位相増分値を示すデータを所定モジユ
ロで繰返し加算してそのキヤリイアウト信号によ
つて前記第１のアキユムレータを周期的にリセツ
トする第２のアキユムレータとを含み、前記第１
のアキユムレータの出力を前記位相角データとし
て発生するものである特許請求の範囲第３項記載
の楽音合成装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55129164A JPS5754997A (en) | 1980-09-19 | 1980-09-19 | Electronic musical instrument |
| US06/300,993 US4422362A (en) | 1980-09-19 | 1981-09-10 | Electronic musical instrument of a formant synthesis type |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55129164A JPS5754997A (en) | 1980-09-19 | 1980-09-19 | Electronic musical instrument |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5754997A JPS5754997A (en) | 1982-04-01 |
| JPS6239745B2 true JPS6239745B2 (ja) | 1987-08-25 |
Family
ID=15002718
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55129164A Granted JPS5754997A (en) | 1980-09-19 | 1980-09-19 | Electronic musical instrument |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4422362A (ja) |
| JP (1) | JPS5754997A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0378557U (ja) * | 1989-11-30 | 1991-08-08 | ||
| JPH0378556U (ja) * | 1989-11-30 | 1991-08-08 | ||
| JPH0749961Y2 (ja) * | 1990-12-21 | 1995-11-15 | 博 井上 | 医療用ブレスレット |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| GB2113447B (en) * | 1981-12-22 | 1986-07-09 | Casio Computer Co Ltd | Tone signal generating apparatus of electronic musical instruments |
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| JPH07146679A (ja) * | 1992-11-13 | 1995-06-06 | Internatl Business Mach Corp <Ibm> | 音声データを変換する方法及びシステム |
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Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4018121A (en) * | 1974-03-26 | 1977-04-19 | The Board Of Trustees Of Leland Stanford Junior University | Method of synthesizing a musical sound |
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| US4301704A (en) * | 1977-05-12 | 1981-11-24 | Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha | Electronic musical instrument |
| JPS5550299A (en) * | 1978-10-06 | 1980-04-11 | Nippon Musical Instruments Mfg | Tone generator for electronic musical instrument |
-
1980
- 1980-09-19 JP JP55129164A patent/JPS5754997A/ja active Granted
-
1981
- 1981-09-10 US US06/300,993 patent/US4422362A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0378557U (ja) * | 1989-11-30 | 1991-08-08 | ||
| JPH0378556U (ja) * | 1989-11-30 | 1991-08-08 | ||
| JPH0749961Y2 (ja) * | 1990-12-21 | 1995-11-15 | 博 井上 | 医療用ブレスレット |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5754997A (en) | 1982-04-01 |
| US4422362A (en) | 1983-12-27 |
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