JPS62279503A - 回転ヘツド型磁気記録再生装置の記録回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ３、発明の詳細な説明 〔産業上の利用分野〕 本発明は、例えばビデオテープレコーダ等の回転ヘッド
型磁気記録再生装置において、記録増幅器の出力段から
ロータリトランス等の回転結合手段を介して回転ヘッド
に記録電流を供給するための記録回路に関する。

〔従来の技術〕

近年、ビデオテープレコーダ等の回転ヘッド型磁気記録
再生装置においては、通常の記録再生機能の他に種々の
付加的記録再生機能を実現するために記録再生回路系の
構成が複雑化する１頃向にあり、その部品点数の増加が
目立ってきている。これと共に、一方では装置の一層の
小形化、軽量化等の相反する要求も強い。このため、例
えば特開昭５８−１８１３８４号公報等に記載されてい
るように、付加的記録再生機能の実現を保持しつつ、記
録再生回路系の構成をなるべく簡素化して小形、軽量化
を達成しようとする従業もなされているが未だ十分なも
のではなかった。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記のごとき従来技術において、装置の小形化。

軽量化を阻む要因の１つとして、記録増幅器から出力さ
れる記録電流中に含まれる直流分をカットするための直
流阻止用コンデンサの使用が挙げられる。すなわち、一
般に回転ヘッド型磁気記録再生装置においては、記録増
幅器の出力段の負荷（スリップリングまたはロータリト
ランス等の回転結合手段を含む回転ヘッド回路系）は、
直流インピーダンスがほぼ零のインダクタンス負荷であ
ることから、記録増幅器の出力に含まれる直流分のカッ
トは不可欠であり、このため従来では、前記直流明止用
のコンデンサが用いられているのであるが、このコンデ
ンサは、−最に電解コンデンサ等の比較的大容量、大形
のものであるので、記録再生回路系を、その部品点数の
増加にも拘わらず一層小形、軽量化しようとする場合、
その実現を阻む無視し得ない要因となっている。

また、これとは別に、上記直流阻止用コンデンサが使用
されている場合には、その容量と磁気ヘッドのインダク
タンス（回転結合手段とし°Ｃロータリトランスが用い
られている場合には、そのステータ側から磁気ヘッドを
見込んだインダクタンス成分）との共振作用によって記
録信号の低域遮断周波数が決定されてしまい、低周波数
域の記録信号を十分に記録することができないという問
題もある。例えば８ミリビデオのごとく、再生時のトラ
ッキング制御に必要な４周波のパイロット信号を記録映
像信号の周波数帯域の下限よりも低い１００〜２００ｋ
Ｈｚ付近に選定し、映像信号と周波数多重して記録する
ビデオテープレコーダにおいては、上記のような低域遮
断周波数特性如何によっては、上記パイロット信号を十
分に記録し得ない場合が生ずる。具体的には、前記回転
結合手段としてロータリトランスが用いられているもの
とし、そのステータ側からみた回転ヘッドのインダクタ
ンスをし３Ｎ＋前記直流阻止用コンデンサの容量値をＣ
とすれば、低域遮断周波数ｆｃは、 で表わされるから、上記パイロット信号の記録が可能で
あるためには、その所要記録周波数帯域の下限周波数を
ｆ′。とじて、 でなければならない。今、ロータリトランスのステップ
アップ比を１＝３３回転ヘッドのインダクタンスを１μ
Ｈとすれば、上記り、ｓｏは約９μＨとなり、また上記
下限周波数ｆ′。は、上記パイロット信号の周波数帯域
１００　ｋ　ｌＩ　ｚ〜２００ｋＨｚを考慮して５０ｋ
Ｈｚ以下にしなければならないから、上記（２）弐の条
件を満たすためには、上記コンデンサの容量値Ｃは、 に選定しなければならない。すなわち、容量値Ｃは、所
要記録周波数帯域の関係から比較的大きなものでなけれ
ばならない。

一方、上記コンデンサの容量値Ｃが大きいことは、記録
開始時における記録電流のトランジェント期間が長いこ
とを意味し、例えば再生状態から記録状態への迅速な移
行が困難となる。このことは、回転ヘッドによる記録映
像信号の再生と音声信号の記録とを時分割的に交互に行
って音声信号をアフターレコーディングできるようにし
た８ミリビデオにおいて特に問題となる。すなわち、８
ミリビデオにおいては、通常のＶＴＲとは異なり、磁気
テープを回転シリンダの周囲に２１０度巻付け、１８０
度区間に映像信号、残り３０度区間に時間軸圧縮したＰ
ＣＭ音声信号を回転ヘッドによって記録する、いわゆる
オーバラップ記録方式が採用されており、そのため通常
の記録以外に、前記１８０度区間では記録映像信号を再
生し、残り３０度区間ではＰＣＭ音声信号を記録するア
フターレコーディングが可能となっているが、この場合
、回転ヘッドは、映像信号の再生とＰＣＭ音声信号の記
録を交互に繰返すことになるため、記録増幅器の出力段
と回転ヘッド回路系との間に、前記のごとく比較的大容
量の直流阻止用コンデンサが接続されていると、これに
よるトランジェント期間が無視し得ないものとなり、ア
フターレコーディング性能が劣化してしまうものであっ
た。

本発明の目的は、以上説明したような直流阻止用コンデ
ンサの使用に基づく擢々の不都合を解消することにある
。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的を達成するため、本発明では、上記直流阻止用
コンデンサの使用をやめ、回転ヘッド回路系を記録増幅
器の出力段トランジスタにそのコレクタ負荷として直結
すると共に、上記出力段トランジスタのエミッタと電源
（またはアース）との間に、回転ヘッド回路系に流れる
直流電流を制限する抵抗が接続される。

〔作　用〕

本発明では、上記出力段トランジスタのエミッタ側に接
続された抵抗によってそのコレクタ９荷、すなわち回転
ヘッド回路系に流れる直流電流を実用上支障のない所定
値以下に制限できるので、特に直流阻止用コンデンサを
用いることなく回転ヘッド回路系に記録電流を供給する
ことができる。

〔実施例〕

以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する
。

第１図は、本発明の第１の実施例を示す回路図であり、
１は電源印加端子、２は記録信号入力端子、３，４は記
録再生切換用の制御信号入力端子、５はロータリトラン
ス、６は回転ヘッド、７は記録再生切換用のドライバー
回路、８は再生プリアンプ、９は再生１３号出力端子、
Ｌｌはコイル、Ｃｔ〜Ｃ４はコンデュ／す、Ｑ１〜Ｑｓ
はトランジスタ、Ｒ１−Ｒ１゜は抵抗を示す。

この実施例において、記録と再生の切換えは、第１のス
イッチングトランジスタＱ４と第２のスイッチングトラ
ンジスタＱ、により行われる。例えば再生時には、端子
３に低レベルの制御信号が印加され、ドライバー回路７
のトランジスタＱ３がオン状態となり、スイッチングト
ランジスタＱ４のベース電流を供給してこれをオンさせ
る。一方、トランジスタＱ５は、端子４に印加される制
御信号が低レベルとなるのでオフ状態となる。この状態
では、ロータリトランス５のステータ側巻線５１の一端
は、オン状態のスイッチングトランジスタＱ４を介して
接地され、他端は、スイッチングトランジスタＱＳがオ
フであることから、接地されることなく再生プリアンプ
８の入力端に結合されるので、回転ヘッド６　（ロータ
リトランスのロータ側巻［５□に接続されている）で再
生された信号は、ロータリトランス５を介して再生プリ
アンプ８に入力される。

これに対し、記録時には、端子３．４に印加される制御
信号は、再生時とは逆に、それぞれ高レベルとなり、ス
イッチングトランジスタＱ４がオフ状態、スイッチング
トランジスタＱ、がオン状態となる。したがって、この
状態では、ロータリトランス５のステータ側巻線５Ｉの
一端は、スイッチングトランジスタＱ４による接地が解
除されてトランジスタＱｔ　（記録増幅器の出力段トラ
ンジスタ）のコレクタに直結され、他端はスイッチング
トランジスタＱＳおよびそのエミッタ抵抗Ｒ８を介して
接地される。すなわち、ロータリトランス５から回転ヘ
ッド６に至る回転へウド回路系が、トランジスタＱ２の
コレクタ負荷として直結される。このため、端子２に入
力された記録信号は、抵抗ＲＩ　”’　Ｒ３＋およびト
ランジスタＱ１から成るエミッタホロワ回路（記録増幅
器の一部）でインピーダンス変換された後、上記トラン
ジスタＱ２のベースに入力され、そのコレクタ出力電流
ｌ。

がロータリトランス５のステータ側巻線５Ｉ、スイッチ
ングトランジスタＱ、および抵抗６を通してアースへ流
れる。ここで、トランジスタＱ２のエミッタとｔ源との
間には抵抗Ｒ４が接続されており、該抵抗の値を適宜設
定することにより、電流ｉ、中の直流成分を所定値以下
に制限することができる。回転ヘッド６には、電流ｉＩ
がロータリトランス５でステップアップされて記録電流
ｉ！として供給される。このようにして、上記抵抗Ｒ４
による直流電流の制限作用により、従来用いられていた
直流阻止用コンデンサを省略して、トランジスタＱ２の
コレクタにロータリトランス５のステータ側＠線５．を
直結することができ、それ故、装置を小形、軽量化でき
るのはもちろんのこと、直流阻止用コンデンサの使用に
よって問題となっていた前記記録電流の低域遮断周波数
特性を大幅に改善することができる。第３図にその様子
を示す。同図において、曲線１１は、直流阻止用コンデ
ンサを用いた場合の記録電゛流の低域周波数特性を示し
たもので、３ｄＢ落ちの低域遮断周波数は、例えば上記
コンデンサの容量値を１μＨ，ＬｓＨ（ロータリトラン
ス５のステータ側から見込んだ回転ヘッド６のインダク
タンス）を９μＨとして約６０ｋＨｚとなる。これに対
し、本実施例においては、曲線１２に示すごとく、記録
信号の低域遮断周波数は、主としてロータリトランス５
の特性によって決まり、極めて低い周波数となっている
。

また、第１図の実施例を、８ミリビデオのごときオーバ
ラップ記録方式を採るＶＴＲに適用した場合には、その
アフターレコーディング時に、前記したように、回転ヘ
ッドによるＰＣＭ音声信号の記録と映像信号の再生とを
交互に繰返して行う必要があることから、第１図のスイ
ッチングトランジスタＱ、、ＱＳを繰返しオン１．オフ
して記録。

再生状態を短周期で切換えることになるが、この場合、
第１図の実施例では、直流阻止用コンデンサが用いられ
ていないので、これによるトランジェントが発生せず、
上記アフターレコーディング性能を劣化させることがな
い。

以上説明したところから明らかなように、本発明は、回
転ヘッドによる記録信号が低周波のトラッキング制御用
パイロット信号（１００ｋｆｌｚ〜２００に！ｌｚ　）
を含み、かつＰＣＭ音声信号のアフターレコーディング
を行い得るようにした８ミリビデオのごときＶＴＲに最
適な記録回路ということができる。

なお、第１図の実施例において、抵抗Ｒ１Ｓまダンピン
グ用の抵抗であり、トランジスタＱ２のコレクタに接続
されたロータリトランス５を含む回転ヘッド回路系の浮
遊容量とインダクタンス成分による共振特性をダンピン
グするためのものである。

すなわち、抵抗Ｒ３がない場合には、上記共振特性によ
って、記録電流の高域周波数特性は、第４図の曲線１３
に示すように、１０ＭＨｚ以下でピーク値を有するが、
このような特性は、一般に０〜１０ＭＨｚの範囲でフラ
ットな周波数特性を必要とする定電流記録のＶＴＲ等に
おいては好ましくないため、抵抗Ｒ２によってダンピン
グを行い、曲線１４に示すようなほぼ平坦化された特性
を得ている。

また、第１図の実施例において、スイッチングトランジ
スタＱ４を駆動するドライバー回路７は、ＰＮＰ　トラ
ンジスタＱｊ　、抵抗Ｒ３〜Ｒ１＋１から成る高インピ
ーダンスの電流源駆動回路となっているが、これは以下
の理由による。すなわち、一般に回転ヘッド６に供給す
る記録電流１２としては、約３ＱｍＡｐ−ｒ程度が必要
であり、そのため、トランジスタＱ２のコレクタ側から
出力される記録信号の電圧振幅（交流骨）は、４Ｖｐ−
ｐ程度必要となる。一方、トランジスタＱ２のコレクタ
側の直流電位は、ロータリトランスのステータ側巻線５
、の巻線抵抗、スイッチングトランジスタＱ５のオン抵
抗および抵抗Ｒ８等の抵抗値が極めて低い（各抵抗値を
含めて２０Ω以下）のでほぼＯＶに等しい。したがって
、上記４ＶＰ−Ｐの電圧振幅は、Ｏ■を中心に一２ｖか
ら＋２ｖまで振れることになり、例えばスイッチングト
ランジスタＱ４のベースをエミッタホロワ等の低インピ
ーダンスの電圧源で駆動して再生時にオンさせる構成と
した場合には、上記記録信号の電圧振幅がマイナス側に
振られた時、記録時には・本来オフとなっているべきは
ずのトランジスタＱ４が、そのベースからコレクタ側へ
導通してしまい、これにより記録電流が歪んでしまう。

第５図（ａｌは、このような現象によって生ずる記録電
流波形の歪を示すもので、記録電流波形の負の半波に歪
が生じている。

そこで、第１図の実施例では、前記したように、ドライ
バー回路７を高インピーダンスの電流源駆動回路とする
ことでスイッチングトランジスタＱ４のベース、コレク
タ間の導通を防ぎ、第５図世）に示すごとき波形歪のな
い記録電流を回転ヘッドに供給できるようにしている。

上記ドライバー回路７は、集積回路（ＩＣ）内で実現す
る場合には、例えば第２図のごとく変形される。この変
形例は、ＩＣ内部ではＰＮＰ　ｆ−ランジスタに流せる
電流に制限がある（一般に０．３ｍＡ程度）ことから、
第１図のドライバー回路７にＮＰＮトランジスタＱ＆を
付加し、これにより電流増幅した形で端子１０からスイ
ッチングトランジスタＱ４に２〜３ｍＡ程度のベース電
流ｉ、を供給し、これを充分にオン駆動し得るようにし
たものである。

次に、第６図を用いて本発明の第２の実施例について説
明する。この実施例は、２個の回転ヘッドを１個の記録
増幅器で並列的にドライブするようにした場合のもので
、１５．１７はロータリトランス、１６．１８は回転ヘ
ッド、Ｑｓ　、ＱＱはスイッチングトランジスタ（第１
図の第２のスイッチングトランジスタＱ５に対応）　、
２３．２４は記録再生切換用の制御信号入力端子、２０
．２２は再生プリアンプ、１９．２１は再生信号出力端
子、Ｒ１１〜ＲＩ４は抵抗、ＣＳ、Ｃ，はコンデンサで
あり、他の構成部分は、第１図の実施例と同一であるの
で同一符号を用いて示しである。

図から明らかなように、ロータリトランス１５゜１７を
含む２個の回転ヘッド回路系は、記録増幅器の出力段ト
ランジスタＱｇのコレクタに並列的に直結されており、
記録時には、第１図の実施例で説明したのと同様に、第
１のスイッチングトランジスタＱ４がオフ、第２のスイ
ッチングトランジスタＱＢ、Ｑ、がそれぞれオンとなる
ので、トランジスタＱ！のコレクタ出力によって回転ヘ
ッド１６、１８には記録電流１４＋ｌＳが供給される。

この場合、２個の回転ヘッド回路系がトランジスタＱ２
のコレクタに直結されていても、これらに流れる直流電
流がトランジスタＱ２のエミッタ側に接続されている抵
抗Ｒ４によって所定値以下に制限されることは、第１図
の実施例の場合と同様である。

なお、再生時には、スイッチングトランジスタＱ４がオ
ンとなり、スイッチングトランジスタＱ８゜Ｑ、がオフ
となるので、回転ヘッドＩＧ、　１８からの再生信号は
、それぞれロータリトランス１５．１７、再生プリアン
プ２０．２２を介して出力端子１９．２１から取出され
る。

第７図は本発明の第３の実施例を示すもので、この実施
例は、２個の回転ヘッドを用いる点では第６図の実施例
と同じであるが、各回転ヘッドに対する記録増幅器の出
力段トランジスタを別々に設け、これらを交互に動作さ
れて各回転ヘッドに交互に記録電流を供給し得るように
したものである。先の第６図の実施例では、２個の回転
ヘッドを１個の記録増幅器でドライブしているため回路
部品が少なくてすむが、その反面、交互にしか記録動作
を行わない２個の回転ヘッドに常時記録電波を流してい
るため消費電力の増加を余儀なくされている。そこで、
第７図の実施例では、各回転ヘッドの非記録動作期間、
不必要な記録電流をカットして消費電力の低減を計って
いる。

第７図において、Ｑｌ。、Ｑ５．は記録増幅器の出力段
を構成するトランジスタ、Ｑｌｌ、　　Ｇｌｔｔは、そ
れぞれ上記トランジスタＱ、。、Ｑｌ、のエミッタ電流
路を遮断して前記した不必要な記録電流をカットするた
めのスイッチングトランジスタ、Ｑ□は、端子３６から
入力される制御信号Ａを極性反転するためのトランジス
タ、Ｄ１〜Ｄ４はダイオードで、ダイオードＤ＋　、Ｄ
！で端子３５から入力される制御信号Ｂと上記制御信号
ＡをトランジスタＱｔ１で極性反転した制御信号Ｘとに
対するアンド回路を構成しており、そのアンドロジック
でスイッチングトランジスタＱＩＩをオン、オフ制御し
、またダイオードＤ３．ＤＪで制御信号Ａ、Ｂに対する
アンド回路を構成しており、そのアンドロジックでスイ
ッチングトランジスタＱｌ？をオン、オフ制御するよう
になっている。Ｑｌ：ＩＩ　Ｃ１９は記録再生切換用の
スイッチングトランジスタ、７１，７□は、上記スイッ
チングトランジスタＱＩ３．Ｑ、、をオン。

オフ駆動するためのトランジスタＱ１４１　ＱｔＯを有
するドライバー回路であり、これらは第１図または第６
図の実施例で説明した記録再生切換用のスイッチングト
ランジスタＱ４およびそのドライバー回路７と同様の作
用をなすものである。また出力段トランジスタＱ１゜、
Ｑｌ６のエミッタ側に挿入接続された抵抗Ｒ１＋、Ｒｚ
。、コレクタ側に接続された抵抗ＲＩ４１　Ｒ２３は、
それぞれ第１図または第６図の実施例における抵抗Ｒ４
に相当する直流電流制限用の抵抗および抵抗Ｒ２に相当
するダンピング用の抵抗である。なお、抵抗Ｒ１ｚとＲ
Ｉ３＋ＲＩ？〜ＲＩ９１　ＲｌＩとＲ！２１　Ｒｚｈ〜
Ｒｚｓ＋　Ｒｚｑ〜Ｒ３１等は、それぞれトランジスタ
Ｑ１□、　　Ｃ１４１Ｃ１１ｔ＋ｑｔｏ＋　ｑｚ＋等の
動作用抵抗であり、適宜図示のごとく接続されている。

第７図の実施例のその他の構成は、第６図の実施例と変
りはないので、対応構成部分には同一符号を付し、重複
説明は省略する。

次に、第７図の実施例の特徴である、２個の回転ヘッド
１６．１８への記録電流の切換供給動作について、第８
図のタイミングチャートを参照しつつ説明する。

一般に、２個の回転ヘッドを用いて磁気テープをヘリカ
ルスキャンして記録、再生を行う磁気記録再生装置にお
いては、回転シリンダ上に２個のヘッドを１８０＠離れ
た位置に取付けると共に、磁気テープを上記回転シリン
ダの周囲に約１９０　”巻付け、この巻付は角範囲にお
いて各ヘッドが順次磁気テープと対接してこれを回転走
査し記録が行われるようになっている。この場合、各ヘ
ッドは、それぞれの回転走査区間のうちの約１０°分、
記録信号をオーバラップして記録することになるが、こ
れは、よく知られているように、磁気テープの伸縮や互
換再生に対するマージンとして必要なものである。

したがって、各回転ヘッドが磁気テープと対接して記録
を行うのは、全回転期間のうちの１９０ｅ分だけであり
、それ以外の回転期間では記録電流の供給は不要である
。そこで第７図の実施例では、第８図の（１６）、　　
（Ｉｆｆ）に示すように、各回転ヘッド１６．１８に対
し、それらが実際に記録動作を行う１９０　”区間だけ
記録電流１＆＋１ｆｆを供給するようにしている。その
ために、第７図の実施例では、前記スイッチングトラン
ジスタＱ、、、Ｑ、。

のベースに、それぞれ第８図（Ｃ）　、　（Ｄ）に示す
制御信号を加え、各制御信号Ｃ，Ｄの低レベル期間のみ
上記スイッチングトランジスタＱｌｌ、　　Ｑｌ？をオ
ンとして記録増幅器の出力段トランジスタＱｌｅｌＱ１
．を動作状態とするようになっている。上記制御信号Ｃ
，Ｄは、第７図の端子３６．３５からそれぞれ入力され
る制御信号Ａ、　Ｂに基づいて形成される。これら制御
信号Ａ、Ｂを第８図の（Ａ）、　（Ｂ）に示す。制御信
号Ａは回転ヘッドの回転位相を検出するタックパルスよ
り作られる周知のヘッド切替えパルス（回転ヘッドの１
８０　”回転毎に高低レベルが反転する）であり、制御
信号Ｂは同じく上記タックパルスより作られ、前記した
各回転ヘッドがオーバラップ記録を行う約１０″の回転
区間だけ低レベルとなるパルス信号である。図から明ら
かなように、制御信号Ａ、Ｂから制御信号Ｃ，Ｄを得る
ための条件は次の論理式で表せる。

−Ａ−Ｂ Ｄ！λ・Ｂ このため、第７図の実施例では、前記したように、ダイ
オードＤ４．Ｄｚによる制御信号Ａ、　　Ｂのアンドロ
ジックにより制御信号Ｃは得、ダイオードＤｉ、Ｄ＋に
よる制御信号人（制御信号ＡをトランジスタＱＺ＋によ
って極性反転したもの）。

Ｂのアンドロジックにより制御信号りを得るようにして
いる。

次に、本発明の第４の実施例を第９図について説明する
。この実施例は、第１図の実施例と基本的には変りがな
く、ただ第１図の実施例で用いられている各トランジス
タＱ、〜Ｑ、の導通型をそれぞれ逆にしたものである。

第９図においては、第１図の各トランジスタＱ１〜Ｑ、
にそれぞれ対応するトランジスタをｃｉｌ　〜ご、とし
て示し、その他の回路要素については、第１図の各回路
要素と対応するものに第１図と同一符号を付して示しで
ある。各トランジスタの導通型を逆にしたことに伴い、
第９図の実施例では、第１図の実施例に比し、電源側と
アース側に対する回路の接続関係が逆になっていること
はいうまでもない。

第９図の実施例の作用については、第１図の実施例と同
じことであるので、その説明は省略する。

以上、本発明の実施例を、回転結合手段としてロータリ
トランスを用いる場合について説明したが、本発明にお
いては、回転結合手段が必ずしもロータリトランスであ
る必要はなく、例えば周知のスリップリングを用いる場
合においても本発明が同様に実施され得ることは明らか
であろう。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、回転ヘッド型磁
気記録再生装置において、記録増幅器の出力段トランジ
スタのコレクタ負荷として回転ヘッド回路系を直結する
ことができ、従来必要としていた直流阻止用の比較的大
容量のコンデンサを省略することができるので、その分
、装置の一層の小形化、軽量化、もしくは低価格化等を
実現することができる。更には、上記直流阻止用コンデ
ンサの省略によって、記録電流に不所望の低域遮断周波
数特性およびトランジェントが生ずることもないので、
本発明によれば、回転ヘッドによる極めて低い周波数域
までの信号の記録が可能となり、また回転ヘッドを記録
状態と再生状態とに頻繁に切換えても上記トランジェン
トによる記録電流の乱れなく、良好な記録を行うことが
でき、それ故、本発明を例えば８ミリビデオ方式の回転
ヘッド型磁気記録装置に適用した場合には、低周波域の
トラッキング制御用パイロット信号を十分な記録特性で
記録することができると共に、映像信号の再生とＰＣＭ
音声信号の記録とが時分割的に交互に繰返されるアフタ
ーレコーディング時における上記ＰＣＭ音声信号の記録
性能を著しく向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示す回路図、第２図は
第１図におけるドライバー回路の変形例を示す回路図、
第３図は記録電流の低域遮断周波数特性を示す図、第４
図は記録電流の高域共振周波数特性を示す図、第５図は
記録電流の波形歪を説明するための図、第６図は本発明
の第２の実施例を示す回路図、第７図は本発明の第３の
実施例を示す回路図、第８図はその回路動作を説明する
ためのタイミングチャート、第９図は本発明の第４の実
施例を示す回路図である。 Ｑｌ　、　ｃｉｚ　、　　Ｑｌｌｌ、　ｑｉｉ・４ａ録
１１１１ノ出力段トランジスタ、Ｑ４１　　ＱＳ　ｌσ
４．σ、、Ｑ、。 Ｑｑ　、　　Ｑｌ３Ｉ　　Ｑｌｑ・・・スイッチングト
ランジスタ（記録再生切換用のスイッチング手段’）　
、Ｒ４゜Ｒ′ａ　、　　Ｒ１１，Ｒ１゜・・・直流電流
制限用抵抗、５．１５゜１７・・・ロータリトランス（
回転結合手段）　、６．１６゜１８・・・回転ヘッド、
７．７．．７□・・・ドライバー回路（高インピーダン
ス電流源）。 第１図 第２図 第３図 第４図 １′？ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　（ＭＨｚ） 第５図 （ａ）　　　　　　　　　（ｂ） 第６図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、記録再生切換用のスイッチング手段により、記録時
   には、記録増幅器の出力段トランジスタから回転結合手
   段を介して回転ヘッドに記録電流を供給するようにした
   回転ヘッド型磁気記録再生装置において、上記記録電流
   の供給のために、上記出力段トランジスタのコレクタに
   は、上記回転結合手段を含む回転ヘッド回路系をコレク
   タ負荷として直結すると共に、上記出力段トランジスタ
   のエミッタと電源（またはアース）との間には抵抗を接
   続し、該抵抗により上記回転ヘッド回路系に流れる直流
   電流を制限するように構成したことを特徴とする記録回
   路。 ２、上記回転結合手段がロータリトランスであり、上記
   記録再生切換用のスイッチング手段が記録時にオフ、再
   生時にオンとなる第１のスイッチングトランジスタと記
   録時にオン、再生時にオフとなる第２のスイッチングト
   ランジスタとを含み、上記ロータリトランスのステータ
   側巻線は、その一端が上記出力段トランジスタのコレク
   タに直結されると共に上記第１のスイッチングトランジ
   スタを介してアース（または電源）に接続され、かつそ
   の他端が上記第２のスイッチングトランジスタを介して
   アース（または電源）に接続されている特許請求の範囲
   第１項記載の記録回路。 ３、上記第１のスイッチングトランジスタは、高インピ
   ーダンス電流源によりオン、オフ駆動されるものである
   特許請求の範囲第２項記載の記録回路。