JPS62278807A - 負帰還増幅器 - Google Patents
負帰還増幅器Info
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- JPS62278807A JPS62278807A JP12313086A JP12313086A JPS62278807A JP S62278807 A JPS62278807 A JP S62278807A JP 12313086 A JP12313086 A JP 12313086A JP 12313086 A JP12313086 A JP 12313086A JP S62278807 A JPS62278807 A JP S62278807A
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- Japan
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 9
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 abstract description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 238000000411 transmission spectrum Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
３、発明の詳細な説明
（産業上の利用分野）
無線通信において、送信機における電力増幅器の線形性
と電源効率との間の関係は常に問題となるところである
。電源効率の高い増幅器を用いれば、非線形歪が大きく
なる。高密度なディジタル伝送を行なう場合には４相Ｐ
ＳＫや１６値ＱＡＭ等の線形変調方式が用いられるがこ
のような変調方式により変調された信号は増幅器の非線
形性による送信スペクトル劣化は避けられない。このよ
うな劣化を補償するため負帰還回路による歪抑圧は一般
によく用いられる方式の一つである。特に高い周波数帯
域の信号に対して高い一巡利得を得るための一方式とし
て、電力増幅器出力を復調して基底帯域信号の形で帰還
する方式が知られている。
と電源効率との間の関係は常に問題となるところである
。電源効率の高い増幅器を用いれば、非線形歪が大きく
なる。高密度なディジタル伝送を行なう場合には４相Ｐ
ＳＫや１６値ＱＡＭ等の線形変調方式が用いられるがこ
のような変調方式により変調された信号は増幅器の非線
形性による送信スペクトル劣化は避けられない。このよ
うな劣化を補償するため負帰還回路による歪抑圧は一般
によく用いられる方式の一つである。特に高い周波数帯
域の信号に対して高い一巡利得を得るための一方式とし
て、電力増幅器出力を復調して基底帯域信号の形で帰還
する方式が知られている。
本発明はこのような電力増幅器出力を復調して基底帯域
信号の形で帰還する負帰還増幅器に関する。
信号の形で帰還する負帰還増幅器に関する。
（従来の技術とその問題点）
増幅器出力を復調して帰還する方式としては、セカンド
・インターナショナル・フンファレンス・オン・レディ
オ・スペクトラム・フンサーベイジョン゛テクニクス（
２ｎｄ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅ
ｎｃｅ ｏｎ Ｒａｄｉｏ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｃｏｎ
５ｅｒｖａｔｉｏｎ ＴｅｃｈｎｉｑｕｅＳ）ベージ４
４からページ４９に発表された方式がある。第２図に従
来技術の一例を示す。端子２０１゜２０２から入力した
信号ｘ （ｔ） 、 ｙ （ｔ−）はそれぞれ引き算器
２０１ 、２１５を通って低域ろ波器２３０および２３
５に入力する。低域ろ波器２３０出力と正弦波発生器（
発振角周波数はω、 ） ２９０出力である搬送波とを
かけ算器２４０でかけ合わせ、また低域ろ波器２３５出
力と移相器２９５で９０°位相が変化した正弦波発生器
２９０出力とをかけ算器２４５でかけあわせたあとかけ
算器２４０および２４５出力を加算器２５０で加算する
。加算器２５０の出力は端子２０１ 、２０２から入力
した基底帯域信号により直交変調された信号である。加
算器２５０出力は利得Ｇの増幅器２６０で増幅きれて端
子２０３から送口される。増幅器２６０出力の一部を受
けて減衰量Ｒの減衰器２７０で減衰した送口信号は移相
器２７５で位相を調整したあとかけ算器２８０および２
８５に入力する。かけ算器２８５では正弦波発生器２９
０出力とかけあわせて復調し、復調された信号は引き算
器２１０に入力して端子２０１からの入力信号から引き
算する。かけ算器２８０では９０゜位相変化した正弦波
発生器出力とかけあわせて復調し、復調きれた信号は引
き算器２１５に入力し端子２０２からの入力信号から引
き算する。ＬＰＦ２３０および２３５は帰還回路の帯域
を制限するためのもので、二つの特性はほぼ等しいこと
が望ましい。
・インターナショナル・フンファレンス・オン・レディ
オ・スペクトラム・フンサーベイジョン゛テクニクス（
２ｎｄ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅ
ｎｃｅ ｏｎ Ｒａｄｉｏ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｃｏｎ
５ｅｒｖａｔｉｏｎ ＴｅｃｈｎｉｑｕｅＳ）ベージ４
４からページ４９に発表された方式がある。第２図に従
来技術の一例を示す。端子２０１゜２０２から入力した
信号ｘ （ｔ） 、 ｙ （ｔ−）はそれぞれ引き算器
２０１ 、２１５を通って低域ろ波器２３０および２３
５に入力する。低域ろ波器２３０出力と正弦波発生器（
発振角周波数はω、 ） ２９０出力である搬送波とを
かけ算器２４０でかけ合わせ、また低域ろ波器２３５出
力と移相器２９５で９０°位相が変化した正弦波発生器
２９０出力とをかけ算器２４５でかけあわせたあとかけ
算器２４０および２４５出力を加算器２５０で加算する
。加算器２５０の出力は端子２０１ 、２０２から入力
した基底帯域信号により直交変調された信号である。加
算器２５０出力は利得Ｇの増幅器２６０で増幅きれて端
子２０３から送口される。増幅器２６０出力の一部を受
けて減衰量Ｒの減衰器２７０で減衰した送口信号は移相
器２７５で位相を調整したあとかけ算器２８０および２
８５に入力する。かけ算器２８５では正弦波発生器２９
０出力とかけあわせて復調し、復調された信号は引き算
器２１０に入力して端子２０１からの入力信号から引き
算する。かけ算器２８０では９０゜位相変化した正弦波
発生器出力とかけあわせて復調し、復調きれた信号は引
き算器２１５に入力し端子２０２からの入力信号から引
き算する。ＬＰＦ２３０および２３５は帰還回路の帯域
を制限するためのもので、二つの特性はほぼ等しいこと
が望ましい。
移相器２７５は、遅延による一巡利得の劣化を防ぐため
のものである。例えば増幅器２６０人力から減衰器２７
０出力までの遅延をΔτとし、移相器２７５がないとす
る。この時加算器２５０の出力ｚ、（ｔ）を、ｚ ５（
ｔ）−ｘ （ｔ）ｃｏｓω、ｔ＋ ｙ （ｔ）ｓｉｎω
、ｔ （１）と書くことにすると、加算器２８０
及び２８５の出力はＧ−Ｒ−ｘ＜ｔ−６τ）ｃｏｓｘｔ
ω、 又はＧ中１１１ｙ（ｔ−Δで ）ｃｏｓΔτ
ω 、
（２）となる、従ってもし Ｏ≦ｃｏｓｓｔω、＜１ （
３）となる時には等測的に一巡利得が下がってしまい、
歪改善特性が十分に得られない。又、００９°７ω・＜
Ｏ（４） となる時には正帰還となり回路は発振する。従って移相
器２７５を用いて減衰器出力の移相を一部だけ動かすと
、かけ算器２８０および２８５出力は、Ｇ−Ｒ−ｘ（ｔ
−Δｔ ）ｃｏｓ（−＞ｒ ω、 −Δｅ ）
又はＧ−Ｒ−ｙ＜ｔ −Δｒ： ）ｃｏｓ（−＞ｒ
ω、−Δθ）（５）となるから、 Δτωど一部瓢２ｎπ （６）
となるようにムθを決定すればこれまで述べた問題を回
避できる。しかしながらこのような回路をＦＤＭシステ
ムに用いる時、増幅器の遅延が周波数特性を持つとする
と、回線を変えた時に、０＜ｃｏｓ（Δτ″ω。−Δθ
） ＜ １ （７）となり（Δτ′は新
しい遅延）、−巡利得が劣化する。
のものである。例えば増幅器２６０人力から減衰器２７
０出力までの遅延をΔτとし、移相器２７５がないとす
る。この時加算器２５０の出力ｚ、（ｔ）を、ｚ ５（
ｔ）−ｘ （ｔ）ｃｏｓω、ｔ＋ ｙ （ｔ）ｓｉｎω
、ｔ （１）と書くことにすると、加算器２８０
及び２８５の出力はＧ−Ｒ−ｘ＜ｔ−６τ）ｃｏｓｘｔ
ω、 又はＧ中１１１ｙ（ｔ−Δで ）ｃｏｓΔτ
ω 、
（２）となる、従ってもし Ｏ≦ｃｏｓｓｔω、＜１ （
３）となる時には等測的に一巡利得が下がってしまい、
歪改善特性が十分に得られない。又、００９°７ω・＜
Ｏ（４） となる時には正帰還となり回路は発振する。従って移相
器２７５を用いて減衰器出力の移相を一部だけ動かすと
、かけ算器２８０および２８５出力は、Ｇ−Ｒ−ｘ（ｔ
−Δｔ ）ｃｏｓ（−＞ｒ ω、 −Δｅ ）
又はＧ−Ｒ−ｙ＜ｔ −Δｒ： ）ｃｏｓ（−＞ｒ
ω、−Δθ）（５）となるから、 Δτωど一部瓢２ｎπ （６）
となるようにムθを決定すればこれまで述べた問題を回
避できる。しかしながらこのような回路をＦＤＭシステ
ムに用いる時、増幅器の遅延が周波数特性を持つとする
と、回線を変えた時に、０＜ｃｏｓ（Δτ″ω。−Δθ
） ＜ １ （７）となり（Δτ′は新
しい遅延）、−巡利得が劣化する。
そこで、本発明の目的は、このような−巡利得の劣化を
防ぐことにある。
防ぐことにある。
（問題点を解決するための手段）
前述の問題点を解決するために本発明が提供する負帰還
増幅器は、第１および第２の基底帯域信号を入力とじ：
前記第１および第２の入力信号をそれぞれ受ける第１お
よび第２の引き算器と；該第１および第２の引き算器出
力および正弦波発生器出力を受ける直交変調器と；該直
交変調器出力を増幅して出力する電力増幅器と；該電力
増幅器出力の一部を受けて信号を減衰させる減衰器と；
前記直交変調器出力と前記減衰器出力を受けて両者の位
相差を示す信号を出力する位相差検出回路と；該位相差
検出回路出力によって決定された位相差分だけ前記正弦
波発生器出力の位相を変えて出力する移相器と；該移相
器出力と前記減衰器出力を受けて第１および第２の基底
帯域信号を復調しこれら第１および第２の基底帯域信号
を前記第１および第２の引き算器にそれぞれ出力する直
交復調器と；前記第１および第２の引き算器と前記直交
変調器と前記電力増幅器と前記減衰器と前記直交復調器
とからなる一巡回路の中に含まれる帯域制限回路とから
なることを特徴とする。
増幅器は、第１および第２の基底帯域信号を入力とじ：
前記第１および第２の入力信号をそれぞれ受ける第１お
よび第２の引き算器と；該第１および第２の引き算器出
力および正弦波発生器出力を受ける直交変調器と；該直
交変調器出力を増幅して出力する電力増幅器と；該電力
増幅器出力の一部を受けて信号を減衰させる減衰器と；
前記直交変調器出力と前記減衰器出力を受けて両者の位
相差を示す信号を出力する位相差検出回路と；該位相差
検出回路出力によって決定された位相差分だけ前記正弦
波発生器出力の位相を変えて出力する移相器と；該移相
器出力と前記減衰器出力を受けて第１および第２の基底
帯域信号を復調しこれら第１および第２の基底帯域信号
を前記第１および第２の引き算器にそれぞれ出力する直
交復調器と；前記第１および第２の引き算器と前記直交
変調器と前記電力増幅器と前記減衰器と前記直交復調器
とからなる一巡回路の中に含まれる帯域制限回路とから
なることを特徴とする。
（実施例）
本発明の実施例を図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。
端子１０１から入力した信号は引き算器１１０に入力し
、端子１０２から入力した信号は引き算器１１５に入力
する。引き算器１１０および引き算器１１５出力はそれ
ぞれ低域ろ波器１２０および１２５を通って直交変調器
１３０に入力する。直交変調器１３０では正弦波発生器
１３１（角周波数はω、）の出力を変調する。変調され
た信号は電力増幅器１４０で増幅きれて送信される。増
幅器１４０出力の一部は減衰器１４５で減衰されて直交
復調器１３５に入力する。直交復調器１３５は、移相器
１３２を通過した正弦波発生器１３１出力を受けて減衰
器１４５出力を復調し、第１および第２の基底帯域信号
を得る。これら第１および第２の基底帯域信号は引き算
器１１０および１１５にそれぞれ入力する。
、端子１０２から入力した信号は引き算器１１５に入力
する。引き算器１１０および引き算器１１５出力はそれ
ぞれ低域ろ波器１２０および１２５を通って直交変調器
１３０に入力する。直交変調器１３０では正弦波発生器
１３１（角周波数はω、）の出力を変調する。変調され
た信号は電力増幅器１４０で増幅きれて送信される。増
幅器１４０出力の一部は減衰器１４５で減衰されて直交
復調器１３５に入力する。直交復調器１３５は、移相器
１３２を通過した正弦波発生器１３１出力を受けて減衰
器１４５出力を復調し、第１および第２の基底帯域信号
を得る。これら第１および第２の基底帯域信号は引き算
器１１０および１１５にそれぞれ入力する。
移相器１３２の位相変化′ｇｋ＝−８は、直交変調器１
３０出力から直交復調器１３５人力までの遅延Δτによ
る位相変化を相殺するように制御される。移相器１３２
における位相変化量Δθをこのように制御するために、
位相差検出回路１５０は、直交変調器１３０出力と直交
復調器１３５人力とを受けて、両者の位相差を示す信号
を制御信号として移相器１３２に出力する。
３０出力から直交復調器１３５人力までの遅延Δτによ
る位相変化を相殺するように制御される。移相器１３２
における位相変化量Δθをこのように制御するために、
位相差検出回路１５０は、直交変調器１３０出力と直交
復調器１３５人力とを受けて、両者の位相差を示す信号
を制御信号として移相器１３２に出力する。
第３図は第１図実施例における位相差検出回路１５０の
一具体例を示す回路図である。この位相差検出回路１５
０は、振幅リミタ３０４ 、３０５とダブルバランスミ
キサーを用いて構成しである。第３図の端子３０１の入
力を直交復調器１３５人力とすると、入力信号は、 ｃｏｓ（ω、（を十−τ）＋φ（ｔ＋＝で））と書け、
端子３０２からの入力を直交変調器１３０出力とすると
、入力信号は、 ｃｏｓ（ω。ｔ＋φ（ｔ）） と書ける。すると端子３０３から出力する信号は両者を
かけあわせたあとの周波数差を示す成分となる。出力信
号は、 ｃｏｓ（ω２Δτ＋ｊ（Ｈ＋Δτ）−φ（ｔ））であり
、≠（１）の変化はω、の変化に対して十分遅いので、 ≠（ｔ＋Δτ）−φ（ｔ）”０ より出力信号はｃｏｓ（ω、１）とみてよい（φ（１）
は変調信号の位相成分を表わす）。
一具体例を示す回路図である。この位相差検出回路１５
０は、振幅リミタ３０４ 、３０５とダブルバランスミ
キサーを用いて構成しである。第３図の端子３０１の入
力を直交復調器１３５人力とすると、入力信号は、 ｃｏｓ（ω、（を十−τ）＋φ（ｔ＋＝で））と書け、
端子３０２からの入力を直交変調器１３０出力とすると
、入力信号は、 ｃｏｓ（ω。ｔ＋φ（ｔ）） と書ける。すると端子３０３から出力する信号は両者を
かけあわせたあとの周波数差を示す成分となる。出力信
号は、 ｃｏｓ（ω２Δτ＋ｊ（Ｈ＋Δτ）−φ（ｔ））であり
、≠（１）の変化はω、の変化に対して十分遅いので、 ≠（ｔ＋Δτ）−φ（ｔ）”０ より出力信号はｃｏｓ（ω、１）とみてよい（φ（１）
は変調信号の位相成分を表わす）。
第４図は第１図実施例における移相器１３２の一具体例
を示す回路図である。この移相器１３２は、バリキャッ
プ４１１および４１２を用いたフェーズシフタ（ｐｆａ
ｓｅ ５ｈｉｆｔｅｒ ） ４１０と電圧変換器４２０
とから構成されている。電圧変換器４２０は、ｃｏｓ
（−τωＣ）の電圧を受けて、バリキャップ４１１ 、
４１２の電圧−容量特性に従ってフェーズシフタ４１０
を制御し、フェーズシフタ４１０の位相変化量をｃｏｓ
−’（Δτｒａ−）にオ不−籏４Ｆ２１でλけλ力正控
妨の妨長、２．は回路の入出力インピーダンスである。
を示す回路図である。この移相器１３２は、バリキャッ
プ４１１および４１２を用いたフェーズシフタ（ｐｆａ
ｓｅ ５ｈｉｆｔｅｒ ） ４１０と電圧変換器４２０
とから構成されている。電圧変換器４２０は、ｃｏｓ
（−τωＣ）の電圧を受けて、バリキャップ４１１ 、
４１２の電圧−容量特性に従ってフェーズシフタ４１０
を制御し、フェーズシフタ４１０の位相変化量をｃｏｓ
−’（Δτｒａ−）にオ不−籏４Ｆ２１でλけλ力正控
妨の妨長、２．は回路の入出力インピーダンスである。
以上本発明の実施例について説明した。第１図において
一巡回路の帯域制限要素として低減ろ波器１２０ 、１
２５をそれぞれ引き算器１１０と直交変調器１３０の間
および引き算器１１５と直交変調器１３０の間に設けて
いるが、これらは直交復調器１３５から第１の引き算器
１１０の間および直交復調器１３５から第２の引き算器
１１５の間にそれぞれ設けてもよく、あるいは低減ろ波
器のかわりに帯域ろ波器を一巡回路の内の直交変調器１
３０から直交復調器１３５までの間に設けてもよい。
一巡回路の帯域制限要素として低減ろ波器１２０ 、１
２５をそれぞれ引き算器１１０と直交変調器１３０の間
および引き算器１１５と直交変調器１３０の間に設けて
いるが、これらは直交復調器１３５から第１の引き算器
１１０の間および直交復調器１３５から第２の引き算器
１１５の間にそれぞれ設けてもよく、あるいは低減ろ波
器のかわりに帯域ろ波器を一巡回路の内の直交変調器１
３０から直交復調器１３５までの間に設けてもよい。
また本発明はこの実施例に限定されるものではなく、本
発明の範囲内で種々の変形変更が可能なことはもちろん
である。
発明の範囲内で種々の変形変更が可能なことはもちろん
である。
（発明の効果）
以上説明したように本発明によれば、送信周波数がかわ
っても一巡利得が劣化し、ひいては歪改善特性が劣化す
るということのない負帰還増幅器を提供できる。
っても一巡利得が劣化し、ひいては歪改善特性が劣化す
るということのない負帰還増幅器を提供できる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
従来の負帰還増幅器を示すブロック図、第３図は第１図
実施例における位相差検出回路の一具体例を示す回路図
、第４図は第１図実施例における移相器の一具体例を示
す回路図である。 １０１ 、１０２ 、２０１ 、２０２・・・入力端子
、１０３ 、２０３・・・出力端子、１１０ 、１１５
、２１０ 、２１５・・・引き算器、１２０゜１２５
、２３０ 、２３５・・・低域ろ波器、１４０ 、２
６０・・・電力増幅器、１４５ 、２７０・・・減衰器
、１３１ 、２９０・・・正弦波発生器、１３２ 、２
７５ 、２９５・・・移相器、１３０・・・直交変調器
、１３５・・・直交復調器、１５０・・・位相差検出回
路、２５０・・−加算器、２４０ 、２４５ 、２８０
、２８５・・・かけ算器。
従来の負帰還増幅器を示すブロック図、第３図は第１図
実施例における位相差検出回路の一具体例を示す回路図
、第４図は第１図実施例における移相器の一具体例を示
す回路図である。 １０１ 、１０２ 、２０１ 、２０２・・・入力端子
、１０３ 、２０３・・・出力端子、１１０ 、１１５
、２１０ 、２１５・・・引き算器、１２０゜１２５
、２３０ 、２３５・・・低域ろ波器、１４０ 、２
６０・・・電力増幅器、１４５ 、２７０・・・減衰器
、１３１ 、２９０・・・正弦波発生器、１３２ 、２
７５ 、２９５・・・移相器、１３０・・・直交変調器
、１３５・・・直交復調器、１５０・・・位相差検出回
路、２５０・・−加算器、２４０ 、２４５ 、２８０
、２８５・・・かけ算器。
Claims (1)
- 第１および第２の基底帯域信号を入力とし：前記第１お
よび第２の入力信号をそれぞれ受ける第１および第２の
引き算器と；該第１および第２の引き算器出力および正
弦波発生器出力を受ける直交変調器と；該直交変調器出
力を増幅して出力する電力増幅器と；該電力増幅器出力
の一部を受けて信号を減衰させる減衰器と；前記直交変
調器出力と前記減衰器出力を受けて両者の位相差を示す
信号を出力する位相差検出回路と；該位相差検出回路出
力によって決定された位相差分だけ前記正弦波発生器出
力の位相を変えて出力する移相器と；該移相器出力と前
記減衰器出力を受けて第１および第２の基底帯域信号を
復調しこれら第１および第２の基底帯域信号を前記第１
および第２の引き算器にそれぞれ出力する直交復調器と
；前記第１および第２の引き算器と前記直交変調器と前
記電力増幅器と前記減衰器と前記直交復調器とからなる
一巡回路の中に含まれる帯域制限回路とからなることを
特徴とする負帰還増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12313086A JPS62278807A (ja) | 1986-05-27 | 1986-05-27 | 負帰還増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12313086A JPS62278807A (ja) | 1986-05-27 | 1986-05-27 | 負帰還増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62278807A true JPS62278807A (ja) | 1987-12-03 |
| JPH0558283B2 JPH0558283B2 (ja) | 1993-08-26 |
Family
ID=14852923
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12313086A Granted JPS62278807A (ja) | 1986-05-27 | 1986-05-27 | 負帰還増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62278807A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0878967A (ja) * | 1994-08-30 | 1996-03-22 | Nec Corp | 負帰還増幅器 |
| JPH08204774A (ja) * | 1995-01-21 | 1996-08-09 | Nec Corp | 負帰還増幅器 |
| JP2006054907A (ja) * | 1999-10-08 | 2006-02-23 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 負帰還方式による非線形歪み補償回路を用いた送信機 |
-
1986
- 1986-05-27 JP JP12313086A patent/JPS62278807A/ja active Granted
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0878967A (ja) * | 1994-08-30 | 1996-03-22 | Nec Corp | 負帰還増幅器 |
| JPH08204774A (ja) * | 1995-01-21 | 1996-08-09 | Nec Corp | 負帰還増幅器 |
| JP2006054907A (ja) * | 1999-10-08 | 2006-02-23 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 負帰還方式による非線形歪み補償回路を用いた送信機 |
| JP4490349B2 (ja) * | 1999-10-08 | 2010-06-23 | 株式会社日立国際電気 | 負帰還方式による非線形歪み補償回路を用いた送信機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0558283B2 (ja) | 1993-08-26 |
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