JPS62268388A - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
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- JPS62268388A JPS62268388A JP62113709A JP11370987A JPS62268388A JP S62268388 A JPS62268388 A JP S62268388A JP 62113709 A JP62113709 A JP 62113709A JP 11370987 A JP11370987 A JP 11370987A JP S62268388 A JPS62268388 A JP S62268388A
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- 230000000630 rising effect Effects 0.000 abstract description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M7/2176—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only comprising a passive stage to generate a rectified sinusoidal voltage and a controlled switching element in series between such stage and the output
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- Fittings On The Vehicle Exterior For Carrying Loads, And Devices For Holding Or Mounting Articles (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、入力端子が供給される２個の入力端子間に、
整流器と、負荷接続用端子を有する第１コンデンサと、
制御電極を有する第１トランジスタスイッチと、整流さ
れた入力電圧が規定の値を越えるとき前記第１トランジ
スタスイッチをターンオフさせる第２トランジスタスイ
ッチとを具える負荷付勢用電源回路に関するものである
。
整流器と、負荷接続用端子を有する第１コンデンサと、
制御電極を有する第１トランジスタスイッチと、整流さ
れた入力電圧が規定の値を越えるとき前記第１トランジ
スタスイッチをターンオフさせる第２トランジスタスイ
ッチとを具える負荷付勢用電源回路に関するものである
。
斯る電源回路は負荷を種々の入力電圧で付勢するのに好
適である。斯る回路は特に乾式ひげそり器のモータ付勢
用に好適である。この電源回路によればひげそり器が調
整や切換えの必要なしに多くの国における種々の幹線電
圧で使用可能になる。
適である。斯る回路は特に乾式ひげそり器のモータ付勢
用に好適である。この電源回路によればひげそり器が調
整や切換えの必要なしに多くの国における種々の幹線電
圧で使用可能になる。
斯る電源回路は米国特許第４００１６６８号明細書から
既知である。この回路では整流された入力端子の立上り
縁中も立下り縁中も第１コンデンサが第２トランジスタ
スイッチにより決まる整流入力電圧の規定値に再充電さ
れて一定の平均電圧に維持される。この回路の欠点はか
なり大量のスプリアス放射を発生ずる点にある。これは
、整流入力電圧の立下り縁中に第１トランジスタスイッ
チが第２トランジスタスイッチにより決まる入力電圧の
規定値においてターンオンし、このとき第１コンデンサ
の両端間電圧がこの値より低く、この結果、第１コンデ
ンサがかなり大きな充電電流で充電されるためこのコン
デンサの両端間電圧が第２トランジスタスイッチにより
決まる整流入力電圧の規定値にステップ状に増大するた
めである。
既知である。この回路では整流された入力端子の立上り
縁中も立下り縁中も第１コンデンサが第２トランジスタ
スイッチにより決まる整流入力電圧の規定値に再充電さ
れて一定の平均電圧に維持される。この回路の欠点はか
なり大量のスプリアス放射を発生ずる点にある。これは
、整流入力電圧の立下り縁中に第１トランジスタスイッ
チが第２トランジスタスイッチにより決まる入力電圧の
規定値においてターンオンし、このとき第１コンデンサ
の両端間電圧がこの値より低く、この結果、第１コンデ
ンサがかなり大きな充電電流で充電されるためこのコン
デンサの両端間電圧が第２トランジスタスイッチにより
決まる整流入力電圧の規定値にステップ状に増大するた
めである。
これがため、本発明の目的は実際上スプリアス放射を発
生しない電源回路を提供することにある。
生しない電源回路を提供することにある。
本発明は、頭書に記載したタイプの電源回路において、
第１トランジスタスイッチの制御電極を第２コンデンサ
を経て一方の入力端子に結合すると共に少なくとも１個
のダイオードを経て他方の入力端子に結合したことを特
徴とする。この構成によれば、入力電圧の立上り縁中第
１トランジスタスイッチが前記第２コンデンサの充電電
流によりターンオンされると共に、立下り縁中この第２
コンデンサが前記ダイオードを経て放電されるため第１
トランジスタスイッチが非導通状態に維持される。この
結果として第１コンデンサは整流入力電圧の立上り縁中
のみ充電され、このとき第１コンデン１すの電圧は入力
端子のなだらかな増大に追従し、これによりスプリアス
放射の発生が阻止される。また、既知の回路と比較して
第２コンデンサは第１トランジスタスイッチの制御回路
の電力消費を低減する効果もある。
第１トランジスタスイッチの制御電極を第２コンデンサ
を経て一方の入力端子に結合すると共に少なくとも１個
のダイオードを経て他方の入力端子に結合したことを特
徴とする。この構成によれば、入力電圧の立上り縁中第
１トランジスタスイッチが前記第２コンデンサの充電電
流によりターンオンされると共に、立下り縁中この第２
コンデンサが前記ダイオードを経て放電されるため第１
トランジスタスイッチが非導通状態に維持される。この
結果として第１コンデンサは整流入力電圧の立上り縁中
のみ充電され、このとき第１コンデン１すの電圧は入力
端子のなだらかな増大に追従し、これによりスプリアス
放射の発生が阻止される。また、既知の回路と比較して
第２コンデンサは第１トランジスタスイッチの制御回路
の電力消費を低減する効果もある。
本発明の第１実施例においては負荷電流が規定値を越え
るときに第１トランジスタスイッチをターンオフさせる
第１保護手役を具えている。例えば、負荷が短絡した場
合にこの第１保護手段は第１トランジスタスイッチをタ
ーンオフさせてこのトランジスタが過大電流により損傷
されないようにする。この保護子役は負荷と直列に配置
された抵抗を少なくとも第１基準電圧素子を経て第２ト
ランジスタスイッチの制御電極に結合して構成する。
るときに第１トランジスタスイッチをターンオフさせる
第１保護手役を具えている。例えば、負荷が短絡した場
合にこの第１保護手段は第１トランジスタスイッチをタ
ーンオフさせてこのトランジスタが過大電流により損傷
されないようにする。この保護子役は負荷と直列に配置
された抵抗を少なくとも第１基準電圧素子を経て第２ト
ランジスタスイッチの制御電極に結合して構成する。
本発明の第２実施例においては、第１コンデンサを流れ
る電流が規定値を越えるときに第１トランジスタスイッ
チをターンオフさせる第２保護手段を具えている。この
第２保護手段は電源回路が整流入力電圧の高い瞬時値の
とき及び電圧トランジェントの場合にスイッチオンされ
たときに第１トランジスタスイッチが過大充電電流によ
り損傷されないようにする。他の実施例ではこの第２保
ｉｌ 手＆は第１トランジスタスイッチと直列に配置さ
れた抵抗を少なくとも１個のダイオードを経て第２トラ
ンジスタスイッチの制御電極に結合して構成する。
る電流が規定値を越えるときに第１トランジスタスイッ
チをターンオフさせる第２保護手段を具えている。この
第２保護手段は電源回路が整流入力電圧の高い瞬時値の
とき及び電圧トランジェントの場合にスイッチオンされ
たときに第１トランジスタスイッチが過大充電電流によ
り損傷されないようにする。他の実施例ではこの第２保
ｉｌ 手＆は第１トランジスタスイッチと直列に配置さ
れた抵抗を少なくとも１個のダイオードを経て第２トラ
ンジスタスイッチの制御電極に結合して構成する。
本発明の第３実施例においては、第２トランジスタスイ
ッチが第１トランジスタスイッチをターンオフせしめる
整流入力電圧の値を負荷電流の増大時に増大させる補正
回路を具えている。この補正回路は第１コンデンサを負
荷電流の増大につれて増大する電圧に充電してこのコン
デンサの両端間及び従って負荷両端間の平均電圧を増大
せしめる。
ッチが第１トランジスタスイッチをターンオフせしめる
整流入力電圧の値を負荷電流の増大時に増大させる補正
回路を具えている。この補正回路は第１コンデンサを負
荷電流の増大につれて増大する電圧に充電してこのコン
デンサの両端間及び従って負荷両端間の平均電圧を増大
せしめる。
他の実施例では、第２トランジスタスイッチの制御電極
を少なくとも１個のツェナーダイオードと抵抗の直列接
続を経て整流器の出力端子に結合し、前記補正回路はベ
ース及びエミッタを負荷と直列に配置された抵抗の両端
に接続すると共に、コレクターを第２トランジスタスイ
ッチの制御電極と整流器の出力端子との間の前記直列接
続のツェナーダイオードと抵抗との接続点に接続したト
ランジスタで構成する。更に他の実施例では前記補正回
路は規定の負荷電流値以上のときに補正回路により与え
られる補正を制限する制限手段を有することができる。
を少なくとも１個のツェナーダイオードと抵抗の直列接
続を経て整流器の出力端子に結合し、前記補正回路はベ
ース及びエミッタを負荷と直列に配置された抵抗の両端
に接続すると共に、コレクターを第２トランジスタスイ
ッチの制御電極と整流器の出力端子との間の前記直列接
続のツェナーダイオードと抵抗との接続点に接続したト
ランジスタで構成する。更に他の実施例では前記補正回
路は規定の負荷電流値以上のときに補正回路により与え
られる補正を制限する制限手段を有することができる。
図面につき本発明を説明する。
第１図は本発明電源回路の基本回路図を示す。
この電源回路は幹線電圧を供給する２個の入力端子２及
び３間に、抵抗Ｒ１と、整流器（本例ではダイオードＤ
、）と、負荷（本例では例えば乾式ひげそり器のモータ
Ｍ）接続用端子４及び５を有する第１コンデンサＣ１と
、第１トランジスタスイッチ（本例では単一トランジス
タＴ１）の直列接続を具える。このトランジスタＴ１の
制御電極を抵抗’Ｒ２とコンデンサＣ２の直列接続を経
て整流器Ｄ１のアノードに接続する。抵抗Ｒ２とコンデ
ンサＣ２との接続点をツェナーダイオードＺ、を経て入
力端子３に接続する。この回路は更に第２トランジスタ
スイッチ（本例ではトランジスタＴ２）を具え、そのコ
レクターエミッタ通路をトランジスタＴ１のベース−エ
ミッタ通路と並列に配置すると共にその制御電極をツェ
ナーダイオードＺ２及び抵抗Ｒ３の直列接続を経て整流
器Ｄ１のカソードに接続する。
び３間に、抵抗Ｒ１と、整流器（本例ではダイオードＤ
、）と、負荷（本例では例えば乾式ひげそり器のモータ
Ｍ）接続用端子４及び５を有する第１コンデンサＣ１と
、第１トランジスタスイッチ（本例では単一トランジス
タＴ１）の直列接続を具える。このトランジスタＴ１の
制御電極を抵抗’Ｒ２とコンデンサＣ２の直列接続を経
て整流器Ｄ１のアノードに接続する。抵抗Ｒ２とコンデ
ンサＣ２との接続点をツェナーダイオードＺ、を経て入
力端子３に接続する。この回路は更に第２トランジスタ
スイッチ（本例ではトランジスタＴ２）を具え、そのコ
レクターエミッタ通路をトランジスタＴ１のベース−エ
ミッタ通路と並列に配置すると共にその制御電極をツェ
ナーダイオードＺ２及び抵抗Ｒ３の直列接続を経て整流
器Ｄ１のカソードに接続する。
この回路の動作を、この回路内のいくつかの点の電圧変
化を示す第２図を参照して以下に説明する。入力端子２
及び３間に供給される正弦波幹線電圧Ｖ１を第２図に破
線で示しである。この幹線電圧の時間間隔０〜ｔ３にお
ける立上り縁中コンデンサＣ２が充電され、充電電流が
入力端子２から抵抗Ｒ１１コンデンサＣ２、抵抗Ｒ２及
びトランジスタＴ１のベース−エミッタ接合を経て入力
端子３へ流れる。このときトランジスタＴ１のベース電
流は抵抗Ｒ２と、ツェナーダイオードｚ１とにより制限
され、このツェナーダイオードはこの抵抗Ｒ２の両端間
電圧が規定の値以上のときにターンオンして充電電流を
入力端子３へと直接流す。最初はトランジスタＴ１のコ
レクタラインには何の電流も流れない。これは、コンデ
ンサ口の両端間“にまだ電圧が存在する結果として整流
ダイオードＤ１がカットオフであるためである。この時
間間隔においてはコンデンサＣ１が負荷Ｍを経て放電す
る。瞬時ｔ、において、幹線電圧の瞬時値がコンデン＋
ＩＣ１両端間の電圧Ｕｎｉ。より高くなるため、整流ダ
イオードＤ１がターンオンする。この結果、コンデンサ
Ｃ１が充電され、充電電流が入力端子２から抵抗Ｒ１、
ダイオードＤ１、コンデンサＣ１及びトランジスタＴ１
のコレクターエミッタ通路を経て入力端子３へ流れ、こ
の充電電流は抵抗Ｒ５により制限される。斯くしてコン
デンサ０１両端間の電圧が幹線電圧Ｖｉの増大と一致し
て増大する。整流された入力電圧が瞬時値Ｕ２に達する
瞬時ｔ２においてツェナーダイオードＺ２及びトランジ
スタＴ２が導通状態になる。
化を示す第２図を参照して以下に説明する。入力端子２
及び３間に供給される正弦波幹線電圧Ｖ１を第２図に破
線で示しである。この幹線電圧の時間間隔０〜ｔ３にお
ける立上り縁中コンデンサＣ２が充電され、充電電流が
入力端子２から抵抗Ｒ１１コンデンサＣ２、抵抗Ｒ２及
びトランジスタＴ１のベース−エミッタ接合を経て入力
端子３へ流れる。このときトランジスタＴ１のベース電
流は抵抗Ｒ２と、ツェナーダイオードｚ１とにより制限
され、このツェナーダイオードはこの抵抗Ｒ２の両端間
電圧が規定の値以上のときにターンオンして充電電流を
入力端子３へと直接流す。最初はトランジスタＴ１のコ
レクタラインには何の電流も流れない。これは、コンデ
ンサ口の両端間“にまだ電圧が存在する結果として整流
ダイオードＤ１がカットオフであるためである。この時
間間隔においてはコンデンサＣ１が負荷Ｍを経て放電す
る。瞬時ｔ、において、幹線電圧の瞬時値がコンデン＋
ＩＣ１両端間の電圧Ｕｎｉ。より高くなるため、整流ダ
イオードＤ１がターンオンする。この結果、コンデンサ
Ｃ１が充電され、充電電流が入力端子２から抵抗Ｒ１、
ダイオードＤ１、コンデンサＣ１及びトランジスタＴ１
のコレクターエミッタ通路を経て入力端子３へ流れ、こ
の充電電流は抵抗Ｒ５により制限される。斯くしてコン
デンサ０１両端間の電圧が幹線電圧Ｖｉの増大と一致し
て増大する。整流された入力電圧が瞬時値Ｕ２に達する
瞬時ｔ２においてツェナーダイオードＺ２及びトランジ
スタＴ２が導通状態になる。
これによりトランジスタＴ１がカットオフされるため、
コンデンサＣ１はこれ以上充電されず、従ってこのコン
デンサの両端間の最大電圧は電圧Ｕ２に等しくなる。ト
ランジスタＴ２は瞬時ｔ４において整流入力電圧の瞬時
値が電圧Ｕ２より小さくなるまで導通状態に維持される
。時間間隔ｔ２〜ｔ３に右いてコンデンサＣ２は入力端
子のピーク値まで充電され、その充電電流はトランジス
タＴ２のコレクターエミッタ通路を経て流れる。次いで
時間間隔ｔ、〜ｔ６における幹線電圧の立下り縁中、コ
ンデンサＣ２がこのときダイオードとして動作するツェ
ナーダイオードＺ１を経て完全に放電されるため、トラ
ンジスタＴ１のターンオンが阻止される。トランジスタ
Ｔ、は幹線電圧の次の立上り縁中にその瞬時値がコンデ
ンサ電圧Ｕ、を越えるときに再びターンオンする。これ
がため、負荷が一定のとき、コンデンサＣ１の電圧の平
均値Ｕ。１は上述のように一定に維持される。この回路
の動作は幹線電圧の振幅と大きなレンジに亘って無関係
である。
コンデンサＣ１はこれ以上充電されず、従ってこのコン
デンサの両端間の最大電圧は電圧Ｕ２に等しくなる。ト
ランジスタＴ２は瞬時ｔ４において整流入力電圧の瞬時
値が電圧Ｕ２より小さくなるまで導通状態に維持される
。時間間隔ｔ２〜ｔ３に右いてコンデンサＣ２は入力端
子のピーク値まで充電され、その充電電流はトランジス
タＴ２のコレクターエミッタ通路を経て流れる。次いで
時間間隔ｔ、〜ｔ６における幹線電圧の立下り縁中、コ
ンデンサＣ２がこのときダイオードとして動作するツェ
ナーダイオードＺ１を経て完全に放電されるため、トラ
ンジスタＴ１のターンオンが阻止される。トランジスタ
Ｔ、は幹線電圧の次の立上り縁中にその瞬時値がコンデ
ンサ電圧Ｕ、を越えるときに再びターンオンする。これ
がため、負荷が一定のとき、コンデンサＣ１の電圧の平
均値Ｕ。１は上述のように一定に維持される。この回路
の動作は幹線電圧の振幅と大きなレンジに亘って無関係
である。
第３図は本発明電源回路の第１の実施例を示し、第１図
と同一の部分には同一の符号を付しである。
と同一の部分には同一の符号を付しである。
本例では抵抗Ｒ４を負荷Ｍと直列に配置し、この抵抗Ｒ
２と負荷Ｍとの接続点をツェナーダイオ−ドｚ３と、抵
抗Ｒ３の直列接続を経てトランジスタＴ２の制御電極に
接続する。これら追加の素子は例えばモータの短絡やブ
ロッキングの場合に電源回路をターンオフする第１の保
護手段を構成する。
２と負荷Ｍとの接続点をツェナーダイオ−ドｚ３と、抵
抗Ｒ３の直列接続を経てトランジスタＴ２の制御電極に
接続する。これら追加の素子は例えばモータの短絡やブ
ロッキングの場合に電源回路をターンオフする第１の保
護手段を構成する。
負荷を流れる電流が規定の値以上になると、従って抵抗
Ｒ４の端子電圧が規定の値以上になると、ツェナーダイ
オードＺ３がターンオンするため、トランジスタＴ２が
ターンオンし、従ってトランジスタＴ、がターンオフす
る。このとき抵抗Ｒ５がトランジスタＴ２ベース電流を
制限する。この保護手段は回路の常規動作中に別の利点
をもたらす。即ち、トランジスタＴ２がトランジスタＴ
。
Ｒ４の端子電圧が規定の値以上になると、ツェナーダイ
オードＺ３がターンオンするため、トランジスタＴ２が
ターンオンし、従ってトランジスタＴ、がターンオフす
る。このとき抵抗Ｒ５がトランジスタＴ２ベース電流を
制限する。この保護手段は回路の常規動作中に別の利点
をもたらす。即ち、トランジスタＴ２がトランジスタＴ
。
をターンオフするとき、後者のトランジスタ（Ｔ１）の
コレクタ電圧が増大する。この電圧増大が抵抗Ｒ１、ツ
ェナーダイオード７３及び抵抗Ｒ５を経てトランジスタ
Ｔ２のベースに伝達され、トランジ冥りＴ１を極めて高
速にターンオフする正帰還作用を生ずる。
コレクタ電圧が増大する。この電圧増大が抵抗Ｒ１、ツ
ェナーダイオード７３及び抵抗Ｒ５を経てトランジスタ
Ｔ２のベースに伝達され、トランジ冥りＴ１を極めて高
速にターンオフする正帰還作用を生ずる。
本例では更に負電圧依存抵抗Ｒ６を入力端子２及び３間
に配置して入力端子を例えば６００ｖに制御３ 限している。
に配置して入力端子を例えば６００ｖに制御３ 限している。
第４図は本発明の第２の実施例を示し、第３図と同一の
部分には同一の符号を付しである。本例では抵抗Ｒ８を
トランジスタＴ１のエミッタライン内に配置し、トラン
ジスタＴ１のエミッタを抵抗Ｒ８とダイオードＤ２の直
列接続を経てトランジスタＴ２のベースに接続する。こ
れらの素子は過大充電電流がトランジスタＴ１を経て流
れる場合に電源回路をターンオフする第２の保護手段を
構成する。電源回路が、例えば幹線電圧がその最大値を
有する瞬時にスイッチオンされる場合、トランジスタＴ
１がコンデンサＣ２を経て急速にターンオンされる。こ
の瞬時ではコンデンサＣ１はまだ電荷を有していないた
め、極めて大きな充電電流がトランジスタＴ１を経て流
れ、この電流は抵抗Ｒ１により制限されるだけである。
部分には同一の符号を付しである。本例では抵抗Ｒ８を
トランジスタＴ１のエミッタライン内に配置し、トラン
ジスタＴ１のエミッタを抵抗Ｒ８とダイオードＤ２の直
列接続を経てトランジスタＴ２のベースに接続する。こ
れらの素子は過大充電電流がトランジスタＴ１を経て流
れる場合に電源回路をターンオフする第２の保護手段を
構成する。電源回路が、例えば幹線電圧がその最大値を
有する瞬時にスイッチオンされる場合、トランジスタＴ
１がコンデンサＣ２を経て急速にターンオンされる。こ
の瞬時ではコンデンサＣ１はまだ電荷を有していないた
め、極めて大きな充電電流がトランジスタＴ１を経て流
れ、この電流は抵抗Ｒ１により制限されるだけである。
しかし、本例では規定の値以上の電流のとき抵抗Ｒ８の
端子電圧が大きくなってトランジスタＴ２が抵抗Ｒ８及
びダイオードＤ２を経てターンオンされ、従ってトラン
ジスタＴ１がカットオフされてトランジスタ弯Ｔ、が保
護される。このとき抵抗Ｒ９がトランジスタＴ２のベー
ス電流を制限する。
端子電圧が大きくなってトランジスタＴ２が抵抗Ｒ８及
びダイオードＤ２を経てターンオンされ、従ってトラン
ジスタＴ１がカットオフされてトランジスタ弯Ｔ、が保
護される。このとき抵抗Ｒ９がトランジスタＴ２のベー
ス電流を制限する。
第５図は本発明の第３の実施例を示し、第４図と同一の
部分には同一の符号を付しである。モータＭの負荷が増
大するにつれてコンデンサＣ１の放電量が増大するため
、このコンデンサ両端間の平均電圧が減少する。これは
モータの速度低下を生ずる。モータの速度を負荷の増大
時にできるだけ一定に保つためにはコンデンサＣ６両端
間の平均電圧も負荷の増大時に増大させる必要がある。
部分には同一の符号を付しである。モータＭの負荷が増
大するにつれてコンデンサＣ１の放電量が増大するため
、このコンデンサ両端間の平均電圧が減少する。これは
モータの速度低下を生ずる。モータの速度を負荷の増大
時にできるだけ一定に保つためにはコンデンサＣ６両端
間の平均電圧も負荷の増大時に増大させる必要がある。
この目的のために、本例電源回路は補正回路を具え、こ
の補正回路はトランジスタＴ３を具え、そのベース−エ
ミッタ接合を抵抗Ｒ１０と直列に抵抗Ｒ４の両端間に接
続し、そのコレクタを抵抗Ｒ１１を経て整流ダイオード
Ｄ１ のカソードに接続すると共に、ツェナーダイオー
ドＺ２ と抵抗Ｒ３の直列接続をトランジスタＴ３のコ
レクタに接続する。
の補正回路はトランジスタＴ３を具え、そのベース−エ
ミッタ接合を抵抗Ｒ１０と直列に抵抗Ｒ４の両端間に接
続し、そのコレクタを抵抗Ｒ１１を経て整流ダイオード
Ｄ１ のカソードに接続すると共に、ツェナーダイオー
ドＺ２ と抵抗Ｒ３の直列接続をトランジスタＴ３のコ
レクタに接続する。
この補正回路は次のように動作する。モータ電流が増大
するにつれて及び従って抵抗Ｒ９の端子電圧が増大する
につれて、トランジスタＴ、が一層導通状態になり、抵
抗Ｒ１＋の端子電圧を更に増大する。この結果として抵
抗Ｒ３とツェナーダイオードｚ２とトランジスタＴ２の
ベースーエミック接合との直列接続の両端間の電圧が減
少するため、このツェナーダイオードＺ２とトランジス
タＴ２がしだいに高い入力電圧の瞬時値でターンオンす
るようになる。従って、トランジスタＴ、がしだいに高
い入力端子の瞬時値でターンオフするため、コンデンサ
Ｃ１が負荷電流の増大につれて増大する電圧に充電され
る。抵抗Ｒ１１と並列配置のツェナーダイオードＺ４は
規定の負荷電流以上のときの抵抗Ｒ０両端間の電圧を制
限するものである。
するにつれて及び従って抵抗Ｒ９の端子電圧が増大する
につれて、トランジスタＴ、が一層導通状態になり、抵
抗Ｒ１＋の端子電圧を更に増大する。この結果として抵
抗Ｒ３とツェナーダイオードｚ２とトランジスタＴ２の
ベースーエミック接合との直列接続の両端間の電圧が減
少するため、このツェナーダイオードＺ２とトランジス
タＴ２がしだいに高い入力電圧の瞬時値でターンオンす
るようになる。従って、トランジスタＴ、がしだいに高
い入力端子の瞬時値でターンオフするため、コンデンサ
Ｃ１が負荷電流の増大につれて増大する電圧に充電され
る。抵抗Ｒ１１と並列配置のツェナーダイオードＺ４は
規定の負荷電流以上のときの抵抗Ｒ０両端間の電圧を制
限するものである。
これによりコンデンサ０１両端間の電圧が負荷電流の増
大時に最大許容モータ電圧以上になり得ないようにする
。
大時に最大許容モータ電圧以上になり得ないようにする
。
本発明は上述の実施例にのみ限定されるものでなく、多
くの変更が可能である。例えば、第１及び第２トランジ
スタスイッチをダーリントン接続トランジスタや他の複
合接続トランジスタとすることができる。バイポーラト
ランジスタの代わりに電界効果トランジスタを用いるこ
ともでき、この場合にはベース、コレクタ及びエミッタ
をそれぞれゲート、ソースおよびドレインと読み替えは
必要がある。更に、ツェナーダイオードＺ１を１個以上
の直列接続ダイオードと置き換えることができる。第１
及び第２保護手段を他の態様に構成することもでき、特
に負荷電流及び充電電流を測定するための電流検知抵抗
を回路内の他の位置に配置することができる。更に、補
正回路内のトランジスタ（Ｔ、）を他の任意の増幅回路
と置き換えることもできる。最后に整流器を全波整流器
又はブリッジ整流器としてもよい。
くの変更が可能である。例えば、第１及び第２トランジ
スタスイッチをダーリントン接続トランジスタや他の複
合接続トランジスタとすることができる。バイポーラト
ランジスタの代わりに電界効果トランジスタを用いるこ
ともでき、この場合にはベース、コレクタ及びエミッタ
をそれぞれゲート、ソースおよびドレインと読み替えは
必要がある。更に、ツェナーダイオードＺ１を１個以上
の直列接続ダイオードと置き換えることができる。第１
及び第２保護手段を他の態様に構成することもでき、特
に負荷電流及び充電電流を測定するための電流検知抵抗
を回路内の他の位置に配置することができる。更に、補
正回路内のトランジスタ（Ｔ、）を他の任意の増幅回路
と置き換えることもできる。最后に整流器を全波整流器
又はブリッジ整流器としてもよい。
第１図は本発明電源回路の基本回路図、第２図は第１図
の電源回路の動作説明用電圧波形図、 第３図は本発明電源回路の第１実施例の回路図、第４図
は本発明電源回路の第２実施例の回路図、第５図は本発
明電源回路図の第３実施例の回路図である。 ２．３・・・入力端子 Ｄｌ・・・整流器Ｃ，・・
・第１コンデンサ ４．５・・・負荷接続用端子Ｍ・・
・負荷（モータ） Ｔ１・・・第１トランジスタスイッチ Ｔ２・・・第２トランジスタスイッチ Ｃ２・・・第２コンデンサ ２、．２２・・・ツェナーダイオード Ｒ＋ 、Ｒ２、Ｒａ・・・限流抵抗 Ｒ４、Ｚ３ 、Ｒｓ・・・第１保護手段Ｒｅ 、 Ｒｓ
、Ｄ２・・・第２保護手段Ｔｓ 、 Ｒ４、Ｒ＋ｏ
、 Ｒ１＋・・・補正回路ｚ４・・・補正制限手段
の電源回路の動作説明用電圧波形図、 第３図は本発明電源回路の第１実施例の回路図、第４図
は本発明電源回路の第２実施例の回路図、第５図は本発
明電源回路図の第３実施例の回路図である。 ２．３・・・入力端子 Ｄｌ・・・整流器Ｃ，・・
・第１コンデンサ ４．５・・・負荷接続用端子Ｍ・・
・負荷（モータ） Ｔ１・・・第１トランジスタスイッチ Ｔ２・・・第２トランジスタスイッチ Ｃ２・・・第２コンデンサ ２、．２２・・・ツェナーダイオード Ｒ＋ 、Ｒ２、Ｒａ・・・限流抵抗 Ｒ４、Ｚ３ 、Ｒｓ・・・第１保護手段Ｒｅ 、 Ｒｓ
、Ｄ２・・・第２保護手段Ｔｓ 、 Ｒ４、Ｒ＋ｏ
、 Ｒ１＋・・・補正回路ｚ４・・・補正制限手段
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、入力電圧が供給される２個の入力端子間に、整流器
と、負荷接続用端子を有する第１コンデンサと、制御電
極を有する第１トランジスタスイッチと、整流された入
力電圧が規定の値を越えるとき前記第１トランジスタス
イッチをターンオフさせる第２トランジスタスイッチと
を具える負荷付勢用電源回路において、前記第１トラン
ジスタスイッチの制御電極を第２コンデンサを経て一方
の入力端子に結合すると共に少なくとも１個のダイオー
ドを経て他方の入力端子に結合したことを特徴とする電
源回路。 ２、前記ダイオードはツェナーダイオードであることを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電源回路。 ３、前記第２コンデンサと直列に抵抗を配置してあるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項又は２項記載の電
源回路。 ４、負荷を流れる電流が規定の値を越えるとき前記第１
トランジスタスイッチをターンオフさせる第１保護手段
を具えていることを特徴とする特許請求の範囲第１、２
又は３項記載の電源回路。 ５、前記第１保護手段は、負荷と直列に配置された抵抗
を具え、この抵抗を少なくとも第１の基準電圧素子を経
て前記第２トランジスタスイッチの制御電極に結合して
成ることを特徴とする特許請求の範囲第４項記載の電源
回路。 ６、前記第１基準電圧素子と直列に抵抗を配置してある
ことを特徴とする特許請求の範囲第５項記載の電源回路
。 ７、前記第１基準電圧素子はツェナーダイオードである
ことを特徴とする特許請求の範囲第５又は６項記載の電
源回路。 ８、前記第１コンデンサを流れる電流が規定の値を越え
るときに前記第１トランジスタスイッチをターンオフさ
せる第２保護手段を具えていることを特徴とする特許請
求の範囲第１〜７項の何れかに記載の電源回路。 ９、前記第２保護手段は、前記第１トランジスタと直列
に配置された抵抗を具え、この抵抗を少なくとも１個の
ダイオードを経て前記第２トランジスタスイッチの制御
電極に結合して成ることを特徴とする特許請求の範囲第
８項記載の電源回路。 １０、前記ダイオードと直列に抵抗を配置してあること
を特徴とする特許請求の範囲第９項記載の電源回路。 １１、前記第２トランジスタスイッチが前記第１トラン
ジスタスイッチをターンオフせしめる整流入力電圧の規
定の値を負荷電流の増大時に増大させる補正回路を具え
ていることを特徴とする特許請求の範囲第１〜１０項の
何れかに記載の電源回路。 １２、前記第２トランジスタスイッチの制御電極を少な
くとも１個のツェナーダイオードと抵抗の直列接続を経
て前記整流器の出力端子に結合し、且つ前記補正回路は
トランジスタを具え、このトランジスタのベース及びエ
ミッタを負荷抵抗と直列に配置された抵抗の両端に接続
すると共にそのコレクタを前記第２トランジスタスイッ
チの制御電極と整流器の出力端子との間の前記直列接続
のツェナーダイオードと抵抗との接続点に接続して成る
ことを特徴とする特許請求の範囲第１１項記載の電源回
路。 １３、前記補正回路は規定の負荷電流値以上のときにこ
れにより与えられる補正を制限する制限手段を具えてい
ることを特徴とする特許請求の範囲第１１項又は１２項
記載の電源回路。 １４、前記制限手段は前記トランジスタと前記整流器の
出力端子との間に配置したツェナーダイオードであるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１３項記載の電源回路
。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8601241A NL8601241A (nl) | 1986-05-15 | 1986-05-15 | Voedingsschakeling. |
| NL8601241 | 1986-05-15 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62268388A true JPS62268388A (ja) | 1987-11-20 |
| JP2664678B2 JP2664678B2 (ja) | 1997-10-15 |
Family
ID=19848020
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62113709A Expired - Lifetime JP2664678B2 (ja) | 1986-05-15 | 1987-05-12 | 電源回路 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4768142A (ja) |
| EP (1) | EP0249259B1 (ja) |
| JP (1) | JP2664678B2 (ja) |
| CN (1) | CN1008862B (ja) |
| AT (1) | ATE66323T1 (ja) |
| CA (1) | CA1271220A (ja) |
| DE (1) | DE3772110D1 (ja) |
| NL (1) | NL8601241A (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2672448B1 (fr) * | 1991-02-06 | 1996-01-19 | Sextant Avionique | Circuit d'alimentation d'une charge en tension a partir d'une tension de source alternative et redressee. |
| DE69223530T2 (de) * | 1991-02-22 | 1998-04-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Stromversorgungseinheit |
| US5525896A (en) * | 1992-04-22 | 1996-06-11 | Minks; Floyd M. | Fuel gauge power system for use with alternating current vehicle electrical system |
| DE4241066C1 (de) * | 1992-12-05 | 1994-01-13 | Braun Ag | Automatische Laststromrückregelung |
| DE9416084U1 (de) * | 1993-10-25 | 1995-02-23 | Papst Motoren Gmbh & Co Kg | Netzgerät |
| JP3442942B2 (ja) * | 1996-10-08 | 2003-09-02 | シャープ株式会社 | 直流安定化電源回路の出力ドライブ回路 |
| US5818708A (en) * | 1996-12-12 | 1998-10-06 | Philips Electronics North America Corporation | High-voltage AC to low-voltage DC converter |
| US6324082B1 (en) * | 2000-06-06 | 2001-11-27 | Thomson Licensing, S.A. | Mains frequency synchronous burst mode power supply |
| ITTO20010393A1 (it) * | 2001-04-24 | 2002-10-24 | Bitron Spa | Dispositivo elettronico di alimentazione per motori a commutazione elettronica. |
| US6597138B2 (en) | 2001-08-01 | 2003-07-22 | The Chamberlain Group, Inc. | Method and apparatus for controlling power supplied to a motor |
| FR2828598B1 (fr) | 2001-08-10 | 2003-12-05 | Somfy | Convertisseur electrique non regule |
| US9722498B2 (en) * | 2013-01-10 | 2017-08-01 | Alcatel Lucent | Control circuit for switching power converters with synchronous rectifiers |
| CN104218928A (zh) * | 2013-06-04 | 2014-12-17 | 尹万坡 | Ind多用电路 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60213120A (ja) * | 1984-04-06 | 1985-10-25 | Makoto Aso | 遅延回路 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4001668A (en) * | 1973-11-16 | 1977-01-04 | Schick Incorporated | Electric shaver operable from a wide range of supply voltages |
| US4034281A (en) * | 1974-07-25 | 1977-07-05 | Sanken Electric Company Limited | Direct current power supply with a transistor chopper |
| JPS5755429A (en) * | 1980-09-20 | 1982-04-02 | Omron Tateisi Electronics Co | Direct current power supply circuit |
| GB2124804A (en) * | 1982-07-16 | 1984-02-22 | Philips Electronic Associated | Electrical power supply arrangements |
| DE3311737C2 (de) * | 1983-03-31 | 1986-10-16 | Braun Ag, 6000 Frankfurt | Elektronisches Schaltnetzteil |
| DE3421133A1 (de) * | 1984-06-07 | 1985-12-12 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zur versorgung der regel- und steuereinrichtung eines geregelten gleichspannungswandlers |
| US4641233A (en) * | 1985-05-03 | 1987-02-03 | Eaton Corporation | AC to DC converter with voltage regulation |
-
1986
- 1986-05-15 NL NL8601241A patent/NL8601241A/nl not_active Application Discontinuation
- 1986-09-22 US US06/910,102 patent/US4768142A/en not_active Expired - Fee Related
-
1987
- 1987-05-08 AT AT87200851T patent/ATE66323T1/de not_active IP Right Cessation
- 1987-05-08 EP EP87200851A patent/EP0249259B1/en not_active Expired
- 1987-05-08 DE DE8787200851T patent/DE3772110D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1987-05-12 CA CA000536893A patent/CA1271220A/en not_active Expired
- 1987-05-12 CN CN87103527A patent/CN1008862B/zh not_active Expired
- 1987-05-12 JP JP62113709A patent/JP2664678B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60213120A (ja) * | 1984-04-06 | 1985-10-25 | Makoto Aso | 遅延回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3772110D1 (de) | 1991-09-19 |
| CN1008862B (zh) | 1990-07-18 |
| CA1271220A (en) | 1990-07-03 |
| EP0249259B1 (en) | 1991-08-14 |
| ATE66323T1 (de) | 1991-08-15 |
| CN87103527A (zh) | 1987-11-25 |
| NL8601241A (nl) | 1987-12-01 |
| JP2664678B2 (ja) | 1997-10-15 |
| EP0249259A1 (en) | 1987-12-16 |
| US4768142A (en) | 1988-08-30 |
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