JPS62180274A - 周期信号の波形観測装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、雑音で汚染された周期信号の各調波を、振幅
と位相関係を保存して測定し、その測定結果から、ｆ１
Ｍ記周期信号の時間領域での波形をも得る装置に関する
。

〔従来技術とその問題点〕

雑音で汚染された周期信号の時間領域検出方法として、
次のものが考えられ実施されている。

（１）　　同期検波法 （２）平均法 （３）　　フーリエ解析法 同期検波法を用いる装置には、ロックインアンプ（例え
ば■エヌエフ回路ブロック製Ｌｌ−５７５シンクロトラ
ック　ロックインアンプ）やサーボ解析システム（例え
ば■小野測定器製ＣＦ−９４０／５Ｇ−４５０サーボ解
析システム）がある。

ロックインアンプは、雑音に埋没した正弦波の振幅を測
定するものであり、同期検波に用いる基準信号（参照信
号）と被測定信号との位相関係は、本来無関係である。

ロックインアンプの別の形式では、基準信号の位相を可
変して、入力信号の位相と一定の関係（一般には同相と
する）をもたせているが、別の周波数をもつ基準信号間
の位相関係は制御されない。従って、測定値間の位相関
係は失われる。

一方、サーボ解析システムでは、被測定システムに対す
る正弦波入力信号に対するその入力信号と同一周波数を
有する正弦波出力信号の振幅と位相を測定する。即わち
、入力信号と一定の既知の関係を有する同一周波数の基
準信号によって、同期検波をおこなっている。従って入
力信号の即わち被測定信号の高調波成分は除去され失わ
れる。

以上のことから、同期検波方式では、高い信号対雑音比
（ＳＮ比例えば１５０ｄＢ）を達成できるが、高調波を
含んだ入力周期信号を検出することは不可能である。

平均法を用いる代表的装置はボックスカー積分器（例え
ば、■エヌエフ回路設計ブロックのＢＸ−５３１デジタ
ル　ボックスカー　インテグレータ）である。

人力信号の基本波に同期した時間基準から一定値ずつ増
加する時間間隔をおいて入力信号をサンプリングし、そ
れをＭ積して平均化することによって時間領域の波形が
得られる。この方法では信号をサンプリングするので同
期検波法による測定に比べ、ＳＮ比は低く、かつ入力信
号の各調波の大きさを知ることはできない。

フーリエ解析法を用いる装置は、アナログ・デジタル変
換５（ＡＤＣ）で入力をデジタル化し、高速フーリエ変
換によってフーリエ変換して各調波成分を求める。次に
調波成分のみと逆変換すれば時間領域での波形が求めら
れる。この方法では、入力のダイナミックレンジとＡＤ
Ｃの分解能の制限があり、１時に取り扱う周波数帯域幅
が広いので、各調波を求める際のＳＮ比は同期検波法は
ど大きくとることはできない。代表的な１２ビツトＡＤ
Ｃにおいては量子化誤差がフルスケールＹ０．１２５Ｘ
ある。量子化雑音はフルスケールの０．０７Ｘ（実効値
）ある。

〔発明の目的〕

本発明の目的は被測定周期信号の各調波と同じ周波数を
もち、互いに振幅と位相関係が既知な１つまたは２つ以
上の基準信号を用いて被測定信号を同期検波することに
より、ＳＮ比の高い調波解析と時間領域波形を与える波
形観装置を実現することにより、前記の従来技術の欠点
を解消することであるゆ〔発明の概要〕 互いに振幅と相の関係が既知で、被測定周期信号の基本
周波数と同じ基本周波数を有する基準信号は曲もって与
えられる場合と、入力を周波数解析して合成する場合が
ある。

基準信号の第１の供給法は、必要な調波成分の全てを含
む合成波形を用いる方法であり、短形波等の調波を計算
できる簡単な波形や米国ヒユーレット・パラカード社製
のＨＰ　８７７０　Ｓ任意波形合成システムなどで合成
した波形を用いる方法である。

基準信号の第２の供給法は時分割で１時に１つの調波成
分のみを発生するもので、それｂは被測定信号の基本波
に位相ロックした位相ロック発信器の出力として得られ
る。

基準信号の第３の供給法は、前記第１の供給法と第２の
供給法を按配したものである。すなわち、いくつかの調
波を含む波形をいくつか用意して、これを時分割で発生
するようにするもめである。

被測定信号の各調波を求めるには少くとも２つの方法が
ある。

第１の法は測定すべき調波に同調した狭帯域振幅位相波
形解析器に被測定信号と基準信号を交互に入力し、両信
号の振幅比と位相差゛を測定する。この測定値から基準
信号の調波間の既知の関係を利用して、基準信号の基本
波に対する相対振幅と位相差が計算される。

第２の方法は、基準信号を狭帯域ヘテロダイン受信機の
局部発信器に用いる。局部発信器の出力周波数は、中間
周波信号の周波数と基準信号周波数を加算したものとす
る。局部発信器の出力信号でヘテロゲインされた中間周
波出力は、直交分解されて、基準信号に対する位相差と
、入力信号の振幅が測定される。

時間領域における入力信号の波形は、前記２つの方法で
求めた各調波を加算することによって得られる。

【発明の実施例〕

第１図は、本発明の１実施例を示すブロック図である。

被測定周期信号源１は、雑音を含んだ被測定周期信号を
マルチプレクサ３に入力する。

基準信号Ｆｉ２は、被測定周期信号の調波のみをいくつ
か加算した波形をもつ合成された基準信号をマルチプレ
クサ３に入力する。マルチプレクサ３は被測定周期信号
あるいは基準信号の一方をミクサ８に入力する。

局部発振器用原信号発振器４の出力と中間局″ａ発振器
５の出力をミクサ６で混合し、その出力を帯域フィルタ
７でＰ波しミクサ８に入力する。

ミクサ８の出力を帯域フィルタ９てＰ波し、中間周波信
号成分のみ取り出し、ミクサＩＩおよびミクサ１２に人
力する。ミクサ１１は、中間周波発振器出力を９０６位
相器１０で移相した信号をフィルタ９の出力と混合し、
混合結果を平滑してアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ
）１３に入力する。ミクサ１２は、中間周波発振器の出
力信号をフィルタ９の出力と混合し、混合結果を平滑し
てＡＤＣ１４に入力する。

ＡＤＣ１３とＡＤＣ１４でデジタル化された信号は、計
算機１５に入力される。

計算機１５は前もって入力された基準信号情報と、ＡＤ
Ｃ１３とＡＤＣＩ　４の出力から被測定周期信号゛の各
調波の振幅と位相を計算する。さらに、計算された各調
波を合計することにより、時間領域での波形を得る。そ
の結果は、ディスプレイ、プリンタやプロッタなどに出
力表示することができる。各計算結果に必要に応じて平
均化をおこない雑音成分を低減する。

第１図において、信号′ａ１、信号源２、マルチプレク
サ３を除く部分が狭帯域振幅位相波形解析器を構成して
いる。

以上の各部の動作を以下に数式で示す。基準信号ｖＲ１
被測定周期信号■を次式（１）、（２）で表わす。

ＶＲ＝　ｏｏｓωｔ＋Ａ、ｃｏｓ　（２ωｔ＋　ヘ）＋
＋　Ａ３■ｓ（３ωｔ＋も）＋　・・・・・・・・・　
（１）■＝Ｂ、ｃｏｓ（ωを＋１）十Ｂ、■ｓ（２ωｔ
＋ψ、）＋＋　Ｂ、ωｓ（３ωｔ＋ψ、）＋　・・・・
・・・・・・・・・・・　（２）ここに、ωは被測定周
期信号の基本角周波数、Ａ２、Ａ３、・・・・・・、φ
７、φ３、・・・・・・　は、基準信号の各調波の振幅
と初期位相これらは全て既知とする。またφ、＝０であ
る。Ｂ８、Ｂ１、Ｂ３、・・・・・・、ψ１．ψ５、ψ
コ、・・・・・・は被測定周期信号の振幅と初期位相で
ある。

発信器４の出力周波数は、測定する調波の周波数に等し
く発振器５の出力信号ｖＩＦと面記ωから帯域フィルタ
７の出力ｖＩＦ　（ｎ　）が得られる。

ｖｌＦ＝　Ｃ−ｃｏｓ　（ωＩＦｔ＋φＩＦ）・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・　（３）ｙｌＦ（
ｎ）＝Ｄｎ　　ＣＯ８（（ω’！Ｆ十ｎ　ω）　ｔ＋Φ
ｎ　）・・・−（４）ここにＣ，ＯｎはＶＩＰ、　ｖｌ
Ｆ（ｎ）の振幅、ΦＩＦとΦｎは、ｖｌＦとｖｌＦ（ｎ
）　　初期位相である。ωｌＦはｖｌＦの角周波数であ
る。ｎは測定すべく選択した被測定周期信号の調波の次
数でる。

従って移相器１０の出力ＶＩＦは次式であられされる。

ｖｌＦ’＝ｃ　　５ｉｎ（ω１Ｆｔ−φＩＦ）　　・・
・・・・・・・・・・・・・・・・　（５）〔イ〕　マ
ルチプレクサ３がｖＲを選択した場合、ミクサ８の以降
の動作は、従来技術によるヘテロダイン受信器と同様で
ある。

ミクサ８の出力の中のωＷ酸成分みをフィルタ９が通過
させ、ミクサ１１で位相検波されるので、ミクサ１１の
直流出力Ｖ　１１　Ｒは次式となる。

ｙ、１９＝　　ｌ／４−Ｇ　　　ＡｎＤｎＣｓｉｎ　　
（Φ１Ｆ＋　φ１−　Φｎ）・・・・・・・・・・・・
・・・　（６）同様にミクサ１２の直流出力Ｖ　１２　
Ｒは次式となる。

ｖ１２Ｒ＝　ｌ／４−Ｇ　　ＡｎＤｎＣｃｏｓ　（ΦＩ
Ｆ＋φｎ−ΦＩ＋）・・・・・・・・・・・・・・・　
（７）ここにＧはミクサ８，１１．フィルタ９を含む経
路のゲインであり、ミクサ８．１２、フィルタ９の経路
についても同一とする。

（ロ）マルチプレクサ３がｖｘを選択した場合も同様に
して、ミクサ１１、ミクサ１２のおのおのの直流出力Ｖ
　１１　ｘ、Ｖ　１２Ｘ　　が次式のように得られる。

ｖ　ｌｌｘ　　＝　　　ｌ　／　４　・Ｇ　Ｂ　ｎ口ｎ
Ｃｓｉｎ　　（Φ　ＩＦ＋　ψ　１−　Φ　ｎ）・・・
・・・・・・・・・・・・　（８）ＶＩ２Ｘ　＝　ｌ／
４７ＧＢｎＤｎＣｃｏｓ　（ΦＩＦ＋ψ１−Φｎ）・・
・・・・・・・・・・・・・　（９）八　計）ｆｆ　４
！　１５　Ｌｌ：（６）、（７）、（８）、（９）式で
示されたｖｌｌＲ１ｖ、２Ｒ，Ｖ、、！、　Ｖ、２Ｘか
らｖｘの第ｎ次調波を、ｖＲの第ｎ次調波で表現する。

ψｎ＝φｎ　＋　Ｌｓｎ−’　　（ＶＩＩＸ／　ｖｖり
−ｔｉｎ−’　　（Ｖ＋＋Ｒ／　ＶｎＲ）・・・・・・
・・・・・・　αｌ） （ロ）順次各調波をθΦ式およびαｌ）式で表わすこと
により、（２）式の全ての未知数Ｂ１、Ｂ１、・・・、
Ｂｎ、・・・とψ１、ψ２、・・・、ψｎ１・・・１　
を求めることができる。

実用上は、有限個の調波について求めればよい。

第２図は、第１図に示した本発明の実施例と異る他の１
つの実施例を示すブロック図である。第１図で示したブ
ロックと同じ機能を有するブロックには第１図で付した
番号と同一の番号を付しである。

基本波抽出回路１０１は被測定周期信号源１から直接あ
るいは間接的に被測定周期信号の基本周波数を検出し、
従来技術によりそれと同じ周波数のパルス列を切り換え
スイッチ１０３に入力する。

スイッチ１０３は、基本波抽出回路１０１の出力と被測
定周期信号の基本周波数をもつ基準パルス列を基準パル
ス発生器１０２より入力し、その一方を選択してサンプ
ラ１２０にサンプリングパルスとして入力する。

サンプラ１２０ｆｂ制御回路１２１と電圧制御発振器１
０４は位相ロック発振器を構成する。制御回路１２１は
、電圧制御発振器１０４の発振周波数範囲を限定し、高
調波ロック時の誤ロックを防止するとともに、発振′ａ
１０４のサンプル値が一定値（本実施例では零）となる
ように、発振１ｉ１０４の周波数と発振位相を制御する
。

被測定周期信号のｎ次高調波成分の測定では発振器１０
４の出力Ｖ、。４は次式となる。

Ｖ１１１４　＝ム’　ｎ　ｃｏｓ　ｎｂａｔ−■−・・
１・−……−１−（ｄ）従って、フィルタ７の出力は形
式上（４）式と同じ次式となる。

ｖ’　　ＬＦ（ｎ）＝　　ロ’　　ｌＩ　ｃｏｓ　　（
（ｃｏ　　ＩＦ＋　　ｎ　　ω）　　Ｌ＋　Φ　ＩＩｌ
・・・・・・・・・・・・・・・　０Φ以下（８）、（
９）式によって、ミクサ１１、ミクサ１２の直流出力が
表わされる。

従って、而もってＧＤ’ｎＣとΦ！Ｆ−Φ１を校正し、
計算機Ｉ５に記憶シておけば、 ψｎ”　Ｌｌｌｌ　’　（Ｖ＋＋ｘ／　Ｖ１２Ｘ）　−
（ΦＩＦ−Φ１）・・・・・・・・・・・・・・・　θ
啼が計算できる。

特に、ΦＩＦ＝Φ１と選べれば（中間周波と電圧制御発
振器１０４の混合とフィルタ７によるｆ波が位相シフト
なしで行われる理想状態でのとき）、（Ｊｔ５式は単に ψ＋ｌ　＝　Ｌｉ　ｉ−’　（Ｖ　＋ＩＸ／　Ｖ　１２
Ｘ）　　・・・・・・・・・・中帝・睡・・・・　Ｏｏ
となる。

以下の動作については第１図に示した実施例と同碌であ
る。

〔発明の効果〕

前記において詳述したように、本発明によれば、（１）
　　雑音に埋没した周期信号の各調波を高い５Ｎ比で検
出できる。

（２）各調波の位相関係も測定されるので、被測定周期
信号のフーリエ級数表示が得られ、時間額域の波形が測
定される。

従って実用に供して有益である。

【図面の簡単な説明】

第１図二本発明の一実施例を示すブロック図第２図：本
発明の他の一実施例を示すブロック図１＝被測定周期信
号源 ２：基準信号源 ３：マルチプレクサ ４：局部発振器用原信号発振器 ５：中間周波発振器 ６：ミクサ ７：帯域フィルタ ８：ミクサ ９：帯域フィルタ １０：９０６位相器 １１：ミクサ １２：ミクサ １３：ＡＤＣ １４：ＡＤＣ １５：計算機 １０１　：基本波抽出回路 １０２：基準パルス発生器 １０３：切り換えスイッチ １０４：電圧制御発振器 １２０：サンプラ １２１：制御回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 被測定周期信号の基本周波数を持つ基本波とこの基本波
   に対する振幅と位相の関係が既知な高調波を含む基準信
   号を発生する基準信号発生器、前記基準信号の各調波を
   基準としてこの調波と同一周波数である前記被測定周期
   信号の調波成分の振幅と位相を測定し、前記基本波と前
   記関係と前記測定の出力から前記被測定周記信号の時間
   領域における波形を算出する狭帯域振幅位相波形解析器
   から構成される周期信号の波形観測装置。