JPS62160091A - フアンモ−タの回転数制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、３相誘導電動機の一次電圧の通電位相角を
センサー信号に応じて可変制御するファンモータの回転
数制御回路に関するものである。

〔従来の技術〕

第４図は、従来のファンモータの回転数制御回路の構成
図であり、図において１は３相交流電源、２ａ〜２ｃは
前記３相交流電源１の各相間に接続されることにより、
各相間電圧が正から負または負から正に変化する点（以
下、ゼロクロス点と称す。）を検出するゼロクロス検出
回路、３ａ〜３ｃは前記各ゼロクロス検出回路２３〜２
ｃのゼロクロス検出出力をそれぞれ入力することにより
前記ゼロクロス点に同期した三角波を発生する三角波発
生回路、４は熱交換器（図示せず）の温度を検出する負
温度特性を有するサーミスタ、５は前記サーミスタ４の
抵抗値が高くなれば出力電圧が高くなるよう構成された
温度検出回路、６ａ〜６ｃは各相ごとに設けられて、前
記各三角波発生回路３ａ〜３ｄからそれぞれ発生される
前記三角波と前記温度検出回路５の出力電圧とを比較す
る三角波比較回路、７ａ〜７ｂは前記三角波比較回路６
８〜６ｃから発生される出力の中から２出力の論理和を
求めるＯＲ回路であって、それぞれの出力はトリガ回路
８ａ〜８ｃを介して、各電源相ごとに設けられた双方向
特性を有するサイリスタ９ａ〜９ｃのゲートに接続され
ている。またサイリスタ９ａ〜９Ｃの出力はファンモー
タ１０に接続されている。

第５図は上記構成図の具体例を示し、１１は交流電源１
の一相間に接続されたトランスであって、このトランス
１１の二次側には、全波整流を行うためのダイオードブ
リッジ１２と抵抗１３．１４が接続されている。１５は
トランジスタであって、そのベースが抵抗１３．１４の
接続点に接続され、そのコレクタは抵抗１６を介して直
流電源Ｖｃに接続されている。１７は三角波発生回路３
を構成するトランジスタであって、そのベースはトラン
ジスタ１５のコレクタに接続され、そのコレクタはトラ
ンジスタ１７のエミッタとコレクタ間に並列接続されて
いる。またトランジスタ１７のコレクタは三角波比較回
路６の非反転入力端に接続されている。−力負特性サー
ミスタ４は、電源Ｖｃとアース間に直列に接続された抵
抗２０．２１の抵抗２１に対して並列に接続されている
。また、抵抗２０．２１の接続点は、抵抗２２を介して
オペアンプ２３の非反転側入力端に接続されている。

一方、オペアンプ２３の反転側入力端は、電源Ｖｃとア
ース間に直列接続された抵抗２４．２５の分圧点に接続
されるとともに、抵抗２６によって出力側からの負帰還
を受けるようになっている。また、このオペアンプ２３
の出力側は、三角波比較回路６０反転入力端に接続され
ている。

次に上記構成による回路の動作を三相中の一相であるＲ
−３間を例として説明する。第６図（ａ）に示すＲ−３
相間の電圧はゼロクロス検出回路２内のトランス１１に
おいて端圧された後に全波整流ダイオードブリッジ１２
に供給されて全波整流され、この全波整流出力が抵抗１
３を介してトランジスタ１５のベースに供給されること
から、Ａ点には第６図（ｂ）に示すように、相間電圧Ｒ
−３がＯｖの点で′Ｈ″となるゼロクロス信号Ａが発生
される。次に、三角波発生回路３においては、前記ゼロ
クロス信号Ａが“Ｈ“となる度にトランジスタ１７のＣ
−Ｆ、間がＯＮしてコンデンサ１９を放電し、その後半
固定抵抗１８を介してコンデンサ１９を充電することか
ら、第６図（ｃ）に示すようにゼロクロス信号Ａに同期
した三角波Ｂを発生する。一方サーミスタ４は抵抗２０
．２１との合成抵抗によって下記１式で示すように、直
流電圧ＶＴＨが発生するが、サーミスタ４の抵抗値Ｒｆ
Ｈは温度が高くなれば低下するため、温度が高くなれば
前記直流電圧ＶＴＨは低下する。

Ｖ　ＴＨ＝　Ｖ　ｃ　（１−Ｒ２０／　（Ｒ２０＋１／
　（Ｒ２１＋１／ＲｔＪ　））　−−まただし、Ｖｃは
直流電源電圧、 Ｒ２０は抵抗２０の抵抗値、 Ｒ２１は抵抗２１の抵抗値、 Ｒ７１（はサーミスタ４の抵抗値 前記直流電圧■ＴＨはオペアンプ２３において増幅され
ることにより、第６図の（ｃ）に示す信号Ｃとして三角
波比較回路６に供給される。三角波比較回路６は前記三
角波Ｂと温度検出回路５の出力信号Ｃとお比較し、三角
波Ｂの電位が高い期間においてのみ１Ｈ″となる第６図
（ｄ）に示すトリガ信号りを発生する。このトリガ信号
りはＯＲ回路７ａ。

７ｂとトリガ回路８ａ、８ｂを介してＲ，Ｓ相に設けら
れているサイリスタ９ａ、９ｂのゲートに印加されて、
それぞれのサイリスクをＯＮさせることにより、出力Ｕ
−Ｖに第６図（ａ）に示すような任意の導通角の電圧が
得られることになる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来のファンモータの回転数制御回路は以上のように構
成されているので、相間バランスをとるために各相銀の
三角波の波高値を一致させる必要があるが、三角波発生
回路の抵抗やコンデンサの誤差等のため、半固定抵抗を
用いて調整しなければならない問題点があった。

このを輯は上記のような問題点を解消するためなされた
もので、特別な高精度の部品を使用することなく、簡単
な回路で、相間バランスを無調整にすることを目的とす
る。

〔問題点を解決するための手段〕

こ０ゼ朗に係るファンモータの回転数制御回路は、セン
サーからの信号に応じた周波数のパルスをゼロクロス点
からカウンタにて所定数カウントすることにより、不導
通の時間をディジタルタイマーによって作りだすように
したものである。

〔作用〕

この発明によるファンモータの回転数制御回路は、サイ
リスクの不導通期間をディジタカウンターによって作り
出すものであるために、各相の不導通時間の誤差が無く
なって、相間バランスの洲る。第１図において、２は交
流電源のゼロクロス点を検出してゼロクロス信号を出力
するゼロクロス検出回路であって、その出力端はｎ進カ
ウンタ−３０のクリヤ入力端ＣＬに接続されている。３
１は温度を検出するサーミスタ４の出力に応じた周期の
クロックパルスＲを発生するクロックパルス発生回路で
あって、前記サーミスタ４に対して並列に接続された抵
抗３２は、その一端が直流電源Ｖｃに接続され、他端は
抵抗３３を介してアースに接続されている。また、抵抗
３２．３３の接続点は、抵抗３４とコンディサ３５の直
列体を介してアースに接続されており、この抵抗３４と
コンデンサ３５の接続点は、コンパレータ３６の反転入
力端に接続されている。３７．３８はコンパレータ３６
の反転入力端と出力端との間に直列接続された抵抗とダ
イオードであって、ダイオード３８のカソード側がコン
パレータ３６の出力端に接続されている。３９．４０は
直流電源Ｖｃとアース間に直列接続された分圧用の抵抗
であって、その分圧点はコンパレータ３６の非反転入力
端に接続されている。４１はコンパレータ３６における
非反転入力端と出力端との間に接続された帰還用の抵抗
、４２は直流電源Ｖｃとコンパレータ３６の出力端との
間に接続されたプルアンプ用の抵抗である。そして、こ
のコンパレータ３６の出力端は、ｎ進カウンタ−３０の
クロック入力端に接続されている。

次に、第２図、第３図に示す波形図を用いて動作を説明
する。まず、コンパレーク３６の出力が“Ｈｏの状態で
は、サーミスタ４と抵抗３２の並列体と、この並列体に
対して直列に接続された抵抗３３とによって直流電源Ｖ
ｃを分圧しており、この分圧出力が抵抗３４を介してコ
ンデンサ３５を充電する。従って、コンデンサ３５の充
電電圧Ｐは、第２図（ａ）に示すように増加し、コンパ
レータ３６の非反転入力側の電圧Ｑを越えるとコンパレ
ータ３６の出力が反転して“Ｌ”となる。コンパレータ
３６の出力が“Ｌ”になると、抵抗４１を介して非反転
入力側の電圧Ｑを下げることによって、この状態を保持
させる。また、コンパレータ３６の出力が“Ｌｌになる
と、コンデンサ３５の充電電荷が抵抗３７およびダイオ
ード３８を介してコンパレータ３６に吸い込まれること
から、放電されて電圧Ｑが第２図（ａ）に示すように急
速に低下する。そして、この電圧Ｑが上述したコンパレ
ータ３６の“Ｌ”出力が帰還して下げられている非反転
入力端の電圧Ｑよりも低下すると、コンパレータ３６の
出力は再び反転して“Ｈ”となる。この様な動作を繰り
返すことによって、コンパレータ３６の出力端からは、
第２図（ｂ）に示す周期Ｔ１のクロックパルスＲが発生
される。ところで、サーミスタ４は温度が上昇するとそ
の抵抗値が低くなるために、コンデンサ４０への充電電
流が増加してその電圧上昇が早くなることから、充電周
期が短かくなって発生されるクロックパルスＲの周期Ｔ
１が短かくなる。

一方、ｎ進カウンタ３０は、ゼロクロス検出回路２から
発生される第３図（ａ）に示すゼロクロス検出信号Ａを
クリヤ入力としていることから、このゼロクロス検出信
号Ａが供給される毎に、計数内容をクリアして再び第３
図（ｂ）に示すクロックパルスＲの計数を開始する。こ
こで、ｎ進カウンタ３０はクロックパルス発生回路３】
から供給されるクロックパルスＲを２ｎ個計数すると、
第３図（ｃ）に示すように出力端Ｑ、、が“Ｈ”となっ
てトリが信号Ｓが発生される。ここで、トリガ信号Ｓの
“Ｌ”期間Ｔ２は下記第２式で示すように、クロックパ
ルスＲの周ＦＪＪ　’ｒ　Ｉに比例するため、温度が低
下すれば”Ｌ”期間が長くなって“Ｈ”期間が短かくな
る。

Ｔｚ　”’　２　”　Ｘ　’ｒ＋　　　　　・・・・・
・・・・・・・・・・・・・２つまり、温度に応じてト
リガ信号Ｓの“Ｈ”期間が制御されることになる。ここ
で、トリガ信号Ｓは、図示しないファンモータへの電力
供給を制御するサイリスクに導通角制御信号として供給
さ。

れることから、温度に応じてサイリスクの導通角が制御
されて、ファンモータの回転制御が行われることになる
。そして、この場合においては、サイリスクの不導通期
間をｎ進カウンターの計数によって得るものであること
から、三相交流電源の各相における誤差を無（すことが
できることになる。また、各相間における誤差が発生し
なくなることから調整が不要となり、これに伴って構成
が簡略化されることから全体として安価なものとなる。

なお、上記実施例においては、冷凍サイクルに設けられ
ている熱交換器の温度に応じて三相交流電源用のファン
モータに対する回転数を制御した場合について説明した
が、この発明はこれに限定されるものではなく、熱交換
器の圧力等のように、各種物理量を検出するセンサの出
力信号に応じて、ファンモータの回転制御を行う場合に
すべて適用することが出来るものである。

〔？明の効果〕

以上説明したように、この発明によるファンモータの回
転制御回路においては、物理量を検出するセンサの出力
信号に応じた周期でクロックパルスを発生させ、このク
ロックパルスを交流電源のゼロクロス点においてリセッ
トされるカウンタによって計数することにより、このゼ
ロクロス時点からカウンタの計数値が設定値に達するま
での期間をファンモータに対する非通電位相角として位
相制御を行うものであることから、各相の違いによる誤
差が生じなくなって高精度の制御が行えるとともに、調
整部分の不要化に伴って安価なものとなるなどの効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこ（Ｄ９朗の一実施例によるファンモータの回
転数制御回路の要部を示す回路図、第２図（ａ）　、　
（ｂ）および第３図（ａ）〜（ｃ）は第１図の動作を説
明するための各部波形図、第４図は従来のファ１は三相
交流電源、２はゼロクロス検出回路、４はサーミスタ、
３０はｎ進カウンタ、３１はクロックパルス発生回路、
３２．３３，３４，３７゜３９．４０，４１．４２は抵
抗、３５はコンデンサ、３６はコンパレータ、３８はダ
イオード。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 物理量を検出するセンサの出力信号に応じて位相制御回
   路を制御することにより、三相交流電源用のファンモー
   タに供給する交流電源の通電位相角を制御して回転数を
   制御するファンモータの回転数制御回路において、前記
   センサの出力信号に応じた周期のクロックパルスを発生
   するクロックパルス発生回路と、三相交流電源の各相ご
   とに相間電圧のゼロクロス点を検出してゼロクロス検出
   信号を発生するゼロクロス検出回路と、各相ごとに設け
   られるとともに各相に対応したゼロクロス検出信号によ
   ってクリアされて前記クロックパルス発生回路から発生
   するクロックパルスを計数するとともに、その計数値が
   設定値に達した時にトリガ信号を発生して対応する相の
   位相制御回路に供給するカウンタとを設けたことを特徴
   とするファンモータの回転制御回路。