JPS62135265A - 直流電圧形成回路 - Google Patents
直流電圧形成回路Info
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- JPS62135265A JPS62135265A JP61278537A JP27853786A JPS62135265A JP S62135265 A JPS62135265 A JP S62135265A JP 61278537 A JP61278537 A JP 61278537A JP 27853786 A JP27853786 A JP 27853786A JP S62135265 A JPS62135265 A JP S62135265A
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- circuit
- frequency
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、本質的に正弦波の入力電圧から直流電圧を形
成する直流電圧形成回路であって、この直流電圧形成回
路は、高周波妨害信号を抑圧するフィルタと、切換モー
ドの電力供給部分とを具え、この電力供給部分はダイオ
ードと、コイルと、コンデンサと、トランジスタとを以
て構成され、この°電力供給部分は整流器を経て前記フ
ィルタに結合され、この電力供給部分の素子は、前記ト
ランジスタが導通状態にある際に前記ダイオードが遮断
するとともにコイル電流が少なくともこのトランジスタ
を流れ、このトランジスタが遮断状態にある際に前記コ
イル電流が前記ダイオードと、負荷および前記コンデン
サの並列回路とを流れるように配置されており、直流電
圧形成回路は更にパルス発生器を有し、このパルス発生
器は入力電圧から前記トランジスタに対するスイッチン
グパルスを形成し、これらスイッチングパルスの周波数
は、整流された入力電圧の最大値における最小周波数と
、整流された入力電圧の最小値における最大周波数との
間で時間的に均一に変化するようになっている当該直流
電圧形成回路に関するものである。
成する直流電圧形成回路であって、この直流電圧形成回
路は、高周波妨害信号を抑圧するフィルタと、切換モー
ドの電力供給部分とを具え、この電力供給部分はダイオ
ードと、コイルと、コンデンサと、トランジスタとを以
て構成され、この°電力供給部分は整流器を経て前記フ
ィルタに結合され、この電力供給部分の素子は、前記ト
ランジスタが導通状態にある際に前記ダイオードが遮断
するとともにコイル電流が少なくともこのトランジスタ
を流れ、このトランジスタが遮断状態にある際に前記コ
イル電流が前記ダイオードと、負荷および前記コンデン
サの並列回路とを流れるように配置されており、直流電
圧形成回路は更にパルス発生器を有し、このパルス発生
器は入力電圧から前記トランジスタに対するスイッチン
グパルスを形成し、これらスイッチングパルスの周波数
は、整流された入力電圧の最大値における最小周波数と
、整流された入力電圧の最小値における最大周波数との
間で時間的に均一に変化するようになっている当該直流
電圧形成回路に関するものである。
このような回路はドイツ国特許公開第２６５２２７５号
明細書に記載されており既知であり、例えば気体放電灯
の電気安定装置として用いることができる。フィルタは
交流電圧主電源に接続され、この交流電圧からほぼ正弦
波状の電流を生ぜしめる。トランジスタは過渡時間が一
定であるように、すなわちコイル電流が零の１直に達す
るとトランジスタが再びスイッチ・オンされるように制
御されている。トランジスタを制御するパルスの周波数
の、時間に対する変化は入力電圧の半サイクル中放物線
状となる。周波数は入力電圧が最小値になると最大値に
達し、入力電圧が最大値なると最小値に達する。
明細書に記載されており既知であり、例えば気体放電灯
の電気安定装置として用いることができる。フィルタは
交流電圧主電源に接続され、この交流電圧からほぼ正弦
波状の電流を生ぜしめる。トランジスタは過渡時間が一
定であるように、すなわちコイル電流が零の１直に達す
るとトランジスタが再びスイッチ・オンされるように制
御されている。トランジスタを制御するパルスの周波数
の、時間に対する変化は入力電圧の半サイクル中放物線
状となる。周波数は入力電圧が最小値になると最大値に
達し、入力電圧が最大値なると最小値に達する。
前記の交流電圧には組合せ回路部分におけるスイッチン
グ処理に応じて妨害電圧が重畳される。
グ処理に応じて妨害電圧が重畳される。
これらの妨害電圧はパルスの最小周波数よりも上の周波
数で生じ、特に低周波数範囲において妨害となる。この
ような妨害電圧は直流電圧形成回路の入力端と整流器と
の間に接続したフィルタにより所定の許容値まで減少せ
しめられる。このようなフィルタは一般にコイルおよび
コンデンサを以て構成されている。
数で生じ、特に低周波数範囲において妨害となる。この
ような妨害電圧は直流電圧形成回路の入力端と整流器と
の間に接続したフィルタにより所定の許容値まで減少せ
しめられる。このようなフィルタは一般にコイルおよび
コンデンサを以て構成されている。
このような妨害電圧に対する許容値はドイツ国のＶＤＥ
規格０８７１に規定されている。フィルタを構成する場
合、このＶＤＥ規格０８７１に記載されている最大妨害
電圧を考慮する必要がある。
規格０８７１に規定されている。フィルタを構成する場
合、このＶＤＥ規格０８７１に記載されている最大妨害
電圧を考慮する必要がある。
特に低周波数での妨害電圧はフィルタのコイルの寸法を
決定するということを確かめた。
決定するということを確かめた。
本発明の目的は、低周波数での妨害電圧を減少せしめる
ことにある。
ことにある。
本発明は、本質的に正弦波の入力電圧から直流電圧を形
成する直流電圧形成回路であって、この直流電圧形成回
路は、高周波妨害信号を抑圧するフィルタと、切換モー
ドの電力供給部分とを具え、この電力供給部分はダイオ
ードと、コイルと、コンデンサと、トランジスタとを以
て構成され、この電力供給部分は整流器を経て前記フィ
ルタに結合され、この電力供給部分の素子は、前記トラ
ンジスタが導通状態にある際に前記ダイオードが遮断す
るとともにコイル電流が少なくともこのトランジスタを
流れ、このトランジスタが遮断状態にある際に前記コイ
ル電流が前記ダイオードと、負荷および前記コンデンサ
の並列回路とを流れるように配置されており、直流電圧
形成回路は更にパルス発生器を有し、このパルス発生器
は入力電圧から前記トランジスタに対するスイッチング
パルスを形成し、これらスイッチングパルスの周波数は
、整流された入力電圧の最大１直における最小周波数と
、整流された入力電圧の最小１直における最大周波数と
の間で時間的に均一に変化するようになっている当該直
流電圧形成回路において、前記パルス発生器が電圧−周
波数変換器を具え、この電圧−周波数変換器が入力電圧
から始動パルスを形成し、これら始動パルスにより前記
のスイッチングパルスの開始時を決定し、これら始動パ
ルスの周波数は、その両極値間で時間に対する周波数の
２次微分が常に零或いは負となるように変化するように
なっており、前記のパルス発生器は更に第１比較回路お
よび第１積分器を具え、この第１債分器が前記の整流器
の積分出力電流に比例する出力信号を生じ、この第１積
分器の時定数は最大周波数の逆数値よりも小さくなって
おり、前記の第１比較回路は、前記の第１積分器の出力
信号が前記の整流された入力電圧に比例する信号よりも
大きい場合にパルスを終了させる信号を生じるようにな
っていることを特徴とする。
成する直流電圧形成回路であって、この直流電圧形成回
路は、高周波妨害信号を抑圧するフィルタと、切換モー
ドの電力供給部分とを具え、この電力供給部分はダイオ
ードと、コイルと、コンデンサと、トランジスタとを以
て構成され、この電力供給部分は整流器を経て前記フィ
ルタに結合され、この電力供給部分の素子は、前記トラ
ンジスタが導通状態にある際に前記ダイオードが遮断す
るとともにコイル電流が少なくともこのトランジスタを
流れ、このトランジスタが遮断状態にある際に前記コイ
ル電流が前記ダイオードと、負荷および前記コンデンサ
の並列回路とを流れるように配置されており、直流電圧
形成回路は更にパルス発生器を有し、このパルス発生器
は入力電圧から前記トランジスタに対するスイッチング
パルスを形成し、これらスイッチングパルスの周波数は
、整流された入力電圧の最大１直における最小周波数と
、整流された入力電圧の最小１直における最大周波数と
の間で時間的に均一に変化するようになっている当該直
流電圧形成回路において、前記パルス発生器が電圧−周
波数変換器を具え、この電圧−周波数変換器が入力電圧
から始動パルスを形成し、これら始動パルスにより前記
のスイッチングパルスの開始時を決定し、これら始動パ
ルスの周波数は、その両極値間で時間に対する周波数の
２次微分が常に零或いは負となるように変化するように
なっており、前記のパルス発生器は更に第１比較回路お
よび第１積分器を具え、この第１債分器が前記の整流器
の積分出力電流に比例する出力信号を生じ、この第１積
分器の時定数は最大周波数の逆数値よりも小さくなって
おり、前記の第１比較回路は、前記の第１積分器の出力
信号が前記の整流された入力電圧に比例する信号よりも
大きい場合にパルスを終了させる信号を生じるようにな
っていることを特徴とする。
本発明による回路においては、パルスの周波数は、時間
の関数としての周波数の変化が最大周波数と最小周波数
との間で直線的或いは凹状となるように変化する。従っ
て、周波数はその両極値間で、時間に対する周波数の二
次微分が常に零或いは負となるように変化する。このこ
とは、周波数ｆに対し次式が満足されるということを意
味する。
の関数としての周波数の変化が最大周波数と最小周波数
との間で直線的或いは凹状となるように変化する。従っ
て、周波数はその両極値間で、時間に対する周波数の二
次微分が常に零或いは負となるように変化する。このこ
とは、周波数ｆに対し次式が満足されるということを意
味する。
Ｏくωｔくπ／２の場合
ｆ≧ｆ ｍａｙ （ｆ ｍａｘ−ｆ ＋＊ｉｎピ２ ω
ｔ ／ ｒｒ ・−（１）π／２くωしくπの場合 ｆｋｆ、ｔ、＋（ｆ、、、−ｆ、、、）”２（ωｔ−−
） ／ π・（２）ここにｆ ｓｉ、、は最小周波数、
ｆ、６８は最大周波数、ωは角周波数、ｔは時間である
。本発明による直流電圧形成回路では、時間の関数とし
ての周波数の変化が最小周波数の範囲で既知の直流電圧
形成回路におけるよりも急速である為、妨害電圧が特に
低周波数範囲で減少する。従って、フィルタのコイルの
寸法を小さくする、すなわちコイルのインダクタンスを
減少させることができる。整流器の積分出力電流に比例
する信号が整流入力電圧に比例する信号を越える際にト
ランジスタをスイッチ・オンさせ、すなわちパルスを終
了させることにより、平均で正弦波となる電流が主電源
から取り出される。
ｔ ／ ｒｒ ・−（１）π／２くωしくπの場合 ｆｋｆ、ｔ、＋（ｆ、、、−ｆ、、、）”２（ωｔ−−
） ／ π・（２）ここにｆ ｓｉ、、は最小周波数、
ｆ、６８は最大周波数、ωは角周波数、ｔは時間である
。本発明による直流電圧形成回路では、時間の関数とし
ての周波数の変化が最小周波数の範囲で既知の直流電圧
形成回路におけるよりも急速である為、妨害電圧が特に
低周波数範囲で減少する。従って、フィルタのコイルの
寸法を小さくする、すなわちコイルのインダクタンスを
減少させることができる。整流器の積分出力電流に比例
する信号が整流入力電圧に比例する信号を越える際にト
ランジスタをスイッチ・オンさせ、すなわちパルスを終
了させることにより、平均で正弦波となる電流が主電源
から取り出される。
切換モードの電力供給部分は米国特許第４１９０８８２
号明細書に記載されており既知であることに注意すべき
であり、この電力供給部分は高周波回路、例えばレーダ
送信段に直流電圧を供給するものであり、パルス発生器
により制御される。
号明細書に記載されており既知であることに注意すべき
であり、この電力供給部分は高周波回路、例えばレーダ
送信段に直流電圧を供給するものであり、パルス発生器
により制御される。
パルスの周波数は９ｋＨｚおよび１１ ｋ Ｈｚ 間で
時間に対し直線的に変化する。しかし、この周波数変化
は組合せ回路部分の入力電圧に依存しない。
時間に対し直線的に変化する。しかし、この周波数変化
は組合せ回路部分の入力電圧に依存しない。
更に、この回路の場合、送信すべき信号中の妨害であっ
て組合せ回路部分中のスイッチング動作によって生ぜし
められる妨害を減少せしめるものである。
て組合せ回路部分中のスイッチング動作によって生ぜし
められる妨害を減少せしめるものである。
本発明の池の実施例では、前記の電圧−周波数変換器が
、整流された入力電圧に比例する電圧を基準電圧と比較
する第２比較回路と、基準電圧の方が大きい場合にこの
第２比較回路により動作せしめられる単安定トリガ素子
と、この単安定トリガ素子の出力信号を積分し、入力電
圧の周波数の逆数１直よりも大きい時定数を有する第２
積分器と、この第２積分器により制御され、始動パルス
を生ぜしめる電圧制御発振器とを有しているようにする
。この他の実施例では、周波数がその最大値と最小値と
の間で時間に対し直線的に変化する。この場合、前記の
式（１）および（２）にふいて等号記号が満足される。
、整流された入力電圧に比例する電圧を基準電圧と比較
する第２比較回路と、基準電圧の方が大きい場合にこの
第２比較回路により動作せしめられる単安定トリガ素子
と、この単安定トリガ素子の出力信号を積分し、入力電
圧の周波数の逆数１直よりも大きい時定数を有する第２
積分器と、この第２積分器により制御され、始動パルス
を生ぜしめる電圧制御発振器とを有しているようにする
。この他の実施例では、周波数がその最大値と最小値と
の間で時間に対し直線的に変化する。この場合、前記の
式（１）および（２）にふいて等号記号が満足される。
この場合、１吏用するフィルタはコイルおよびコンデン
サの組合せとする。多段フィルタの場合、すなわち、コ
イルとコンデンサとを有する簡単なフィルタの連鎖回路
の場合、時間的に凹状となる周波数変化を必要とする。
サの組合せとする。多段フィルタの場合、すなわち、コ
イルとコンデンサとを有する簡単なフィルタの連鎖回路
の場合、時間的に凹状となる周波数変化を必要とする。
この場合、式（１）および（２）において等号記号は満
足されない。
足されない。
パルス発生器におけるスイッチングパルスの発生ｊよ、
始動パルスと第１比較回路の信号とが供給されるトリガ
素子により達成けしめうる。
始動パルスと第１比較回路の信号とが供給されるトリガ
素子により達成けしめうる。
本発明の直流電圧形成回路では、切換モードのミノＪ供
給部分として３腫類の異なる例を用いることができる。
給部分として３腫類の異なる例を用いることができる。
第１の例では、前記コイルが、その一端で前記整流器に
接続され、他端で前記のトランジスタに接続され且つ前
記のダイオードを経て前記の負荷と前記のコンデンサと
の並列回路に接続されているようにすることにより逓昇
電圧変換器を構成する。この逓昇電圧変換器では、出力
電圧が入力電圧よりも常に大きくなる。第２の例、即ち
逓降電圧変換器では、出力電圧が入力電圧よりも小さく
なるようにする。この切換モードの電力供給部分では、
前記のトランジスタが、その一端で前記の整流器に接続
され、他端で前記のダイオードに接続され且つ前記のコ
イルを経て前記の負荷と前記のコンデンサとの並列回路
に接続さているようにする。第３の例、すなわち逓昇／
逓降電圧変換器では、前記のトランジスタが、その一端
で前記の整流器に接続さ、他端で前記のコイルに接続さ
れ且つ前記のダイオードを経て前記ｐコンデンサと前記
の負荷との並列回路に接続されているようにする。この
回路では、出力電圧を入力電圧よりも太き（したり小さ
くしたりしうる。
接続され、他端で前記のトランジスタに接続され且つ前
記のダイオードを経て前記の負荷と前記のコンデンサと
の並列回路に接続されているようにすることにより逓昇
電圧変換器を構成する。この逓昇電圧変換器では、出力
電圧が入力電圧よりも常に大きくなる。第２の例、即ち
逓降電圧変換器では、出力電圧が入力電圧よりも小さく
なるようにする。この切換モードの電力供給部分では、
前記のトランジスタが、その一端で前記の整流器に接続
され、他端で前記のダイオードに接続され且つ前記のコ
イルを経て前記の負荷と前記のコンデンサとの並列回路
に接続さているようにする。第３の例、すなわち逓昇／
逓降電圧変換器では、前記のトランジスタが、その一端
で前記の整流器に接続さ、他端で前記のコイルに接続さ
れ且つ前記のダイオードを経て前記ｐコンデンサと前記
の負荷との並列回路に接続されているようにする。この
回路では、出力電圧を入力電圧よりも太き（したり小さ
くしたりしうる。
図面につき本発明を説明する。
第１図に示す本発明回路の一実施例においては、コイル
２とコンデンサ３とを有するフィルタ１に、例えば２２
０■の実効電圧および５０Ｈｚの周波数の正弦波入力電
圧が供給される。コイル２はその一端が入力電圧に他端
がコンデンサ３に接続され、コンデンサ３はフィルタ１
の出力端に並列に接続されている。このフィルタｌの出
力端は整流ブリッジ回路４に接続され、このブリッジ回
路は４つのダイオードを有し、このブリッジ回路の出力
端は逓昇電圧変換器５（切換モードの電力供給部分）と
この変換器５を制御する為に用いられるパルス発生器６
とに接続されている。変換器５は、整流ブリッジ回路４
の正の出力端７に接続されたコイル１０を有している。
２とコンデンサ３とを有するフィルタ１に、例えば２２
０■の実効電圧および５０Ｈｚの周波数の正弦波入力電
圧が供給される。コイル２はその一端が入力電圧に他端
がコンデンサ３に接続され、コンデンサ３はフィルタ１
の出力端に並列に接続されている。このフィルタｌの出
力端は整流ブリッジ回路４に接続され、このブリッジ回
路は４つのダイオードを有し、このブリッジ回路の出力
端は逓昇電圧変換器５（切換モードの電力供給部分）と
この変換器５を制御する為に用いられるパルス発生器６
とに接続されている。変換器５は、整流ブリッジ回路４
の正の出力端７に接続されたコイル１０を有している。
逓昇電圧変換器５は更にｎｐｎ）ランジスタ１１と、ダ
イオード１２と、コンデンサ１３とを有している。トラ
ンジスタ１１のコレクタと、ダイオード１２の陽極と、
整流ブリッジ回路４側とは反対側のコイル１０の接続点
とは互いに接続されている。負荷１４、例えば必要回路
を有する気体放電灯が並列に接続されたコンデンサ１３
はダイオード１２の陰極とトランジスタ１１のエミッタ
との間に配置されている。パルス発生器６のスイッチン
グパルスはトランジスタ１１のベースに供給され、これ
らパルスによりこのトランジスタ１１を導通させる。こ
のトランジスタ１１は電界効果トランジスタとすること
ができる。
イオード１２と、コンデンサ１３とを有している。トラ
ンジスタ１１のコレクタと、ダイオード１２の陽極と、
整流ブリッジ回路４側とは反対側のコイル１０の接続点
とは互いに接続されている。負荷１４、例えば必要回路
を有する気体放電灯が並列に接続されたコンデンサ１３
はダイオード１２の陰極とトランジスタ１１のエミッタ
との間に配置されている。パルス発生器６のスイッチン
グパルスはトランジスタ１１のベースに供給され、これ
らパルスによりこのトランジスタ１１を導通させる。こ
のトランジスタ１１は電界効果トランジスタとすること
ができる。
パルス発生器６は４つの抵抗２１〜２４と、電圧−周波
数変換器２５と、Ｒ３（＋Ｊ上セツトセット）トリガ素
子２６と、比較回路２７と、積分器２８とを有している
。抵抗２１はその一端が整流ブリッジ回路４の出力端７
に、他端が抵抗２２の一端と、抵抗２３の一端と、電圧
−周波数変換器２５の入力端３０とに接続され、抵抗２
２の他端は整流ブリッジ回路４の出力端８に接続され、
抵抗２３の他端も抵抗２４を経て上記の出力端８に接続
されている。電圧−周波数変換器２５は比較回路３１と
、単安定トリガ素子３２と、積分器３３と、電圧制御発
振器３４とを具えている。比較回路３１は例えば、その
反転入力端が同時に電圧−周波数変換器２５の入力端３
０である比較器（コンパレータ）とすることができる。
数変換器２５と、Ｒ３（＋Ｊ上セツトセット）トリガ素
子２６と、比較回路２７と、積分器２８とを有している
。抵抗２１はその一端が整流ブリッジ回路４の出力端７
に、他端が抵抗２２の一端と、抵抗２３の一端と、電圧
−周波数変換器２５の入力端３０とに接続され、抵抗２
２の他端は整流ブリッジ回路４の出力端８に接続され、
抵抗２３の他端も抵抗２４を経て上記の出力端８に接続
されている。電圧−周波数変換器２５は比較回路３１と
、単安定トリガ素子３２と、積分器３３と、電圧制御発
振器３４とを具えている。比較回路３１は例えば、その
反転入力端が同時に電圧−周波数変換器２５の入力端３
０である比較器（コンパレータ）とすることができる。
この比較回路３１の非反転入力端には基準電圧Ｌｌｒｅ
ｆが供給される。比較回路３■の出力信号は単安定トリ
ガ素子３２を経て積分器３３に供給される。この積分器
３３は例えば抵抗上コンデンサとを有し、その時定数は
正弦波入力信号の周波数の逆数よりも大きくする必要が
ある。積分器３３の後段に配置した電圧制御発振器３４
は、電圧−周波数変換？”；’ｉ ２５の出力）瑞３５
を経てＲＳ ） ’Ｊガ素子２６のセット入力端に供給
されるパルスを生じる。ＲＳ ｌ−ＩＪガ素子２６の出
力端はトランジスタ１１０ベースに接続さている。
ｆが供給される。比較回路３■の出力信号は単安定トリ
ガ素子３２を経て積分器３３に供給される。この積分器
３３は例えば抵抗上コンデンサとを有し、その時定数は
正弦波入力信号の周波数の逆数よりも大きくする必要が
ある。積分器３３の後段に配置した電圧制御発振器３４
は、電圧−周波数変換？”；’ｉ ２５の出力）瑞３５
を経てＲＳ ） ’Ｊガ素子２６のセット入力端に供給
されるパルスを生じる。ＲＳ ｌ−ＩＪガ素子２６の出
力端はトランジスタ１１０ベースに接続さている。
抵抗４０とコンデンサ４１との直列回路が並列に接続さ
れている測定抵抗１６は整流ブリッジ回路・１の出力端
８とトランジスタ１１のエミッタとの間に接続さている
。抵抗４０およびコンデンサ４１は積分２３２８の一部
を構成し、その時定数はトランジスタ１１のスイッチン
グパルスの最大周波数の逆数よりも小さくする必要があ
る。コンデンサ４■における電圧は、同様に比較器〈コ
ンパレータ）としうる比較回路２７の一方の非反転入力
端に供給される。比１咬回路２７の他方の反転入力端は
抵抗２３および２４間のＦ１互接続点に接続されている
。比較回路２７の出力信号はトリガ素子２６のリセット
入力端に供給される。
れている測定抵抗１６は整流ブリッジ回路・１の出力端
８とトランジスタ１１のエミッタとの間に接続さている
。抵抗４０およびコンデンサ４１は積分２３２８の一部
を構成し、その時定数はトランジスタ１１のスイッチン
グパルスの最大周波数の逆数よりも小さくする必要があ
る。コンデンサ４■における電圧は、同様に比較器〈コ
ンパレータ）としうる比較回路２７の一方の非反転入力
端に供給される。比１咬回路２７の他方の反転入力端は
抵抗２３および２４間のＦ１互接続点に接続されている
。比較回路２７の出力信号はトリガ素子２６のリセット
入力端に供給される。
トランジスタ１１が導通ずると、すなわちトランジスタ
１１のベースに電流が供給されると、ダイオード１２が
遮断し、コイル■０を漬れている電流がトランジスタＩ
Ｉのコレクターエミッタ通路を経て出力端８に流れる。
１１のベースに電流が供給されると、ダイオード１２が
遮断し、コイル■０を漬れている電流がトランジスタＩ
Ｉのコレクターエミッタ通路を経て出力端８に流れる。
トランジスタ１１が遮断すると、すなわちトランジスタ
１１のベースに電流が供給されないと、ダイオード１２
が導通し、電流Ｉがコンデンサ１３および負荷１４の並
列回路を流れる。トランジスタ１１をスイッチングする
周波数は２０ｋＨｚよりも高い為、整流ブリッジ回路４
の出力端７および８間の電圧は一定であると仮定しうる
。すなわち、トランジスタ１１が導通している期間中は
電流Ｉは時間とともに直線的に増大し、トランジスタ１
１が遮断している期間中は電流Ｉが時間とともに直線的
に減少すると仮定することができる。
１１のベースに電流が供給されないと、ダイオード１２
が導通し、電流Ｉがコンデンサ１３および負荷１４の並
列回路を流れる。トランジスタ１１をスイッチングする
周波数は２０ｋＨｚよりも高い為、整流ブリッジ回路４
の出力端７および８間の電圧は一定であると仮定しうる
。すなわち、トランジスタ１１が導通している期間中は
電流Ｉは時間とともに直線的に増大し、トランジスタ１
１が遮断している期間中は電流Ｉが時間とともに直線的
に減少すると仮定することができる。
パルス発生器６は整流ブリッジ回路４の出力端における
電圧から電流パルスを生ぜしめ、これらＮＦｆ、パルス
はトランジスタ１１のベースに供給され、その周波数は
整流された入力電圧の値に依存する。パルス発生器６に
よるスイッチングパルスの発生を以下に第２図につき説
明する。整流ブリッジ回路４の出力端７および８におけ
る電圧に比例し、第２図の線図（Ａ）に示す電圧Ｕ１は
比較回路３１の反転入力端（この反転入力端は同時に電
圧−周波数変換器２５の入力端３０である）に供給され
る。抵抗２１〜２４を有する分圧器によって決定される
この比例電圧Ｕ１は比較回路の非反転入力端における基
準電圧［１ｒ ｅ ｆと比較され、反転入力端における
電圧が基準電圧Ｕ ｒ ｅ ｆよりも降下すると、比較
回路は単安定トリガ素子３２からパルスを生ぜしめる信
号を生じる。この単安定トリガ素子３２の出力パルスは
所定の時間、すなわち保持時間後に終了する。この単安
定トリガ素子３２によって生ぜしめられるパルスは入力
電圧の１周期当り２度生せしめられ、積分器３３で積分
される。積分器３３の三角形の出力信号Ｕ２を第２図の
線図（Ｂ）に示す。この出力信号Ｕ２は電圧制御発振器
３４に対する周波数決定制御信号であり、この発振器３
４の出力信号Ｕ３はトリガ素子２６に対する始動パルス
を構成する。電圧ＩＪ２に比例する周波数の変化を第２
図の線図（Ｃ）に示し、方形の始動パルスを第２図の線
図（Ｄ）に示す。
電圧から電流パルスを生ぜしめ、これらＮＦｆ、パルス
はトランジスタ１１のベースに供給され、その周波数は
整流された入力電圧の値に依存する。パルス発生器６に
よるスイッチングパルスの発生を以下に第２図につき説
明する。整流ブリッジ回路４の出力端７および８におけ
る電圧に比例し、第２図の線図（Ａ）に示す電圧Ｕ１は
比較回路３１の反転入力端（この反転入力端は同時に電
圧−周波数変換器２５の入力端３０である）に供給され
る。抵抗２１〜２４を有する分圧器によって決定される
この比例電圧Ｕ１は比較回路の非反転入力端における基
準電圧［１ｒ ｅ ｆと比較され、反転入力端における
電圧が基準電圧Ｕ ｒ ｅ ｆよりも降下すると、比較
回路は単安定トリガ素子３２からパルスを生ぜしめる信
号を生じる。この単安定トリガ素子３２の出力パルスは
所定の時間、すなわち保持時間後に終了する。この単安
定トリガ素子３２によって生ぜしめられるパルスは入力
電圧の１周期当り２度生せしめられ、積分器３３で積分
される。積分器３３の三角形の出力信号Ｕ２を第２図の
線図（Ｂ）に示す。この出力信号Ｕ２は電圧制御発振器
３４に対する周波数決定制御信号であり、この発振器３
４の出力信号Ｕ３はトリガ素子２６に対する始動パルス
を構成する。電圧ＩＪ２に比例する周波数の変化を第２
図の線図（Ｃ）に示し、方形の始動パルスを第２図の線
図（Ｄ）に示す。
整流ブリッジ回路４の整流された出力電圧に比例する電
圧Ｕ１の最小値では、電圧Ｕ２、従って始動パルスの周
ｉｎは最大値を有し、電圧Ｕ１の最大値では、電圧Ｕ２
、従って始動パルスの周波数は最小値を有する。周波数
はその両極値間で時間とともに直線的に変化する。従っ
て、スイッチングパルスの周波数［に対し次式が成立つ
。
圧Ｕ１の最小値では、電圧Ｕ２、従って始動パルスの周
ｉｎは最大値を有し、電圧Ｕ１の最大値では、電圧Ｕ２
、従って始動パルスの周波数は最小値を有する。周波数
はその両極値間で時間とともに直線的に変化する。従っ
て、スイッチングパルスの周波数［に対し次式が成立つ
。
０≦ωｔ≦π／２の場合
ｆ ＝ ｆｆｆｉａ、−（ｆ 、、、−ｆ、、、、＞”
２ωｔ／π ・（３）π／２≦のしくπの場合 ｆ ＝ ｆｍｒｈ”＜ ｆ ｍａＭｆ ｍ１ｈじ２＜（
ｔ） ｔ−−） ／ ７ｒ−（４）ここにｆ□６イは最
大周波数、ｆ ＋ｅｌｈは最小周波数、ωは角周波数、
ｔは時間である。
２ωｔ／π ・（３）π／２≦のしくπの場合 ｆ ＝ ｆｍｒｈ”＜ ｆ ｍａＭｆ ｍ１ｈじ２＜（
ｔ） ｔ−−） ／ ７ｒ−（４）ここにｆ□６イは最
大周波数、ｆ ＋ｅｌｈは最小周波数、ωは角周波数、
ｔは時間である。
ＩＬ安定トリガ素子３２は、正弦波人力信号が５０Ｈｚ
の周波数である際に保持状態が５ミリ秒続き、再度５ミ
リ秒たった後にこのトリガ素子が再びセットされうるよ
うに調整する必要がある。比較回路３１の非反転入力端
に供給される基準値は、最大周波数１直か入力電圧の対
応する零値にてきるだけ接近するように選択する必要が
ある。最大周波数および最小周波数はそれぞれ積分２粥
３３の時定数によって規定される。
の周波数である際に保持状態が５ミリ秒続き、再度５ミ
リ秒たった後にこのトリガ素子が再びセットされうるよ
うに調整する必要がある。比較回路３１の非反転入力端
に供給される基準値は、最大周波数１直か入力電圧の対
応する零値にてきるだけ接近するように選択する必要が
ある。最大周波数および最小周波数はそれぞれ積分２粥
３３の時定数によって規定される。
トリガ素子２６は電圧−周波数変換器２５のパルスによ
りセットされ、トランジスタ１１を導通させる電流パル
スを生じる。整流ブリッジ回路４の出力電流Ｉはこれに
比例する電圧を測定抵抗１６に生ぜしめ、この電圧は積
分２ｇ２８により積分され、その出力信号Ｕ４が比較回
路２７の非反転入力端に供給される。この比較回路２７
の反転入力端には、整流ブリッジ回路４の出力電圧に比
例し、抵抗２１〜２４によって決定される電圧Ｕ５が供
給される。スイッチング周期内に取り出される電流の平
均ｉ直に近似値で一致する電圧Ｕ４が電圧０５を越える
と、比較回路２７が信号Ｕ６を生じ、この信号Ｕ６がト
リガ素子２６をリセットし、これによりトリガ素子２６
のパルスが終了し、従ってトランジスタ１１が遮断する
。信号Ｕ４およびＵ５を第２図の線図（Ｅ）に示し、信
号Ｕ６を第２図の線図（Ｆ）に示す。積分器２８は追加
の増幅器およびトランジスタによっても実現しうる。こ
の積分器はトランジスタにより、すなわちこのトランジ
スタを信号Ｕ６により短時間導通させてコンデンサを短
絡させることにより再び初期値零にリセットせしめうる
。
りセットされ、トランジスタ１１を導通させる電流パル
スを生じる。整流ブリッジ回路４の出力電流Ｉはこれに
比例する電圧を測定抵抗１６に生ぜしめ、この電圧は積
分２ｇ２８により積分され、その出力信号Ｕ４が比較回
路２７の非反転入力端に供給される。この比較回路２７
の反転入力端には、整流ブリッジ回路４の出力電圧に比
例し、抵抗２１〜２４によって決定される電圧Ｕ５が供
給される。スイッチング周期内に取り出される電流の平
均ｉ直に近似値で一致する電圧Ｕ４が電圧０５を越える
と、比較回路２７が信号Ｕ６を生じ、この信号Ｕ６がト
リガ素子２６をリセットし、これによりトリガ素子２６
のパルスが終了し、従ってトランジスタ１１が遮断する
。信号Ｕ４およびＵ５を第２図の線図（Ｅ）に示し、信
号Ｕ６を第２図の線図（Ｆ）に示す。積分器２８は追加
の増幅器およびトランジスタによっても実現しうる。こ
の積分器はトランジスタにより、すなわちこのトランジ
スタを信号Ｕ６により短時間導通させてコンデンサを短
絡させることにより再び初期値零にリセットせしめうる
。
ドイツ国のＶＤＥ、［ｌ ８７１を満足させる必要があ
るものと仮定すると、スイッチングパルスの周波数の時
間に対する直線変化が３０ｋＨｚと１１５ｋＨｚとの間
で行われる場合に、コイル１０のインダクタンスを５ｍ
Ｈとした際にフィルタｌのコイル２のインダクタンスを
最小値にしうる。
るものと仮定すると、スイッチングパルスの周波数の時
間に対する直線変化が３０ｋＨｚと１１５ｋＨｚとの間
で行われる場合に、コイル１０のインダクタンスを５ｍ
Ｈとした際にフィルタｌのコイル２のインダクタンスを
最小値にしうる。
この場合、妨害電圧は１氏周彼数範囲で特に一層減少す
る。
る。
第１図に示す回路には、第３および４図に示す２つの池
の組合せ回路部分をも用いろる。第３図は逓降電圧変換
器を示し、パルス発生器６により制御スべきトランジス
タ５０のコレクタが整流ブリッジ回路４の出力端７に接
続され、エミッタがダイオード５１の陰陽およびコイル
５２の一端に接続されている。このコイル５２の池端は
コンデンサ５３と負荷５４との並列回路の一端に接続さ
れ、この並列回路の他端は整流ブリッジ回路４の出力端
８に接続さている。
の組合せ回路部分をも用いろる。第３図は逓降電圧変換
器を示し、パルス発生器６により制御スべきトランジス
タ５０のコレクタが整流ブリッジ回路４の出力端７に接
続され、エミッタがダイオード５１の陰陽およびコイル
５２の一端に接続されている。このコイル５２の池端は
コンデンサ５３と負荷５４との並列回路の一端に接続さ
れ、この並列回路の他端は整流ブリッジ回路４の出力端
８に接続さている。
第４図は、逓昇／逓降電圧変換器を示し、この変換器は
トランジスタ５５を有し、そのコレクタは整流ブリッジ
回路４の出力端７に接続され、ベースにはパルス発生□
□□６のスイッチングパルスが供給され、ニックはダイ
オード５６の陰極およびコイル５７の一端に接続されて
いる。ダイオード５６の陽極はコンデンサ５８と負荷５
９との並列回路の一端に接続され、この並列回路の池端
は回路４の出力端８に接続されている。
トランジスタ５５を有し、そのコレクタは整流ブリッジ
回路４の出力端７に接続され、ベースにはパルス発生□
□□６のスイッチングパルスが供給され、ニックはダイ
オード５６の陰極およびコイル５７の一端に接続されて
いる。ダイオード５６の陽極はコンデンサ５８と負荷５
９との並列回路の一端に接続され、この並列回路の池端
は回路４の出力端８に接続されている。
第１図は、本発明による回路の第１実施例を示す回路図
、 第２図は、第１図の説明用波形図、 第３および４図は、２つの池の組合せ回路部分を示す回
路図である。 １・・・フィルタ ４・・・整流ブリッジ回路（整流器） ５・・・逓昇電圧変換器 ６・・・パルス発生器１４
、５４．５９・・・負荷 １６・・・測定抵抗２１
〜２４・・・抵抗 ２５・・・電圧−周波数変換器 ２６・・・ＲＳ ） ＩＪガ素子 ２７．３１・・・
比較回路２８、３３・・・積分器３２・・・単安定トリ
ガ素子３！１・・・電圧制御発振器 特許出願人 エヌ・ベー・フィリップス・フルーイラ
ンペンファブリケン
、 第２図は、第１図の説明用波形図、 第３および４図は、２つの池の組合せ回路部分を示す回
路図である。 １・・・フィルタ ４・・・整流ブリッジ回路（整流器） ５・・・逓昇電圧変換器 ６・・・パルス発生器１４
、５４．５９・・・負荷 １６・・・測定抵抗２１
〜２４・・・抵抗 ２５・・・電圧−周波数変換器 ２６・・・ＲＳ ） ＩＪガ素子 ２７．３１・・・
比較回路２８、３３・・・積分器３２・・・単安定トリ
ガ素子３！１・・・電圧制御発振器 特許出願人 エヌ・ベー・フィリップス・フルーイラ
ンペンファブリケン
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、本質的に正弦波の入力電圧から直流電圧を形成する
直流電圧形成回路であって、この直流電圧形成回路は、
高周波妨害信号を抑圧するフィルタと、切換モードの電
力供給部分とを具え、この電力供給部分はダイオードと
、コイルと、コンデンサと、トランジスタとを以て構成
され、この電力供給部分は整流器を経て前記フィルタに
結合され、この電力供給部分の素子は、前記トランジス
タが導通状態にある隙に前記ダイオードが遮断するとと
もにコイル電流が少なくともこのトランジスタを流れ、
このトランジスタが遮断状態にある際に前記コイル電流
が前記ダイオードと、負荷および前記コンデンサの並列
回路とを流れるように配置されており、直流電圧形成回
路は更にパルス発生器を有し、このパルス発生器は入力
電圧から前記トランジスタに対するスイッチングパルス
を形成し、これらスイッチングパルスの周波数は、整流
された入力電圧の最大値における最小周波数と、整流さ
れた入力電圧の最小値における最大周波数との間で時間
的に均一に変化するようになっている当該直流電圧形成
回路において、前記パルス発生器が電圧−周波数変換器
を具え、この電圧−周波数変換器が入力電圧から始動パ
ルスを形成し、これら始動パルスにより前記のスイッチ
ングパルスの開始時を決定し、これら始動パルスの周波
数は、その両極値間で時間に対する周波数の２次微分が
常に零或いは負となるように変化するようになっており
、前記のパルス発生器は更に第１比較回路および第１積
分器を具え、この第１積分器が前記の整流器の積分出力
電流に比例する出力信号を生じ、この第１積分器の時定
数は最大周波数の逆数値よりも小さくなっており、前記
の第１比較回路は、前記の第１積分器の出力信号が前記
の整流された入力電圧に比例する信号よりも大きい場合
にパルスを終了させる信号を生じるようになっているこ
とを特徴とする直流電圧形成回路。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の直流電圧形成回路に
おいて、前記の電圧−周波数変換器が、整流された入力
電圧に比例する電圧を基準電圧と比較する第２比較回路
と、基準電圧の方が大きい場合にこの第２比較回路によ
り動作せしめられる単安定トリガ素子と、この単安定ト
リガ素子の出力信号を積分し、入力電圧の周波数の逆数
値よりも大きい時定数を有する第２積分器と、この第２
積分器により制御され、始動パルスを生ぜしめる電圧制
御発振器とを有していることを特徴とする直流電圧形成
回路。 ３、特許請求の範囲第１項または第２項に記載の直流電
圧形成回路において、前記パルス発生器は、前記の始動
パルスと前記の第１比較回路の信号とが供給され、前記
のスイッチングパルスを生じるトリガ素子を具えている
ことを特徴とする直流電圧形成回路。 ４、特許請求の範囲第１〜３項のいずれか１項に記載の
直流電圧形成回路において、前記コイルは、その一端が
前記整流器に接続され、他端が前記のトランジスタに接
続され且つ前記のダイオードを経て前記の負荷と前記の
コンデンサとの並列回路に接続されていることを特徴と
する直流電圧形成回路。 ５、特許請求の範囲第１〜３項のいずれか１項に記載の
直流電圧形成回路において、前記のトランジスタは、そ
の一端が前記の整流器に接続され、他端が前記のダイオ
ードに接続され且つ前記のコイルを経て前記の負荷と前
記のコンデンサとの並列回路に接続さていることを特徴
とする直流電圧形成回路。 ６、特許請求の範囲第１〜３項のいずれか１項に記載の
直流電圧形成回路において、前記のトランジスタは、そ
の一端が前記の整流器に接続さ、他端が前記のコイルに
接続され且つ前記のダイオードを経て前記のコンデンサ
と前記の負荷との並列回路に接続されていることを特徴
とする直流電圧形成回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3541308.5 | 1985-11-22 | ||
| DE3541308A DE3541308C1 (en) | 1985-11-22 | 1985-11-22 | DC power supply generator e.g. for gas discharge lamp - obtains regulated DC from mains supply giving sinusoidal input to filter and rectifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62135265A true JPS62135265A (ja) | 1987-06-18 |
| JPH0732592B2 JPH0732592B2 (ja) | 1995-04-10 |
Family
ID=6286562
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61278537A Expired - Lifetime JPH0732592B2 (ja) | 1985-11-22 | 1986-11-21 | 直流電圧形成回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4712169A (ja) |
| EP (1) | EP0223315B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0732592B2 (ja) |
| DE (2) | DE3541308C1 (ja) |
Families Citing this family (50)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3612147A1 (de) * | 1986-04-10 | 1987-10-15 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zur erzeugung einer gleichspannung aus einer sinusfoermigen eingangsspannung |
| DE3627395A1 (de) * | 1986-08-13 | 1988-02-18 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Steuerschaltung fuer ein schaltnetzteil mit sinusfoermiger stromaufnahme zum umwandeln einer sinusfoermigen wechselspannung in eine geregelte gleichspannung |
| JPH02501884A (ja) * | 1987-10-15 | 1990-06-21 | アスコム ハスレル エージー | 過渡的な状態のためにスイッチング調節器（バック・セル）が有害な影響を受けることを防止する方法と装置 |
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| US4943902A (en) * | 1987-11-23 | 1990-07-24 | Viteq Corporation | AC to DC power converter and method with integrated line current control for improving power factor |
| US4964029A (en) * | 1988-05-18 | 1990-10-16 | Viteq Corporation | AC to DC power converter with input current waveform control for buck-boost regulation of output |
| US4974141A (en) * | 1988-05-18 | 1990-11-27 | Viteq Corporation | AC to DC power converter with input current waveform control for buck-boost regualtion of output |
| US4956600A (en) * | 1988-07-01 | 1990-09-11 | Viteq Corporation | High frequency current detector for a low frequency line |
| DE3828816A1 (de) * | 1988-08-25 | 1989-10-19 | Ant Nachrichtentech | Verfahren zum betreiben eines schaltreglers |
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| US4902957A (en) * | 1989-04-27 | 1990-02-20 | International Business Machines Corporation | DC/DC converter |
| US5028861A (en) * | 1989-05-24 | 1991-07-02 | Motorola, Inc. | Strobed DC-DC converter with current regulation |
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| US5367247A (en) * | 1992-08-10 | 1994-11-22 | International Business Machines Corporation | Critically continuous boost converter |
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| DE19513065A1 (de) * | 1995-04-07 | 1996-10-10 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer galvanisch getrennten Ausgangsgleichspannung |
| US5694310A (en) * | 1995-08-14 | 1997-12-02 | International Business Machines Corporation | Three phase input boost converter |
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- 1986-11-20 DE DE8686202050T patent/DE3669240D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1986-11-20 EP EP86202050A patent/EP0223315B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1986-11-21 JP JP61278537A patent/JPH0732592B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0223315A2 (de) | 1987-05-27 |
| US4712169A (en) | 1987-12-08 |
| JPH0732592B2 (ja) | 1995-04-10 |
| DE3541308C1 (en) | 1987-02-05 |
| EP0223315B1 (de) | 1990-02-28 |
| DE3669240D1 (de) | 1990-04-05 |
| EP0223315A3 (en) | 1987-10-28 |
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