JPS6212746B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、高電圧電源に係り、特にフライバツ
ク型の高電圧電源に関する。

軽負荷において高電圧を発生するフライバツク
型電源は、構成が簡単で且つ経済的である。簡単
な高電圧フライバツク型電源は、効率の良いスパ
ーク・プラグ動作に必要な高電圧を発生するため
にガソリン・エンジンの点火回路に使用されてい
る。一次回路の両端に接続される低電圧高電流主
電源（バツテリー）は、変圧器（コイル）に磁界
を生じさせる。ガソリン・エンジンにおいては、
主軸の角速度の半分で回転するデイストリビユー
タ軸の回転からドウエル時間が測定される。この
測定値は、接点が閉成されて一次回路に電流が流
れる間のエンジンの回転を示す。強い磁界を生じ
させるのに十分な時間が必要である。

例えば、自動車点火回路中のデイストリビユー
タ接点を開放することによつて、磁界が急速に減
衰させられると、二次巻線に高電圧が発生され
る。バツテリーから6Vの入力が与えられている
と、例えば36kVの出力電圧を発生させることが
できる。自動車エンジンの速度が高まると、接点
が開放されたときの磁界は速度が低いときの磁界
ほど強くない。したがつて、高速では電圧が低く
なり、シリンダ中のガソリンと空気の混合物を点
火するスパーク・プラグがうまく働かなくなつて
しまう。

複写機のコロナや精密なオシロスコープのよう
な用途では、高電圧を安定化する必要がある。安
定化の一つの方法は、入力電流を変化させること
である。

漂遊（寄生）容量のため、二次回路が共振して
正弦波が発生し、これが一次回路に影響を与え
る。したがつて、主電流は、ランプ波形に正弦波
が重畳した波形になる。そうすると、一次電流が
単調に増加しなくなつてしまう。これは、フライ
バツク式安定化法が一次回路を制御するのに使用
されるとき問題を生じさせる。

安定化高電圧の発生を主目的とするフライバツ
ク型電源と、テレビジヨン水平偏向回路に使用さ
れるフライバツク型電源とは区別されるべきであ
る。後者は、テレビジヨンの陰極線管のフエース
を横切るように電子ビームを直線掃引するのに適
当な波形を一次回路に発生させるために主として
使用される。

テレビジヨン表示管は電圧偏向のかわりに磁気
偏向を使用する。これは、テレビジヨンの陰極線
管の内側に偏向板を設ける必要を無くし、外部掃
引（偏向）制御を可能にする。電子流の偏向は磁
界に対して垂直方向に行われるので、水平偏向コ
イルは電子銃の前の陰極線管の首部の上に垂直に
取付けられる。電子ビームを直線的に偏向させる
には特別の波形すなわち立上り部に初期パルスが
重畳された台形波形が必要である。これにより、
駆動信号に対して複素インピーダンスを示す水平
偏向コイルを介して線形電流が流れる。台形波形
の立上り部に重畳される初期パルスは主としてフ
ライバツク・トランスの共振リンギングによつて
生じる。正弦波の負サイクルはダンパの作用によ
りカツト・オフされる。負サイクルに含まれるエ
ネルギはコンデンサに蓄積され、掃引サイクルに
おいて後に回路に戻される。このように、ラスタ
走査の初めの部分は水平出力管によつて制御さ
れ、他の部分はダンパ管の作用によつて制御され
る。テレビジヨン陰極線管用の高電圧を発生する
ために戻り掃引を迅速に行うことは、フライバツ
ク回路の第２の作用である。

フライバツク電源において、電圧は多くの方法
で制御される。一次入力電圧を安定化することが
できるが、このためには電流を完全に変化させる
直列パス回路を必要とし且つエネルギー効率の損
失を示す熱を消散させる必要がある。例えば（Ｘ
線放射を防止するために）陰極線管電圧を25kV
以下に保つカラー・テレビジヨン回路に使用され
る高電圧出力端子に接続される並列安定化回路
は、エネルギー効率の損失を生じさせ、熱を発生
させるとともに、高電圧で動作可能な高価な装置
を必要とする。

米国特許第4016482号は、フライバツク一次回
路中のスイツチを制御するための帰還安定回路を
開示している。この回路の動作の詳細については
この特許を参照されたい。

IBM Technical Disclosure Bulletin、
Vol.21、No.12、May1979の第4909頁乃至第4910頁
に掲載されたH.S.Hoffman、Jr.による
“MUTIPLE REGULATOR CONTROLS
USINGDIVERSION SWITCHES”という名称の
技術開示書にはフライバツク電源のための２種類
の安定回路が示されている。この安定回路は、出
力電圧の１つを安定化するためにループ安定制御
を採用している。このループ安定回路は、出力電
圧と基準電圧との差に応動するパルス幅変調器す
なわち周波数制御装置を含む。第１の出力電圧が
適正値に保持されるようにパルス幅すなわち周波
数制御信号が一次回路のスイツチに印加される。

第２の出力電圧安定回路は、制御のために迂回
スイツチを使用する。一方の回路においては、導
通するようバイアスされたトランジスタによつて
エネルギーが他の電圧源に与えられ、他方の回路
においては、短絡回路に与えられる。このように
迂回されるフライバツク・エネルギーの量を制御
することにより、第２の出力電圧が所要値に維持
される。

上記従来技術は本発明を何ら示唆するものでは
ない。

本発明は、スイツチが設けられた一次回路と二
次回路とを有し、一次回路の電流により二次回路
に電圧が誘導され、上記スイツチが制御信号に応
じて交互に開放及び閉成されて一次回路の電流を
制御するフライバツク型電源において、一次回路
に電流が流れている間発振を減衰させる減衰手段
を二次回路中に設けるものである。

二次回路における発振を抑制すると、充電サイ
クルの間すなわち一次回路に電流が流れている間
一次回路の発振が抑制される。所与の時点におい
て、一次電流が単調に増加し、一次回路のスイツ
チのフイードバツク制御が容易になる。

以下、添付図面を参照して本発明の実施例につ
いて説明する。

第１図において、フライバツク・トランス１０
は一次巻線１１と二次巻線１２とを有する。一次
巻線１１は低電圧で比較的大きな一次電流を流す
ために通常強いワイヤを数回だけ巻回して作られ
る。二次巻線１２は通常小さな電流で高電圧を発
生するために小ワイヤを多数回巻回されて作られ
る。

一次巻線１１に流れる電流は、スイツチング素
子、第１図ではスイツチング・トランジスタ１４
によつて制御される。駆動回路１５は、トランジ
スタ１４をオン状態とオフ状態に交互に切換え
る。時点ｔ０において、トランジスタ１４は、オ
ンに切換わるが、インダクタすなわち一次巻線１
１を介して電流は即座に流れない。瞬時電圧と一
字巻線１１のインダクタンスとの比は、電流の時
間変化率に等しい。すなわち、 ｄｉ／ｄｔ＝Ｅ／Ｌ なる関係がある。ここでＥは瞬時印加電圧、Ｌは
インダクタンス値である。一次巻線のインダクタ
ンスをＬ１及び印加電圧をVinすると、時点ｔ１
において一次回路に流れる電流ｉ１（ｔ１）は i1（t1）＝Vinｔ１／Ｌ１ である。一次回路に電流が流れると、一次巻線の
ターン数及び電流に応じた強さの磁界が発生す
る。この磁界はインダクタンスによつて貯蔵され
るエネルギーを示す。エネルギーの総量Ｕは、 Ｕ＝L1 i1′2／２ によつて与えられる。一次電流を増加させること
によつて二次巻線に誘導される電圧はダイオード
Ｄ１にバイアスをかけるので、充電サイクルの間
は二次回路に電流は流れない。

トランジスタ１４がオン状態にある間を充電サ
イクルと指称する。これは、この間、磁界中に蓄
積されたエネルギーが増加するからである。トラ
ンジスタ１４がオフ状態にある間、すなわち時点
ｔ１からｔ０までを放電サイクルと指称する。

時点ｔ１において、トランジスタ１４は駆動回
路１５によつてオフに切換えられる。磁界は、こ
れを維持するための電流が流れないので、減衰す
る。かかる磁界の減衰は、トランジスタ１４のカ
ツトオフ特性が鋭いので急速に生じる。

磁界が減衰すると、磁界中に蓄積されていたエ
ネルギーは二次回路に転送される。巻線は第１図
に示される極性を有するので、二次巻線に誘導さ
れた電圧はダイオードＤ１に順バイアスを与え
る。この結果生じる電流はコンデンサＣ１を充電
し、負荷に高電圧を与える。大１における磁界の
エネルギーＵ（ｔ１）は、 Ｕ（t1）＝（Vin t1）′２／2L1 で示される。第２Ａ図、第２Ｂ図及び第２Ｃ図は
第１図の回路の種々の点における理想波形を示
す。第２Ａ図は一次電流ｉ１を示す。この図に明
示されているように、一次電流は、トランジスタ
１４がターン・オンする時点ｔ０からターン・オ
フする時点ｔ１まで直線的に増加する。第２Ｂ図
は二次電流ｉ２を示す。時点ｔ０からｔ１までの
間ダイオードＤ１は逆バイアスされているので、
二次回路には電流が流れない。時点ｔ１において
トランジスタがオフに切換つた結果、磁果が減衰
し、電流が反対極性で誘導され、ダイオードが順
バイアスされる。第２Ｃ図はトランジスタ１４の
コレクタの電圧を示す。時点ｔ０からｔ１までの
間、トランジスタはオン状態にあり、コレクタ―
エミツタ電圧Vceは無視できる。時点ｔ１におい
てトランジスタ１４がオフに切換わると、コレク
タ電圧は、減衰磁界によつて一次巻線に誘導され
たる電圧を入力電圧Vinに、加算した値になる。
ピーク電圧vpは出力電圧Voutに関係し、次式で
与えられる。

vp＝Vin＋Vout（L1／L2）′（１／２） 磁界が減衰されると、トランジスタ１４のコレ
クタ電圧vcは単にVinである。

充電サイクルと放電サイクルは交互に繰返し行
われる。出力電圧Voutはフライバツク回路の充
電サイクルの間コンデンサＣ１から負荷への放電
によつて平滑化される。

上記説明はフライバツク回路の理想的動作であ
り、漂遊（寄生）容量、特に二次回路のそれを計
算に入れてないものである。第１図においては、
二次回路にのみ漂遊容量がCsとして示されてい
る。一次回路の漂遊容量は無視できる。

充電サイクルの間、ダイオードＤ１は上述のよ
うに逆バイアスされる。トランス１０の二次巻線
のインダクタンスＬ２と漂遊容量Csは、ダイオ
ードＤ１のインピーダンスが高いためにＱの値が
大きい共振タンク回路を形成する。

回路のＱは、所与の周波数において１つのサイ
クルの間に消費されるエネルギーに対する最大累
積エネルギーの比に２πを乗じたものである。所
与の周波数とは、共振回路の場合には共振周波数
である。回路のＱは絶対に無限大にはならい。何
故なら、実際の回路は常にエネルギーを消費する
いくらかの抵抗があるからである。

抵抗でエネルギーが消費されると、減衰される
べき共振回路において自由発振が生じる。減衰と
は、回路のエネルギー損失に関連した回路の自由
発振の振幅の一時的減衰をいう。これは、二次線
形微分方程式の制動フアクタ又は伝達関数の２次
フアクタによつて概略的に示される。突然の刺激
に対する時間応答がオーバシユートすることなく
可能な限り早い場合に回路は臨界減衰されたとい
う。応答が臨界減衰の場合より遅いときには過減
衰という。オーバシユートが生じた場合、不足減
衰すなわち発振という。Ｌ２及びCsによつて形
成される共振タンク回路は、該回路の抵抗が比較
的高いため、不足減衰である。発振の周波数はｃ
（L2Cs）′（―１／２）である。ここでｃは２π
に等しい。

二次回路の共振は一次回路に影響を与え、充電
電流に正弦波が重畳される。第３図は一次回路の
実際の電流を示す。電流は線３１によつて示され
る直線に沿つてではなく、線３５に示されるよう
に非単調に増加する。実際に、電流は一次回路に
おいて周期的に急に強まる。

この発振がフライバツク回路の制御にもたらす
問題を理解するには、パルス幅変調安定化制御を
理解しておくことが好ましい。上述のように、一
次回路に蓄積され二次回路に転送されるエネルギ
ーは次式で示される。。

Ｕ（t1）＝（Vin t1）′２／（2L1） １つのサイクル中に蓄積されるエネルギー量を
制御することによつて、出力電圧を安定化するこ
とができる。エネルギーを決定する３つの変数
は、一次回路のインダクタンスＬ１、入力電圧
Vin及びトランジスタをオフに切換える時点ｔ１
（充電時点）である。一次回路のインダクタンス
Ｌ１が決定されれば、Vin及びｔ１だけが制御可
能な変数である。

Vinを制御するには、電流を完全に変化させる
シリーズパス素子を付加する必要がある。しか
し、これは２つの全電流搬送素子を必要とするた
め回路の信頼性が低下する。また、これは、さら
に一次回路にエネルギー消費を生じさせ、エネル
ギー損失が生じる。

したがつて、ｔ１のみが制御し得る変数であ
る。ｔ１を制御するには一次サーボ・ループを使
用することができる。出力電圧が基準電圧と比較
され、その差電圧が、出力電圧によつて決定され
る時間の間一次回路のトランジスタ・スイツチを
オンにする例えばワンシヨツト・マルチバイブレ
ータのタイミングを制御する。出力電圧が所要値
より低ければ、スイツチは長時間オン状態とさ
れ、より多くのエネルギーを蓄積させる。出力電
圧が所要値より高ければ、スイツチは短い時間オ
ンにされ、蓄積されるエネルギーは小さくなる。
標準的一次サーボ・ループにおいては、フライバ
ツク回路の利得GfはdVout／dTで決定される。
ここで、Ｔ＝t1―t0である。

一次電流が非単調に増加するときにｔ１を制御
することによつて出力電圧を安定化することの問
題点は、ｔ１の制御が実際には回路に与えられて
いる最大エネルギーを制御することになることで
ある。これは、最大電流に依存する。非単調増加
の場合、最大電流はｔ１の線形関数ではないの
で、回路に与えられているエネルギーはｔ１を制
御することによつては正確に制御できない。

１サイクル当り回路に与えられる最大エネルギ
ーを制御するために、本発明は、充電サイクルの
時点の後、一次回路の電流を単調に増加させるよ
うに回路を変形する。第４図には所要の波形が示
されている。サイクルの所与の時点tm以後一次
電流が単調に増加すば、ｔ１がtmより大きい限
り、ｔ１を制御することによる回路の制御は確実
且つ有効なものである。充電サイクルのある時点
において一次電流が負になると、回路は該動作点
において不安定になる。

第４図の波形は、第５図に示されるような減衰
回路を使用して充電サイクルの間二次発振を減衰
することによつて得られる。Ｑを低下させるため
に二次回路に減衰低抗Rdが付加される。充電サ
イクルの間のみ二次回路を減衰させるために、ダ
イオードSdが付加され、放電サイクルの間、減
衰抵抗Rdは回路から有効に除去される。

この回路は、適当な水平掃引波形を作り出すた
めに放電サイクルの間のみ減衰されるテレビジヨ
ンのフライバツク型電源の回路とは異なる。

減衰抵抗Rdの最適値は、次の解析から決定さ
れる。この解析においては、二次端子の両端に抵
抗とコンデンサが並列接続されるトランスのＴ型
等価回路が使用される。コンデンサの値は二次共
振周波数から決定され抵抗の値は入力アドミツタ
ンスを決定する。入力アドミツタンスYinは次式
で示される。

Yin＝（i1／Vin）＝（１／（sL1 （１―k′2）））Ｎ（ｓ）／Ｄ（ｓ） ここで Ｎ（ｓ）＝s′2＋ｓ／RC＋１／L2C Ｄ（ｓ）＝s′2＋ｓ／RC ＋１／（L2C（１―k′2）） ステツプ入力電圧を印加すると、一次電流は次の
ようになる。

i1＝（Vin／L1）（（k′2）L2／L1R ＋ｔ―k′2／（ｗ（１―k′2））cos （wt＋Ｑ）exp（―ｔ／RC） ここでｗは約１／（L2C（１―k′2））である。

利得に対する影響は一次回路へのエネルギー入
力を解析することによつて求まる。

dU／dt(c)＝ｖ（ｔ）ｉ（ｔ） ここで、ｔ(c)は充電時間、 ｖ（ｔ）は瞬時入力電圧、 ｉ（ｔ）は瞬時入力電流である。

出力電圧Voはエネルギーの関数として次のよ
うに表現できる。

Vo＝ｆ（Ｕ）したがつてdVo／dU＝f′（Ｕ） 利得関数は次のように表現できる。

dVo／dt(c)＝（dVo／cU） （dU／dt(c)）＝ｖ（ｔ）ｉ（ｔ）f′（Ｕ） 抵抗負荷Ｌ（Ｒ１）及び寄生二次容量により Ｕ＝Vo′2T／R1＋CVo′2／２ この式を変形すると、 Vo′2＝Ｕ／（Ｔ／R1＋Ｃ／２） よつて、 dVo／dt(c)＝ｖ（ｔ）ｉ（ｔ）／ ２（Ｕ（Ｔ／R1＋Ｃ／２）′（１／２）） 市販のCAD（計算機補助設計）プログラムを
使用することにより、一次電流波形及び時間に対
する利得関数を計算できる。これらの値に基づい
て閉ループ応答に適用可能な減衰抵抗を計算する
ことができる。

一次電流及び利得をパラメータとする適用な応
答例がそれぞれ第８図及び第９図に示されてい
る。第８図において、一次電流ｉ１の負方向部分
サイクル８１は帰還ループが固有の不安定状態に
あることを示す。ピーク値８２のような最大値及
び点83のような最少値はそれぞれ回路における高
利得点及び低利得点を示す。

一次電流の最大値によつて決定されるボード線
図の高利得プロツト９２及び一次電流の最小値に
よつて決定されるボード線図の低利得プロツト９
１は、閉ループ利得の限界を示す。安定のため、
高利得限界９２はスイツチング周波数の半分
（fs／２）に等しい値以上になることなくこの値
にできるだけ近い値にする必要がある。利得ロー
ルオフがfs／２を越えると、回路は不安定とな
る。よつて、安定の限界を求める必要がある。

利得が低利得限界９１より小さくなると回路が
動作をしなくなつてしまう。したがつて、低利得
限界９１も安定の限界である。Rdの種々の値に
ついて一次電流と利得をプロツトすることによつ
て、減衰抵抗の最適値を得ることができる。

第７図は二次回路に挿入される別の減衰回路の
例である。この図において、トランジスタ７１は
減衰スイツチSdとして使用され、第５図のパル
ス幅変調器１５によつて制御される。抵抗７５，
７６及び７７はトランジスタ７１をバイアスする
のに使用され、二次回路に対して十分高いインピ
ーダンスを示すので、減衰効果は無視できる。第
５図のトランジスタ１４がパルス幅変調器１５に
よつてオンに切換えられると、減衰スイツチすな
わちトランジスタ７１もまたオンに切換わり、減
衰抵抗Rdが二次回路に挿入される。

第５図の回路の種々の点の波形が第６Ａ図、第
６Ｂ図及び第６Ｃ図に示されている。第６Ａ図の
一次電流波形はｔ１とtmの関係を示す。第６Ｂ
図は二次電流波形、第６Ｃ図はコレクタ電圧波形
をそれぞれ示す。

減衰器によるエネルギー損失は充電サイクルの
間に生じる。回路に与えられるエネルギーは、
（Voutを供給するための）負荷エネルギー、（Cs
の負電荷放電のための）容量エネルギー、及び
（充電サイクルの間Rdによつて消費される）減衰
器エネルギーを含む。このように減衰器において
エネルギー損失が生じるが、これは減衰器によつ
て得られる大きな安定度からみればとるに足らな
いものである。

上記説明において使用された記号は次のような
意味をもつものである。

ｃ：２π Cs：二次回路における漂遊（寄生）容量 Gf：フライバツク回路の利得（＝dVout／
dT） ｉ１：一次電流 ｉ２：二次電流 ｉ１（ｔ１）：時点ｔ１における瞬時電流 ｉ（ｔ）：入力（一次）電流の瞬時値 ｋ：一次巻線と二次巻線の間の結合係数 １ｎ：自然対数 Ｌ１：一次インダクタンス Ｌ２：二次インダクタンス Rd：減衰抵抗 Ｒ１：負荷抵抗 Sd：減衰スイツチ ｔ０：一次スイツチがオンに切換わる時点 ｔ１：一次スイツチがオフに切換わる時点 tm：一次電流が単調に増加した後の時点 Ｔ：ｔ１―ｔ０（充電時間） Ｕ：エネルギー vc：コレクタ電圧 Vce：コレクタ―エミツタ電圧 Vin：入力電圧 vp：ピーク電圧 Vout：出力電圧 ｖ（ｔ）：入力電圧の瞬時値 ｗ：１秒当りの角周波数 ′：指数（Ｘの二乗＝X′2；Ｘの平方根＝
X′（１／２））

【図面の簡単な説明】

第１図はフライバツク型電源を示す回路図、第
２Ａ図、第２Ｂ図及び第２Ｃ図は第１図の回路の
種々の点の理想的波形を示す波形図、第３図は第
１図の回路の一次充電電流を示す波形図、第４図
は第５図に示された回路の主充電電流を示す波形
図、第５図は本発明により制動回路が付加された
フライバツク型電源の一実施例を示す回路図、第
６Ａ図、第６Ｂ図及び第６Ｃ図は第５図の回路の
種々の点の波形を示す波形図、第７図は本発明に
よる制動回路の別の実施例を示す回路図、第８図
はRdの値を決定するのに有益な一次電流の時間
変化を示す波形図、第９図はRdの値を決定する
のに有益な上限及び下限の閉ループ利得を示すボ
ード図である。 １０……トランス、１１……一次巻線、１２…
…二次巻線、１４……スイツチング・トランジス
タ、１５……駆動回路、Rd……減衰抵抗。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 一次回路に流れる電流によつて二次回路に電
   圧を誘導させるトランスと、前記一次回路に接続
   されて閉成されると前記一次回路の電流路を形成
   するスイツチング手段と、前記スイツチング手段
   の閉成及び開放を交互に行う制御手段とを有する
   フライバツク型電源において、 前記スイツチング手段が閉成されているときの
   発振を減衰させるために前記二次回路に減衰手段
   を設けたことを特徴とするフライバツク型電源。