JPS6212745B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は主放電コンデンサの充電電荷を閃光放
電管に与えて発光させる写真用ストロボ装置の電
源回路に関するものである。

写真用ストロボ装置は、近年、小型で携帯性の
点から単三、単四型の小型電池を使用するものが
多く、そのために極力電源の浪費を防止すること
が要望されている。

電源の浪費を防止した装置として特公昭54−
3616号公報によるものがあり、この装置は主放電
コンデンサの充電電圧が所定値に達すると、DC
―DCコンバータ回路の発振トランジスタのベー
ス・エミツタ間をスイツチ素子で短絡して発振ト
ランジスタの発振動作を停止させ、主放電コンデ
ンサの充電電圧が低下すると、発振トランジスタ
のベース・エミツタ間を開放して再発振させ、主
放電コンデンサの充電電圧を再上昇させるもの
で、主放電コンデンサが所定値にまで充電された
後は、発振トランジスタの発振を断続させてい
る。

従つて、発振トランジスタの発振停止中は電源
エネルギーを使用しないので、その間の電源浪費
を防止できるが、この装置においては発振トラン
ジスタの発振周期が短いので、電源浪費防止の効
果はあまり期待できない。

本発明はかかる問題点を解決し、電源浪費防止
に多大の効果を奏する電源回路を提供しようとす
るもので、以下図面を用いて説明する。

第１図は本発明による電源回路の一実施例を示
す回路であり、図中１は直流低圧電源、２は電源
スイツチ、３は周知のDC―DCコンバータ回路、
４は閃光放電管（図示せず）を発光させるための
充電電荷を蓄積する主放電コンデンサ、５，７は
抵抗、６は電圧検出素子であるネオン管、８は抵
抗、９は可変抵抗、１０はトランジスタ、１１，
１４は比較器、１２は抵抗、１３はコンデンサ、
１５，１６は抵抗をそれぞれ示している。

第２図イ，ロは第１図に図示した回路構成の動
作状態を説明するために取り出した電位波形であ
り同図イは主放電コンデンサ４の充電電圧波形、
同図ロはコンデンサ１３の充電電圧波形をそれぞ
れ示している。

なお、第２図イ，ロ中における電位Ｘ，Ｙ，Ｚ
はそれぞれネオン管６の導通レベル，主放電コン
デンサ４の充電完了即ちトランジスタ１０の導通
レベル、比較器１１の反転レベル即ち電源１を抵
抗１５，１６で分割した分割電圧レベルを示して
いる。以下、第２図イ，ロを参照して第１図に示
した本発明による電源回路の動作について説明す
る。

いま、時間t₀において電源スイツチ２が閉成さ
れると、電源１が周知のDC―DCコンバータ回路
３に供給されると共に抵抗１５，１６を介して比
較器１４の入力端子１４ｂに供給される。

従つて、DC―DCコンバータ回路３は動作を開
始し、第２図イに示した如く主放電コンデンサの
充電が行なわれ、同時に比較器１４の出力端子１
４ｃが低レベル（以下、Ｌレベルと記載する）
に、比較器１１の出力端子１１ｃが高レベル（以
下、Ｈレベルと記載する）に保持される。主放電
コンデンサ４の充電が進み、時間t₁において出力
として使用できる状態にまで充電されるとネオン
管６が導通状態になされ、このネオン管６の導通
により抵抗７の両端に生じる降下電圧が比較器１
４の入力端子１４ａに供給される。抵抗７の降下
電圧は、電源１を抵抗１５，１６で分割して、も
う一方の入力端子１４ｂに供給されている電圧値
よりも高くなる如くに設定されているため、上述
した降下電圧の供給と同時に比較器１４は反転
し、即ち出力端子１４ｃがそれまでのＬレベルか
らＨレベルとなり、第２図ロに示した如くコンデ
ンサ１３の充電が開始される。

一方、主コンデンサ４の充電は上記の如くの動
作が行なわれている過程においても第２図イの如
く進み、つぎの段階として時間t₂において、主放
電コンデンサ４の充電電圧と共に上昇する抵抗
８、可変抵抗９で設定された分割電圧がトランジ
スタ１０を導通させられる電圧値にまで達する
と、トランジスタ１０を導通状態になす。トラン
ジスタ１０が導通状態になると、図中のＡ点１１
ｃの電位レベルがそれまでのＨレベルからＬレベ
ルに反転することになり、給電線Ｌを介してDC
―DCコンバータ回路３内の例えば図示していな
い発振トランジスタのベースに上記Ｈレベルから
Ｌレベルへの変化を電気信号として印加すること
により、DC―DCコンバータ回路３の動作を停止
できることになる。

このDC―DCコンバータ回路３の動作停止手段
は、従来周知の手段を使用すればよいことは言う
までもない。DC―DCコンバータ回路３の動作が
停止すると、それまで充電されていた主放電コン
デンサ４は自己放電等によりその充電電圧が第２
図イのt₂以後に示す如く徐々に低下していく、そ
して時間t₃において抵抗８、可変抵抗９による分
割電圧がトランジスタ１０の導通を維持できなく
なるまで低下すると、当然、トランジスタ１０が
非導通状態になり、Ａ点の電位は再び比較器１１
によりＨレベルに反転し、例えば先に述べた回路
３内の発振トランジスタのベース電位が元の状態
に復帰せしめられる。

すなわち、Ａ点の電位がＨレベルになると、
DC―DCコンバータ回路３は再び動作を開始し、
第２図イのt₃以後に示すごとく主放電コンデンサ
４の充電が再開されることになり、抵抗８、可変
抵抗９による分割電圧を再びトランジスタ１０を
導通するべく上昇し、以降上記如くのトランジス
タ１０の導通、非導通が繰り返される如く動作
し、、主放電コンデンサ４の充電電圧は所定幅を
有して変動することになる。

一方、比較器１４によるコンデンサ１３の充電
は、上記の如くDC―DCコンバータ回路３が動作
を停止、再開し、主放電コンデンサ４の充電電圧
が変動してもネオン管６は導通状態に維持されて
いるため、即ち比較器１４の入力端子１４ａには
先に述べた如く抵抗７の降下電圧が供給されつづ
けているために引続き行なわれている。

第２図ロに示した如く、コンデンサ１３の充電
が進むにつれ、図中Ｂ点の電位が上昇してゆくこ
とはいうまでもなく、所定時間の時間後t₄には電
源１の電圧を抵抗１５，１６で分割した電圧を越
えることになる。

このため、上記したＢ点の電位および分割電圧
を入力とする比較器１１は、その出力端子１１ｃ
がそれまでのＨレベルからＬレベルに反転せしめ
られる。比較器１１の出力端子１１ｃがＨレベル
からＬレベルに反転するということは、先に述べ
たＡ点、即ち給電線Ｌを介して例えばDC―DCコ
ンバータ回路内の発振トランジスタと接続される
点がＬレベルになるということであり、前述した
場合と同様にDC―DCコンバータ回路３の動作が
比較器１１の出力反転により停止せしめられる。
しかし、先の場合とは異なり、Ａ点が比較器１１
の動作即ちコンデンサ１３の充電電位によつて反
転せしめられており、上記停止期間は主放電コン
デンサ４がわずかに放電すると即座に発振を開始
する先のトランジスタ１０によるＡ点の電位変化
による場合とは違い、基本的にはコンデンサ１３
の充電電圧が比較器１１を再び反転せしめる電圧
値に降下するまで維持されることになる。

図示した実施例においては、上記コンデンサ１
３の充電電荷が比較器１４の反転動作により、放
出される如くに構成し、比較器１１が反転できる
電圧値を得ている。

即ち、比較器１４は入力端子１４ａ，１４ｂに
供給されている電圧値の関係により、出力端子１
４ｃにＨレベルの信号を出力しているわけである
が、DC―DCコンバータ回路３の動作が停止する
というまでもなく、主放電コンデンサ４の充電電
荷が自然放電し、その端子電圧が下降し、ついに
は時間t₅において主放電コンデンサ４の端子電圧
がネオン管６を導通維持せしめる電位よりも低く
なり、従つてネオン管６は非導通状態となりそれ
まで比較器１４の入力端子１４ａに供給されてい
た抵抗７の降下電圧が零になる。このため、それ
までＨレベルであつた比較器１４の出力端子１４
ｃはＬレベルに反転し、その結果コンデンサ１３
の充電電荷は瞬時に放電されてしまいＢ点の電位
が零となり、いうまでもなく比較器１１は再び反
転し、出力端子１１ｃ即ちＡ点はＨレベルとな
る。

なお、Ａ点がＨレベルになれば、それまで停止
していたDC―DCコンバータ回路３の動作が再開
され、第２図イの如く時間t₅から主放電コンデン
サ４の充電が開始されることはいうまでもなく、
また主放電コンデンサ４の充電により時間t₆にお
いてネオン管６が導通状態になれば、第２図ロの
如くコンデンサ１３の充電も再び開始される。

なお、時間t₅におけるネオン管６の非導通にな
るレベルは、先に述べる時間t₁における導通レベ
ルＸよりも低く、時間t₅とt₆の間にわずかな時間
が存在するが、これはネオン管６の有するヒステ
リシスによる影響であることはいうまでもない。
また、上述した如くのDC―DCコンバータ回路、
主放電コンデンサの動作過程において、主放電コ
ンデンサの充電電荷が使用される場合であるが、
第１図に図示した如くのままでもよいし、また図
示はしていないが、主放電コンデンサの充電電荷
の使用を検知し、ネオン管を非導通状態にし、コ
ンデンサ１３の電荷を放出する回路即ちリセツト
回路を付加してもよいことはいうまでもない。

さらに、主放電コンデンサの充電電圧の表示で
あるが、ネオン管６を表示素子として兼用しても
よいし、あるいは従来周知の如くDC―DCコンバ
ータ回路３内の主放電コンデンサ４と比例関係に
ある電圧を検出あるいはつくり出し、LED等の
表示素子で行なつてもよいことはいうまでもな
く、例えば比較器１４の入力端子１４ａに供給さ
れる電圧を、抵抗７を二つの抵抗の直列体に変更
して分割し、この分割電圧を上記DC―DCコンバ
ータ回路３内の電圧検出等にかわり使用すれば何
らの付加構成なく極めて簡単に主放電コンデンサ
４の充電状態表示のための電圧検知構成を得るこ
とができる。

第３図は本発明による電源回路の他の実施例を
示す部分電気回路図であり、第４図イ，ロは第３
図に示した実施例の動作を説明するために示した
主放電コンデンサ４およびコンデンサ１３の電圧
波形をそれぞれ示している。

第３図、第４図中、第１図、第２図と同図番同
符号のものは同一機能を有し、また第３図におい
ては第１図と同一部分は省略してある。この実施
例は第１図に示した実施例に加えてトランジスタ
１０と直列にダイオード１７および該ダイオード
１７の降下電圧により導通しコンデンサ１３の両
端を短絡状態にするコンデンサ１８が付加されて
いる。このため、DC―DCコンバータ回路３の制
御形態が次のように第１図示の実施例とは異なつ
ている。

まず、時間t₀における省略してある電源スイツ
チの閉成によりDC―DCコンバータ回路３が動作
して主放電コンデンサ４の充電が行なわれ、その
充電電圧の上昇によりネオン管６が時間t₁で導通
状態になり、比較器１４が反転してコンデンサ１
３の充電が開始され、さらに主放電コンデンサ４
の充電が進み、時間t₂にてトランジスタ１０が導
通状態になされるまでの動作は第４図イ，ロから
も明らかであるが第１図示の実施例と何ら変わり
はない。

しかし、トランジスタ１０が導通状態になると
第３図示の実施例においては、ダイオード１７が
直列に接続されているため、このダイオード１７
の両端に降下電圧が生じ、この電圧がトランジス
タ１８のベースーエミツタ間に供給される動作が
付加される。

従つて、トランジスタ１８もトランジスタ１０
の導通と同時に導通状態になされることになり、
その結果、第３図の回路をみれば明らかなように
それまで充電されていたコンデンサ１３の充電電
荷が、第４図ロの如く時間t₂においてこのトラン
ジスタ１８を介して放出されることになる。

一方、主放電コンデンサ４は、トランジスタ１
０が導通することによりDC―DCコンバータ回路
３の動作が停止するために自然放電し、第４図イ
の如くその充電電圧は下降してゆくが、先にも述
べたように時間t₃においてトランジスタ１０が非
導通状態となるため、充電が再開される。この
時、ダイオード１７の降下電圧はなくなるため、
トランジスタ１８が非導通状態になされ、コンデ
ンサ１３も第４図ロの如く、時間t₃から再び充電
が開始されることになる。

そしてこのような動作は、第４図イ，ロからも
明らかなように、主放電コンデンサ４の充電電圧
がトランジスタ１０の導通レベルにまで充電され
る毎に繰り返されることはいうまでもない。

また、上記如くの動作が繰り返されている途中
において、例えば省略した電源１が消耗し、第４
図イの間t₇以降の如く主放電コンデンサ４をトラ
ンジスタ１０を導通せしめる充電電圧値まで充電
できないようになると、トランジスタ１８も導通
状態になることがないため、コンデンサ１３が第
４図ロの如く、時間t₇からは充電が継続して行な
われることになる。

従つて、このコンデンサ１３の充電が継続され
る場合には、先にも述べたように時間t₈におい
て、比較器１１の出力が反転せしめられ、この時
点でDC―DCコンバータ回路３の動作即ち主放電
コンデンサ４の充電が停止せしめられる。このた
め主放電コンデンサ４は、自然放電を開始し、そ
の端子電圧は第４図イの時間t₈以降に示した如く
徐々に下降し、遂には時間t₉において、それまで
導通状態にあつたネオン管６を非導通状態にな
す。ネオン管６が非導通状態になると、先に述べ
たように比較器１１の出力が反転するめ、再び
DC―DCコンバータ回路は動作を開始し即ち第４
図イに示した如く時間t₉以降は主放電コンデンサ
４の充電が再開されることになる。

以上述べた如くこの第３図の実施例は、先の実
施例とは異なり電源の消耗度を考慮してDC―DC
コンバータ回路の発振動作と発振停止を可変でき
る如くなしたものである。

第５図は本発明による電源回路のさらに他の実
施例を示し、第１図、第３図と同図番のものも同
一機能を有し、１９，２０，２１は抵抗、２２，
２３はトランジスタをそれぞれ示している。第６
図イ，ロは第５図に示した実施例を説明するため
の電圧波形を示し、それぞれ主放電コンデンサ
４、コンデンサ１３の波形を示し、図中の第２図
と同符号は同一意味を有するものである。この第
６図の実施例は、先の二つの実施例とは異なり、
比較器１１の出力端子に接続されるトランジスタ
１０を有しておらず、トランジスタ１０と同様の
動作である主放電コンデンサ４の充電電圧を分割
する抵抗８、可変抵抗９に生じる分割電圧によつ
て動作制御されるトランジスタ２２および抵抗１
９，２０，２１、トランジスタ２３を有してい
る。

このため、この実施例における主放電コンデン
サ４の制御形態は以下のようになる。

第６図イ，ロからも明らかであるが、省略した
電源スイツチの閉成時点t₀から充電の完了と定め
た抵抗８、可変抵抗９による分割電圧によりトラ
ンジスタ２２が導通せしめられる時点t₂までの動
作は第１図、第３図に示した実施例と何ら変わり
はない。

時間t₂においてトランジスタ２２が導通状態に
なると、抵抗１９，２１、トランジスタ２２を介
して電流が流れ、抵抗１９に生じる降下電圧でト
ランジスタ２３が導通状態になされる。

ここで、抵抗１２の抵抗値R₁₂と抵抗２０の抵
抗値R₂₀との関係をR₁₂≫R₂₀なる関係にしておく
と、上記トランジスタ２３の導通によりそれまで
R₁₂・C₁（C₁₃はコンデンサ１３の容量値）なる
時定数で第６図ロの時間t₀〜t₂の如くに充電され
ていたコンデンサ１３が今度はR₂₀・C₁₃なる時定
数で充電されることになり、その状態は第６図ロ
の如く時間t₂以降の時定数R₂₀・C₁₃による充電特
性は、時間t₁からt₂までの充電特性に比べて急峻
なことはいうまでもなく、時間t₁₀で比較器１１
の反転レベルに達し、この時点でDC―DCコンバ
ータ回路の動作が停止して主放電コンデンサ４の
充電が停止され、自然放電が開始される。

主放電コンデンサ４の自然放電が進むと、時間
t₁₁においてトランジスタ２２の導通を維持でき
なくなり、トランジスタ２２は非導通となり、も
ちろんトランジスタ２３も非導通状態になされ
る。このため、それまで時定数R₂₀・C₁₃により充
電されていたコンデンサ１３は第６図ロに示した
如く時間t₁₁以降再びR₁₂，C₁₃の時定数により充
電されることになる。

そして、主放電コンデンサ４の自然放電がさら
に続き、ついに時間t₁₂において、ネオン管６の
導通を維持できなくなると、先にも述べたように
比較器１４が反転することになり、第６図ロの如
くコンデンサ１３の充電電荷は瞬時に放出されて
しまう。このため、比較器１１は再び反転し、元
の状態に復帰即ちDC―DCコンバータ回路が動作
を開始し、主コンデンサ４の充電が再開される。

以上の如くの動作が第５図に示した実施例にお
いては繰り返されるわけであるが、例えば電源１
が消耗し、主放電コンデンサ４の充電電圧値がト
ランジスタ２２を導通せしめる値まで上昇しない
場合には、トランジスタ２３も当然導通すること
なく、従つて、コンデンサ１３がネオン管６の導
通時t₁₃からR₁₂・C₁₃の時定数で充電され続ける
ことになる。このため、この場合における主放電
コンデンサ４の充電は、ここのコンデンサ１３の
時定数R₁₂・C₁₃による充電が比較器１１の反転レ
ベルに達すると停止せしめられ、自然放電により
ネオン管６が非導通になると再開される如くの動
作即ち抵抗１２とコンデンサ１３の時定数によつ
てその動作は制御されることになる。

なお、第１図に示した実施例においては、電源
消耗した場合の動作について説明しなかつたが、
第３図、第５図の実施例と同様即ち電源１が消耗
し充電完了にあたる電圧値まで充電されなけれ
ば、コンデンサ１３と抵抗１２の時定数によつて
DC―DCコンバータ回路３の動作が制御されるこ
とは明らかである。

以上述べたように、本発明の写真用ストロボ装
置の電源回路は、主放電コンデンサの高い電圧ま
での充電後、短い周期でDC―DCコンバータ回路
の発振断続を繰返すだけでなく、主放電コンデン
サの充電電圧が高い電圧とそれより低い電圧との
間での発振断続において、長い発振停止期間を設
けたので、従来のものに比べて電源浪費は非常に
少ない。

従つて、本発明の伝源回路を使用した写真用ス
トロボ装置は、電源電池の寿命が延びるので、閃
光放電管の発光回数も同容量の電池を使用した場
合、従来のストロボ装置よりも数多く発光でき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による一実施例の電源回路を示
す回路図、第２図イ，ロは第１図に図示した回路
構成の動作状態を説明するために取り出したコン
デンサの充電電圧波形図、第３図は本発明による
電源回路の他の実施例を示す電気回路図、第４図
イ，ロは第３図に示した実施例の動作状態を説明
するために示したコンデンサの電圧波形図、第５
図は本発明の他の実施例の電源回路図、第６図
イ，ロは第５図で示した実施例にもとづくコンデ
ンサの電圧波形図である。 １……直流低圧電源、２……電源スイツチ、３
……DC―DCコンバータ回路、４……主放電コン
デンサ、５，７，８，１２，１５，１６，１９，
２０，２１……抵抗、９……可変抵抗、６……ネ
オン管、１０，１８，２２，２３……トランジス
タ、１１，１４……比較器、１３……コンデン
サ、１７……ダイオード。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 低圧電源と、前記低圧電源の電圧を昇圧する
   DC―DCコンバータ回路の出力により充電される
   主放電コンデンサの充電電荷で閃光放電管が発光
   する写真用ストロボ装置の電源回路であつて、前
   記主放電コンデンサの第１の充電電圧を検知し第
   １の出力信号を発生する第１の電圧検出回路と、
   前記主放電コンデンサの前記第１の充電電圧より
   高い第２の充電電圧を検知して第２の出力信号を
   発生し、前記DC―DCコンバータ回路の発振動作
   を停止させる第２の電圧検出回路と、計時用コン
   デンサを有し、前記第１の出力信号の発生に基づ
   いて計時動作する計時回路と、前記計時用コンデ
   ンサの充電電圧の所定値を検知し、前記DC―DC
   コンバータ回路の発振動作を停止させる第３の電
   圧検出回路と、前記第１の電圧検出回路に接続さ
   れ、前記第１の出力信号の発生がないとき前記計
   時用コンデンサを短絡するスイツチとを備えた写
   真用ストロボ装置の電源回路。 ２ 低圧電源と、前記低圧電源の電圧を昇圧する
   DC―DCコンバータ回路の出力により充電される
   主放電コンデンサの充電電荷で閃光放電管が発光
   する写真用ストロボ装置の電源回路であつて、前
   記主放電コンデンサの第１の充電電圧を検知し第
   １の出力信号を発生する第１の電圧検出回路と、
   前記主放電コンデンサの前記第１の充電電圧より
   高い第２の充電電圧を検知して第２の出力信号を
   発生し、前記DC―DCコンバータ回路の発振動作
   を停止させる第２の電圧検出回路と、計時用コン
   デンサを有し、前記第１の出力信号の発生に基づ
   いて計時動作する計時回路と、前記計時用コンデ
   ンサの充電電圧の所定値を検知し、前記DC―DC
   コンバータ回路の発振動作を停止させる第３の電
   圧検出回路と、前記第２の出力信号により導通せ
   しめられ、前記計時用コンデンサの充電電荷を放
   出させる第１のスイツチ回路と、前記第１の電圧
   検出回路に接続され、前記第１の出力信号の発生
   がないとき前記計時用コンデンサを短絡する第２
   のスイツチ回路とを備えた写真用ストロボ装置の
   電源回路。 ３ 低圧電源と、前記低圧電源の電圧を昇圧する
   DC―DCコンバータ回路の出力により充電される
   主放電コンデンサの充電電荷で閃光放電管が発光
   する写真用ストロボ装置の電源回路であつて、前
   記主放電コンデンサの第１の充電電圧を検知し第
   １の出力信号を発生する第１の電圧検出回路と、
   計時用コンデンサを前記第１の出力信号に基づい
   て動作し前記計時用コンデンサを第１の充電時定
   数で充電させる第１の充電回路と、前記主放電コ
   ンデンサの第１の充電電圧より高い第２の充電電
   圧を検知して第２の出力信号を発生する第２の電
   圧検出回路と、前記第２の出力信号により動作し
   前記第１の充電回路による前記計時用コンデンサ
   の充電を停止させ、前記第１の充電時定数よりも
   小さい第２の充電時定数で前記計時用コンデンサ
   を充電する第２の充電回路と、前記計時用コンデ
   ンサの充電電圧の所定値を検知し、前記DC―DC
   コンバータ回路の発振動作を停止させる第３の電
   圧検出回路と、前記第１の電圧検出回路に接続さ
   れ、前記第１の出力信号の発生がないとき前記計
   時用コンデンサを短絡するスイツチとを備えた写
   真用ストロボ装置の電源回路。