JPS62120130A

JPS62120130A - 通信装置

Info

Publication number: JPS62120130A
Application number: JP25850185A
Authority: JP
Inventors: Akira Masuda; 章増田
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1985-11-20
Filing date: 1985-11-20
Publication date: 1987-06-01

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔技術分野〕本発明は通信装置に関する。

〔背景技術〕

この通信装置はＦＭ変調および復調回路等を備えており
、その処理信号の周波数は８２０ＭＨｚ〜８５０ＭＨｚ
と高く、さらに通信範囲を広くとるためにかなうの送信
パワーが必要とされる。通信機の一例としては、「変復
調回路の考え方」（昭和５８．１．３０第−版第５刷発
行、オーム社。

Ｐ１２８）に示されるものがある。

本願発明者は、上記通信装置用モジュールの開発にあた
シ種々検討全行なった。その検討事項の中でも、本発明
は送信機の送信出力自動制御（Ａｕ−ｔｏｍａｔｉｃ　
Ｐｏｗｅｒ　Ｃｏｎｔｒｏｌ：以下その頭文字をとって
ＡＰＣともいう）機構に着目してなされたものであるの
で、以下その動作機構と本願発明者によって見出された
問題につき説明する。

ＡＰＣとは通話距離の長短や、通信環境（状態）により
て、必要とされる送信パワーが異なることに着目して、
例えば距離が犬のときには送信パワーを犬となし短いと
きには小として、最適の出力パワーになるように自動的
に調整する機構である。

ＡＰＣ機構の一例の概要は次のとおりである。

すなわち、まず相手側から発振された信号を受信し、そ
の受信器の、中間周波増幅器（ＩＦＡＭＰ）の電界強度
全検出する。その電界強度の大小で通話者間の距離（あ
るいは通話状態）全判定し、その検出信号全今度は送信
機のパワーコントロール回路へ制御信号としてフィード
バックすることによってＡＰＣ信号全発生させ、この信
号でパワーアンプのゲイン調整を行い送信パワー全最適
化するものである。本願発明者は、まず通信装置の高速
性を考慮して、それをバイポーラトランジスタで構成す
ることを検討した。ところが、この回路方式では、ベー
ス電流による制御電流の増大といった問題や、また入力
インピーダンスが低いので、ベースバイアスを用いたＡ
ＰＣ方式では低舐抗を使用するため高周波入力信号が漏
洩し入力レベルが低下する等の問題点があることが本発
明者の検討によシ明らかにされた。

そこで、本発明者はバイポーラトランジスタに代えて高
周波パワーＭＯ８ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）にて
上記通信機を構成することを検討した。Ｍ　ＯＳ　Ｆ　
Ｅ　Ｔによれば、ゲート電圧を可変して上記ＡＰＣ動作
を行わしめることができるので、電力制御回路の回路構
成全簡単にすることができる。しかも電力利得が大きい
ため小入力レベルで高出力全得ることができる等の利点
を有している。更に電圧制御素子のためＡＰＣバイアス
回路に高抵抗を用いられるため入力信号の漏洩が少なく
、またＡＰＣ回路が低消費電力で節電効果があることも
明らかにされた。

以上の経過金経て本願出願人等はパワーＭＯ３ＦＥＴ高
周波モジュール開発に着手したのであるが、その開発過
程でＡＰＣ動作動作層波数−利得偏差が太きくＡＰＣ回
路のループゲイン設定が困難であるといり重要な問題点
に気づいた。′ｆなわち送信機においてアンプは多段構
成とするのが一般的である。パワーアンプ一段で出力全
得ようとすると、そのアンプのゲインや耐圧全極めて大
としなければならずＩＣ化した時のトランジスタサイズ
が大となシ、又特殊デバイス構造が必要となるからであ
る。

この多段のアンプ、すなわちＭＯＳＦＥＴのゲートのそ
れぞれにＡＰＣ電圧全印加してアンプの利得調整がなさ
れるのであるが、本願発明者の検討によるとＭＯＳＦＥ
Ｔの入力容量Ｃｉ　ｓｓは、入力容量として回路動作に
影響を及ぼすものであるが上記Ｃ１５ｓは第７図の実線
及び仮想線に示すようにゲート電圧ＶＣＳによって変化
する傾向にある入力容量Ｃ１５ｓが変化するということ
は、そのＭＯＳＦＥＴの周波数特性（通過する信号の周
波数と利得との関係）が変化すること全意味する、多段
ＭＯ３ＦＥＴのゲートに同じＡＰＣ電圧金印加すると各
ＭＯ３ＦＥＴのＣ１５ｓが上記の同じ変化を示し、その
結果送信アンプ全体の周波数特性が大幅に変化してしま
い、これに起因して出力電力Ｐｏｕ　ｔが第８図に示す
ように大幅に変化してしまうことが判明した。また、上
記周波数特性の変化によって、入力定在波比ＶＳＷＲも
同図に示すように変化することに気づいた。

上記現象は、低出力時（出力電力数十ｍＷ〜数百ｍＷ時
）において、特に顕著に表われることに気づいた。また
、電力制御回路は複数の増幅段、例えば２段の増幅器に
よって構成したのであるが、両者に同時に制御電圧全供
給したとき、上記のような不所望な特性変化が特に顕著
に表われることに気づいた。

第８図に示さる如く周波数−利得偏差が３５’ｄＢもあ
ると、１つの通話がおわってひきつづいて、別の通話を
するべく送信チャンネルを切替えた瞬間に相手方に音声
が異常に大きく伝わってしまうという問題がアリ、この
偏差が大きいほどその利得変化をもとにもどすＡＰＣ動
作に時間を要するのである。相手の送信信号全受信して
からＡＰＣ動作によって適正な送信パワーに調整し送信
可能とするまでの時間は、業界規格によれば２ｍ５ｅｃ
と極めて短いので上述した如く周波数−利得偏差が大き
いとこの規格全溝すことがむずかしい。この規格を満す
べくＡｒｃルーズのゲインをあげると今度は微妙な送信
出力変動によってｋＡＰｃが働きかえって音量の変化が
はげしくなりききすらくなるというもんだいがありその
ループゲインの設定がむずかしいのである。

本発明は上記問題点にかんがみてなされたものである。

そこで、上記問題点全解決すべく更に検討を重ね、複数
の増幅器に個別に制御電圧全供給するとともに、初段の
増幅器に供給される制御電圧を可変すれば、ＣＬｓｓの
変化位置がずれることになり、上記問題点全解消し得る
ことに気づいた。

また、ＭＯＳＦＥＴにはエンハンスメント型どディスブ
レクション型とがあるが、両者におけるＣ１５ｓの特性
は異っていることに着目し、両者全併用することにより
上記問題点を解消し得ることにも気づき、本発明を提案
するに至った。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、周波数特性の偏差が少なく、安定した
電力制御を行ない得る通信装置全提供することにある。

本発明の上記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本
明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

〔発明の概要〕

本発明の代表的なものの概要を簡単に述べれば、下記の
とおりである。

すなわち、電力制御回路を構成する複数の増幅器をエン
ハンスメント型電界効果トランジスタとディプレッショ
ン型電界効果トランジスタとで構成し、両者に利得制御
を行うための制御電圧全共通に供給して利得制御を行う
とともに、入力ゲート容量Ｃ１５ｓの変化位置をずらす
ことにより周波数特性の偏差全低減せしめ、ＡＰＣルー
プゲインの設定全容易にするとともに業界規格内にＡ　
Ｐ　Ｃ動作全完了させることを可能にするという本発明
の目的を達成するものである。

〔実施例−１〕以下、第１図〜第６図全参照して本発明で適用した電力
制御回路の第１実施例全説明する。なお、第１図はセル
ラー通信機の回路構成を示すブロックダイアグラム、第
２図はモジュール化されたパワーアンプ及び電力制御回
路の回路図、第３図から第６図は回路動作金示す特性図
である。

本実施例の特徴は、電力制御回路をパワーＭＯ８ＦＥＴ
からなる２段の増幅器により構成するとともに、初段の
増幅器にレベル可変の制御信号を供給して電力制御を安
定に行うように構成したことにある。

本発明の理解全容易にするため、第１図について全体の
回路動作を説明する。

１はアンテナであり、受信時には受信アンテナ、送信時
には送信アンテナとして機能する。２は分波器である。

Ｉは受信部、■は送信部の回路ブロックである。

先ず、受信時の回路動作から説明すると、バンドパスフ
ィルタ３は周波数８７０ＭＨｚ〜８９０Ｍ　Ｈｚの受信
信号以外を除去するものである。４は高周波増幅器でち
り、５はミキサー回路である。

６は局部発信回路であシ、周波数９１５ＭＨｚ〜９３５
ＭＨｚのローカル信号ｆｌｔ−ミキサー回路５に供給す
る。

７は中間周波増幅回路であり、中間周波数は４５ＭＨｚ
になされている。中間周波信号はＦＭ復調回路８に供給
され、次段の低周波増幅器（図示せず）に供給される。

９は感度計であシ、電界強度全表示するものである。そ
して電界強度に対応した出力信号■は後述する電力制御
回路１４に利得全制御する制御信号として供給される。

次に、送信部■の回路動作全説明する。

１１は変調回路であシ、入力信号Ｖｉｎとして送信者の
音声信号が供給される。１２は発振器であシ、搬送周波
数８２５　ＭＨｚ　〜８４５　ＭＨｚの送信信号全発生
する。この送信信号は入力信号Ｖｉｎ　ｔパルス変調し
たものである。

１３は緩衝増幅器であって、±０．５ｄＢ程度の増幅誤
差を有しているが、後述する電力制御回路１４によって
上記誤差の補正が行われる。

電力制御回路１４は第２図に示すように１シ−ル化され
ていて、上記電界強度に対応した信号Ｖによって出力電
力Ｐｏｕｔの制御全行うものである。１５はバンドパス
フィルタであり、送信信号帯域以外の不要スペクトラム
を除去する。１６は電力増幅器であり、所望の出力電力
を得るものである。

次に本発明が適用された電力制御回路１４の回路動作を
説明する。

Ｔ１には緩衝増幅器１３の出力信号Ｖｏが供給され、Ｔ
２には上記信号Ｖが制御信号として供給される。２１〜
２８は当業者間においてマイクロストリップラインと呼
ばれている分布回路であり、所望の周波数特性を得るた
めに設けられている。

Ｑｌ　、Ｑ２はパワーＭ　ＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔであり、本
実施例においては両者ともＮチャネルが使用されている
。またＱ、　、　　Ｑ２はエンハンスメント型、ディス
プレッション型の何れであってもよいが、本実施例では
Ｑ＋　、Ｑ２とも何れか一方、例えばエンハンスメント
型が使用されているものとする。

コンデンサＣ□〜Ｃ１゜のうち、ｃｌ、　　Ｃｉ’ｔ　
Ｃ。

は結合コンデンサであり、Ｃ２、Ｃｏ　、　　Ｃｔ。は
周波数特性全調整するものである６またＣ、、Ｃ４゜Ｃ
７，Ｃ，はバイアス電圧の安定化を行うものである。

ここで注目すべきは、初段の増幅器となるパワーＭＯ３
ＦＥＴＱｔのバイアス電圧が可変され、２段目の増幅器
となるパワーＭＯ８ＦＥＴＱ２のバイアス電圧が電圧Ｖ
１によって固定されていることである。

すなわち、比較器３１は上記信号■と出力信号Ｖａとの
比較出力ｖｂを得る。

比較出力ｖｂは、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ４を介してＸ点の
電圧レベルを決定するが、その電圧レベルは信号Ｖの電
圧レベル、換言′ｆ′ネば電界強度に対応して変化する
。そしてＸ点の電圧は、上記のように電界強度に対応し
て変化するのであるからパワーＭＯ３ＦＥＴＱｘのゲー
ト電圧Ｖｇｓが電界強度に対応して変化することになり
、初段増幅器の利得制御が行われる。

一方、パワーＭＯ８ＦＥＴＱ２のゲート電圧は電圧ｖ１
によって所定の電圧レベ／Ｉ−〈固定される。

なお、抵抗Ｒ５、Ｒａ　、　　Ｒｔは上記抵抗Ｒ２〜Ｒ
４と同様の働きをするものである。

上記回路動作が行われると、パワーＭＯ３ＦＥＴＱｔの
ゲート・ソース間容量Ｃ１５ｓは電界強度、換言すれば
比較出力ｖｂの電圧レベルによって変化するが、パワー
ＭＯ８ＦＥＴＱ２のゲー１−・ソース間容量Ｃ１５ｓは
一定である。従って、電圧■、全比較出力ｖｂの変化範
囲からずらした電圧レベルに設定すれば、両者のＣ１５
ｓの変化位置の一致を防止できる。

この結果、電力制御回路１４全体の容量変化が大になら
ず、電力制御の安定化が行われる。

第３図は電源Ｖｄｄが１３．７ｖ、？［圧Ｖｔ　ｋ４．
１５ｖに固定し、バ’７−Ｍ０ＳＦＥＴＱｔに−２，４
１Ｖのゲート電圧全印加したと−きの特性金示すもので
あり、上記第８図との比較で明らかなように゛利得の偏
差が３５ｄＢから１０．ｄＢ程度に低減されている。ま
た、ＶＳＷＲの誤差も大幅に低減されている。

第４図は、電圧Ｖ、　全３．５■に固定し、パワーＭ○
５ＦＥＴＱｔに一２■のゲート電圧を印加したときの特
性を示すものであり、この場合は利得の誤差が１３．６
ｄＢに低減され、ＶＳＷＲも低減されていることがしめ
されている。

また、パワーアンプ１６に供給されるバッファアンプ出
力信号Ｖｏ変動全入力電力Ｐｉｎに換算してみると、第
５図に示すようにパワーアンプ入力電力３５　ｍＷ〜４
５　ｍＷに対応し、Ｑ、、Ｑ２に同じ制御電圧全印加し
た場合、出力信号Ｖａの誤差は１８ｄＢ程度になる。

次Ｋ、Ｗ圧Ｖ　ｔ　ｋ　４．１５Ｖに固定し、パワーＭ
Ｏ３ＦＥＴＱ＋　ｏゲートを圧ｔ−５Ｖから５■に可変
せしめ、入力電力Ｐｉｎ’ｉ３５ｍＷから４５ｍＷに変
化せしめると、第６図に示すように出力信号Ｖａの誤差
は８．４ｄＢ以内にすることができた。

以上のように、本発明全適用した電力制御回路１４によ
れば、利得の変動を低減できるので、セルラー通信機の
出力電力全安定化すること）；できる。

〔実施例−２〕次に、本発明の第２実施例？説明する。

なお、本実施例はパワーＭ　ＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　Ｑｌ、
　Ｑ２にエンハンスメン）ｍ、！：　ディスプレッショ
ン型ト金用い念ものである。そして電圧Ｖ、は除去し、
これに代えて比較出力ｙｂが点線に示すように両者に共
通に供給される。この相違点全のぞけば回路構成は第２
図に示すものと何等変るところがない。したがって本実
施例では上記第２図全援用するものとする。

既述のように、エンハンスメント型ＭＯ３ＦＥＴとディ
スプレッション型ＭＯ８ＦＥＴとは、ゲ−）・ソース間
容量Ｃ１５ｓ　　が変化するゲート・ソース間電圧がこ
となっている。

したがって、上記パワーＭＯ８ＦＥＴＱ１に代えて例ｔ
ばエンハンスメント型ＭＯ８ＦＥＴｅ採用し、上記パワ
ーＭＯ３ＦＥＴＱ２に代えてディスプレッション型ＭＯ
３ＦＥＴｋ採用すれば、両者のＣ１５ｓ　　が同一のＶ
ｇｓで表れることがない。

この結果、電力制御回路１４の容量が恰も上記のように
比較出力ｖｂによって可変された場合と同様に低減する
ことになる。

そして、上記第１実施例の場合と同様の回路動作が行わ
れ、上記のような利得の改善、ＶＳＷＲの改善が行われ
る。

〔効果〕

（１）電力制御回路の複数の増幅段全パワーＭＯ８ＦＥ
Ｔによって構成し、初段パワーＭＯＲＦＥＴのゲート電
圧を可変せしめて両者のゲート・ソース間容量の変化位
置をずらすことにより、上記電力制御回路全体の容量変
化上手にすることができ・高周波信号の出力電力の偏差
を低減する、という効果が得られる。

（２）上記（１）により、定在波比ＶＳＷＲの誤差金低
減する、という効果が得られる。

（３）複数の増幅段を構成するパワーＭＯＳＦＥＴをゲ
ート・ソース問答Ｍ：Ｃｉ　ｓ　ｓ　の特性が異なるエ
ンハンスメントＷＭＯ８ＦＥＴとディスプレッション型
Ｍ　ＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔとによって構成することにより、
制御電圧が同一であっても上記Ｃ１５ｓ　　の変化位置
を変化せしめることができ、出力電力の誤差全低減する
、という効果が得られる。

（４）上記（１）（３１にヨシ、パ’７−　Ｍ　ＯＳ　
Ｆ　Ｅ　Ｔ　を電圧駆動することができ、消費電力全低
減する、という効果が得られる。

（５）上記（４）により、回路構成を簡単にすることが
できる。

以上に、本発明者によってなされた発明全実施例にもと
づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定さ
れるものではなく、その要旨全逸脱しない範囲で種々変
形可能であることはいうまでもない。例えば、第２図に
示す点線回路全除去して、第１実施例と同様に比較出力
ＶＢｔ印加するように構成してもよい。

また、信号Ｖは送信時において受信時の電圧レベルを保
持するように保持回路を設けてでもよい〔利用分野〕以上の説明では、主として本発明者によってなされた発
明をその背景となった利用分野であるセルラー通信機に
適用した場合について説明したが、それに限定されるも
のではり＜、他の回路構成の通信機に利用することがで
きる。

更に、利得制御を必要とする各種の電子機器に利用する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力制御回路の応用例を示すセルラー
通信機のブロックダイアグラム、第２図は本発明の第１
実施例及び第２実施例を示す電力制御回路の回路図、第３図及び第４図は上記電力制御回路の利得の改善？示
す周波数特性図、第５図及び第６図は上記電力制御回路の入力電力対出力
電力の特性図、第７図は本発明に先立って検討されたＭ　ＯＳ　ＦＥＴ
の容量変化を示す特性図、第８図は本発明にさきだって検討された電力制御回路の
周波数特性図全示す。１４・・・電力制御回路、３１・・・比較器、Ｑ、、Ｑ
２・・・バフ−ＭＯ３ＦＥＴ、Ｖｂ・・・比較出力、■
、・・・電圧、Ｖａ・・・出力信号、２１〜２８・・・
マイクロストリップライン、■・・・受信部、■・・・
送信部。第　　　３　　図ｆｒａｑｅ７ＬＣｙ　　（Ｍｌ”ｆＺ）第　　４　図ｒｒｅ？ＡｅｎＣＺ　　　（Ｍが２）第　　　５　　図履ｐｃｉ−２ＣＶ少第　　６　　図し／シｂｐｃｙ　　　　　　　　　　　ＣＶ）第　　　
８　　図

Claims

【特許請求の範囲】

１、絶縁ゲート型電界効果トランジスタを複数個多段接
続してなる増幅器を有する通信装置であって、上記多段
接続された絶縁ゲート型電界効果トランジスタは、エン
ハンスメント型およびディプレッション型を含んでなる
ことを特徴とする通信装置。