JPS6253009A - 通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔技術分野〕 本発明は通信装置に関する。

〔背景技術〕

現在、自動車電話として車載用通信装置が多用されつつ
ある、 この通信装置はＦＭ変調および？Ｊ２詞回路等を備えて
おり、その処理信号の周波数は８２０ＭＨｚ〜８５０Ｍ
Ｈｚと高く、さらに通信範囲を広くとるためにかなりの
送信パワー妙１必要とされる。通信機の一例としては「
変復ｖＩ４回路の考え方」（昭和５８．１．３０第−版
第５刷発行、オーム社、Ｐ、１２８）Ｋ示されるものが
ある。

本顯発明者は、上記通信装置用モジュールの開発にあた
り程々検討を行なった、その検討事項の中でも、本発明
は送信機の送信出力自動制御（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｐ
ｏｗｅｒ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　　：以下その頭文字をとっ
てＡＰＣともいう）機構に着目してなされたものである
ので、以下その動作機構と本窮発明者によって見出され
た問題につき説明する、ＡＰＣとは通話距離の長短や、
通４３環境（状態）によって、必要とされろ送信パワー
が異なること圧着目して、例えば距離が大のときには送
信パワーを大となし短いときには小として、最適の出力
パワーになるように自動的Ｔｌｃ調整する機構である。

ＡＰＣ機栴の一例の概要は次のとおりである。

すなわち、まず相手側から発振された信号を受信し、そ
の受信器の中間周波増幅器（ＩＦＡＭＰ）の電界強度を
検出する。その電界強度の大小で通話者間の距離（ある
いは通話状態）を判定し。

その検出信号を今度は送信機のパワーコントロール回路
へ制御信号としてフィードバックすることにょってＡＰ
Ｃ信号を発生させ、この信号でパワーアンプのゲインｙ
４１ｉを行い送信パワーを最適化するものである、本願
発明者は、まず通信装置の高速性を考慮して、それをバ
イポーラトランジスタで構成することを検討した。とこ
ろがこの回路方式では、ペース電流による制御電流の増
大といった問題や、また入力インピーダンスが低いので
、ベースバイアスを用いたＡＰＣ方式では低抵抗を使用
するため高周波入力信号が漏洩し入力レベルが低下する
等の問題点があることが本発明者の検討により明らかに
された。

そこで、本発明者はバイポーラトランジスタに代えて高
周波パフ−ＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）にて
上記通信機を構成することを検討した。ＭＯＳＦＥＴに
よれば、ゲート電圧を可変して上記ＡＰＣ動作を行わし
めることができるので、電力制御回路の回路構成を簡単
にすることができる。しかも電力利得が太きいため小入
力レベルで高出力を得ることができる等の利点を有して
いる、更に、電圧制御素子のためＡＰＣバイアス回路に
高抵抗を用いられろため入力信号の漏洩が少なく、また
ＡＰＣ回路が低消費電力で節電効果があることも明らか
にされた。

以上の経過を経て本願出願人等はパワーＭＯ３ＦＥＴ高
周波モジュール開発に着手したのであるが、その開発過
程でＡＰＣ動作時の周波数−利得偏差が太きくＡＰＣ回
路のループゲイン設定が困難であるという重要な問題点
に気づいた、すなわち送信機においてアンプは多段構成
とするのが一般的である。パワーアンプ一段で出力ヲ得
ようとすると、そのアンプのゲインＪり耐圧を極めて犬
としなければならずＩＣ化した時のトランジスタサイズ
が大となり又特殊デバイス構造が必要となるからである
、 この多段のアンプ、すなわちＭＯＳＦＥＴのゲートのそ
れぞれにＡＰＣ電圧を印加してアンプの利得調整がなさ
れるのであるが、本願発明者の検討によるとＭＯＳＦＥ
Ｔの入力容量　Ｃｉ　ｓ　ｓは、入力容量として回路動
作に影響を及ぼすものであるが、上記Ｃ１３，は第７図
の実線及び仮想線に示すようにゲート電圧ＶＯＳによっ
て変化する傾向にある、入力容ｆｉ　Ｃｉ　ｓ　ｓが変
化するということは、そのＭＯＳＦＥＴの周波数特性（
通過する信号の周波数と利得との関係）が変化すること
を意味する、多段ＭＯ８ＦＥＴのゲートて同じＡＰＣｔ
圧を印加すると各ｈｉＯ８ＦＥＴのＣ１５ｓが上記の同
じ変化を示しその結果送信アンプ全体の周波数特性が大
幅に変化してしまい、これに起因して出力電力Ｐｏｕｔ
が第８図に示すように大幅に変化してしまうことが判明
した。また、上記周波数特性の変化によって、入力定在
波比ＶＳＭＲも同図に示すｊうに変化することに気づい
た、 上記現象は、低出力時（出力電力数十ｍＷ〜数百ｍＷ時
）ＶＣおいて、特に顕著に表われることに気づいた、ま
た、電力制御回路は複数の増幅段、例えば２段の増幅器
によって構成したものであるが、両者に同時に制御電圧
を供給したとき、上記の、Ｌうな不所望な特性変化が特
に顕著に表われることに気づいた、 第８図に示される如く周波数−利得偏差が３５ｄＢもあ
ると、１つの通話がおわってひきつづいて、別の通話を
するべく送信チャンネルを切替えた瞬間に相手方に音声
が異常に大きく伝わってしまうという問題があり、この
偏差が大きいほどその利得変化をもとにもどすＡＰＣ動
作に時間を安するのである。相手の送信信号を受信して
からＡＰＣ動作によって適正な送信パワーに調整し送イ
ｇ可能とするまでの時間は、業界規格によれば２ｍ５ｅ
ｃと極めて短いので上述した如く周波数−利得偏差が太
きいとこの規格を満すことがむずかしい。この規格を清
すべくＡＰＣループのゲインをあげると今度は微妙な送
信出力変動によってもＡＰＣが働き、かえって音量の変
化がはげしくなりききすらくなるというもんだいがあり
、そのループゲインの設定がむずかしいのである。

本発明は上記問題点にかんがみてなされたものである。

そこで、上記問題点を解決すべく更に検討を１ね、複数
の増幅器に個別に制御電圧を供給するとともに、初段の
増幅器に供給される制御電圧な可変すれば、Ｃ１５ｓの
変化位置がずれることになり、上記問題点を解消し得る
ことに気づいた。

また、ＭＯＳＦＥＴにはエンハンスメント型とディスプ
レッシｌン型とがあるが、両者におけるＣ１８．の特性
は異っていることに着目し、両者を併用することにより
上記問題点を解消し得ることにも気づき、本発明を提案
するに至った、〔発明の目的〕 本発明の目的は、周波数特性の偏差が少なく、安定した
電力制御を行ない得ろ通信装置を提供することにある。

本発明の上記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本
明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

〔発明の概要〕

本発明の代表的なものの概要を簡単に述べれば、下記の
とおりである。すなわち、電力増幅回路をＭＯ３ＦＥＴ
Ｑ＋　−Ｑ１等ｔｌｃＬツて構成するとともに、初段増
幅器として動作するＭＯ３ＦＥＴＱ＋のゲート電圧を電
界強度に対応して可変せしめ、次段増幅器として動作す
るＭＯ８ＦＥＴＱ、のゲート電圧を電圧■１によって所
定の電圧レベルに保持し、上記ＭＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　Ｑ
＋　、Ｑｔの容量Ｃ１５ｓの変化位置をずらすことによ
り、パワーＭＯ８ＦＥＴの上記各ｋ　Ｃｉ　Ｓ　３によ
る周波数特性の偏差を低減し、ＡＰＣのループゲイン設
定を容易となすとともに業界規格の時間内でＡＰＣ動作
を完了させるという本発明の目的を達成するものである
。

〔実施例−１〕 以下、第１図〜第６図を参照して本発明を適用した電力
制御回路の第１実施例を説明する。なお、第１図はセル
ラー通信機の回路構成を示すブロックダイアグラム、第
２図はモジュール化されたパワーアンプ及び電力制御回
路の回路図、第３図から第６図は回路動作を示す特性図
である。

本実施例の特徴は、電力制御回路をパワ７Ｍ０８ＦＥＴ
からなる２段の増幅器により構成するとともに、初段の
増幅器にレベル可変の制御信号を供給して電力制御を安
定に行うように構成したことにある。

本発明の理解を容易にするため、第１図について全体の
回路動作を説明する。

１はアンテナであり、受信時には受信アンテナ、送信時
には送信アンテナとして機能する。２は分波器である、 ■は受信部、■は送信部の回路ブロックである。

先ず、受信時の回路動作から説明すると、ノくンドパス
フィルタ３は周波数８７０ＭＨｚ〜８９０Ｍ１ｌｚの受
信信号以外を除去するものである。４は高周波増幅器で
あり、５はミキサー回路である。

６は局部発信回路であり、周波数９１５ＭＨｚ〜９３５
ＭＨｚのローカル信号ｆｌをミキサー回路５１（供給す
る。

７は中間周波増幅回路であり、中間周波数は４５ＭＨ２
Ｋなされている。中間周波信号はＦＭ復調回路８に供給
され、次段の低周波増幅器（図示せず）に供給されろ。

９は感度計であり、電界強度を表示するものである。そ
して電界強度に対応した出力信号Ｖは後述する電力制御
回路１４に利得を制御する制御信号として供給される。

次Ｋ、送信部■の回路動作を説明する。

１１は変調回路であり、入力信号Ｖｉｎとして送信者の
音声信号が供給される。１２は発振器であり、搬送周波
数８２５ＭＨｚ〜８４５ＭＨｚの送信信号を発生する。

この送信信号は入力信号Ｖｉｎをパルス変調したもので
ある。

１３は緩衝増幅器であって、±０．５ｄＢ程度の増幅誤
差を有しているが、後述する電力制御回路１４によって
上記誤差の補正が行われろ。

電力制御回路１４は第２図に示すようにモジュール化さ
れていて、上記電界強度に対応した信号Ｖによって出力
電力Ｐ。ｕｔの制御を行５ものである。１５はバンドパ
スフィルタであり、送信信号帯域以外の不要スペクトラ
ムを除去する。１６は電力増幅器であり、所望の出力電
力を得ろものである。

次に本発明が適用された電力制御回路１４の回路動作を
説明する。

Ｔ、には緩衝増幅器１３の出力信号ｖＯが供給され、Ｔ
、には上記信号■が制御信号として供給される。２１〜
２８は当業者間においてマイクロストリップラインと呼
ばれている分布回路であり、所望の周波数特性を得ろた
めに設けられている。

Ｑ、、Ｑ、はパワーＭＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔであり、本実施
例においては両者ともＮチャネルが使用されている、ま
たＱ、、Ｑ、はエンハフ２メント型、デイスブレッシジ
ン型の何れであってもよいが、本実施例ではＱ、、Ｑ、
とも何れか一方、例えばエンハンスメント型が使用され
ているものとする。

コンデンサＣ８〜Ｃ１ｏのうち、ＣＩ　＋　ｃｓ　Ｉ　
Ｃ＋＋は結合コンデンサであり、Ｃ２１Ｃ６ｓ　ＣＩＯ
は周波数特性を調整するものである。またＣＢ　＋　　
Ｃ４＊Ｃ，，Ｃ，はバイアス電圧の安定化を行うもので
ある。

ここで注目すべきは、初段の増幅器となるパワーλ１０
ｓＦＥＴＱ、のバイアス電圧が可変され、２段目の増幅
器となるパワー八１０ｓＦＥＴｃｂのバイアス電圧が電
圧■、によって固定されて（・ることである。

すなわち、比較器３１は上記信号Ｖと出力信号■ａとの
比較出力ｖｂを得る・ 比較出力ｖｂは、抵抗Ｒ＋　、　Ｒｔ　、　　Ｒ４を介
してＸ点の電圧レベルを決定するのが、その電圧レベル
は信号Ｖの電圧レベル、換言すれば電界強度に対応して
変化する。

そしてＸ点の電圧は、上記のように電界強度に対応して
変化するのであるから、パワーＭＯ８ＦＥ　Ｔ　Ｑ　＋
　のゲート電圧ｖｇ、が電界強度に対応して変化するこ
とになり、初段増幅器の利得制御が行われる。

一方、パワーＭＯ８ＦＥＴＱ、のゲート電圧は電圧Ｖ、
によりて所定の電圧レベルに固定される。

なお、抵抗Ｒｓ　＝　Ｒｅ　、　Ｒｔは上記抵抗Ｒ２〜
Ｒ４と同様の働きをするものである。

上記回路動作が行われろと、パワーＭＯ８ＦＥＴＱ＋　
の入力容ｆｋ　Ｃｉ　ｓ　ｓは電界強度、換言すれば比
較出力■ｂの電圧レベルによって変化するが、パワーＭ
Ｏ８ＦＥＴＱ＊のゲート舎ソース間容量Ｃ１５ｓは一定
である。従って、電圧ｖＩを比較出力ｖｂの変化範囲か
らずらした電圧レベルに設定すれば、両者のＣ１５ｓの
変化位置の一致を防止できろ。

この結果、電力制御回路１４全体の容量変化が大になら
ず、電力制御の安定化が行われろ。

ｍ　３　図ハ’［源Ｖａ　ａ　２＞ｉ　１３．７　Ｖ、
　を圧Ｖ＋　ヲ４．１５ｖに固定し、パワーＭＯ８ＦＥ
ＴＱ、ｗ−２，１４Ｖのゲート電圧を印加したときの特
性を示すものであり、上記第８図との比較で明らかなよ
うに利得の偏差が３５ｄＢから１０ｄＢ程度に低減され
ている。また、ＶＳＷＲの誤差も太幅に低減されている
、 第４図は、電圧Ｖ、を３．５Ｖに固定し、パワーＭＯＳ
　Ｆ　Ｅ　Ｔ　Ｑ＋　に−２■のゲート電圧を印加した
ときの特性を示すものであり、この場合は利得の誤差が
１３．６ｄＢに低減され、ＶＳＷＲも低減されているこ
とがしめされている。

また、パワーアンプ１６に供給されるバッファアンプ出
力信号■。変動を入力電力Ｐｉｎに換算してみると、第
５図に示すようにパワーアンプ入力電力３５　ｍＷ〜４
５　ｍＷに対応し、Ｑ、　、　Ｑ。

に同じ制御電圧を印加した場合、出力信号ｖａの誤差は
１８ｄＢ程度になる。

次に、電圧ｖ１を４．１５ｖＶＣ固定１．、パワーＭＯ
３ＦＥＴＱ、　のゲート電圧を一５ｖから５ｖに可変せ
しめ、入力電力Ｐｉｎを３５ｍＷから４５ｍＷに変化せ
しめると、第６図に示すように出力信号Ｖａの誤差は８
．４ｄＢ以内にすることができた。

以上のように、本発明を適用した電力制御回路１４によ
れば、利得の変動を低減できるので、セルラー通信機の
出力電力を安定化することができる。

〔実施例−２〕 次に、本発明の第２′ｉｉＩ！施例を説明する。

なお、本実施例はパワーＭＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　Ｑ＋　−
Ｃ２にエンハンスメント型とディプレッジ３ン型トヲ用
いたものである。そして電圧ｖ１は除去し、これに代え
て比較出力ｖｂが点線に示すように両者に共通に供給さ
れる。この相違点をのぞけば回路構成は第２図に示すも
のと何等変るところがない、したがって本実施例では上
記第２図を援用するものとする。

既述のよ５Ｋ、エンハンスメント型ＭＯ８ＦＥＴとディ
スプレフシ１ン型Ｍ　ＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔとは、入力ゲー
ト容量Ｃ１５ｓが変化するゲート・ソース間電圧がこと
なっている。

したがっ【、上記パワーＭＯ８ＦＥＴＱ、に代えて例え
ばエンハンスメント型ＭＯ３ＦＥＴを採用し、上記パワ
ーＭＯ８ＦＥＴＱ、に代えてディスブレフシ１ン型ＭＯ
８ＦＥＴを採用すれば、両者のＣ１５ｓが同一のｖｇ、
で表れろことがない、この結果、電力制御回路１４の容
量が恰も上記のように比較出力ｖｂによって可変された
場合と同様に低減することＫなる。

そして、上記第１実施例の場合と同様の回路動作が行わ
れ、上記のような利得の改善、ＶＳＷＲの改善が行われ
る、 〔効果〕 （１）　　電力制御回路の複数の増幅段をパワーＭＯ８
ＦＥＴＫよって構成し、初段パワーＭＯ８ＦＥＴのゲー
ト電圧を可変せしめて両者のゲート・ソース間容量の変
化位置をずらすことにより、上記電力制御回路全体の容
量変化を小にすることができ、高周波信号の出力電力の
偏差な低減する、という効果が得られる。

（２）上記（１）により、定在波比ＶＳＷＲの誤差を低
減する、という効果が得られる。

（３）複数の増幅段を構成するパワーＭＯＳ　Ｆ　ＥＴ
をゲート・ソース間容量Ｃ１５ｓの特性が異なるエンハ
ンスメントＷＭＯ３ＦＥＴとディスプレッション型ＭＯ
８ＦＥＴとによって構成することＫより、制御電圧が同
一であっても上記Ｃ１５ｓの変化位置を変化せしめるこ
とができ、出力電力の誤差を低減する、という効果が得
られる。

（４）上記（１１（３ｊにより、パワーＭＯ３ＦＥＴを
電圧駆動することができ、消費電力を低減する、という
効果が得られる。

（５）上記（４）Ｋより、回路構成を簡単にすることが
できる。

以上に、本発明者によってなされた発明を実施例にもと
づき具体的忙説明したが１本発明は上記実施例に限定さ
れるものではなく、その要旨を逸脱しない範凹で種々変
形可能であることはいうまでもない。例えば、第２図に
示す点線回路を除去して、第１実施例と同様に比較出力
ＶＢを印加するよ５ＶＣＭ成してもよ・い、 また、信号Ｖは送信時におい１受信時の電圧レベルを保
持するよ５に保持回路を設けててもよい。

又、多段の増幅器において、初段のみＫＡＰＣをかける
ほかに奇数番目又は偶数番目の増幅器の前段又は後段に
設置されたアンプにＡＰＣをかげてもよい、本発明者の
実験によればこの構成で、周波数−利得偏差をかなり小
さくできた。すなわち入カゲート容ｉｔ　Ｃｉ　ｓ　ｓ
の変化のトータル量が減少するためである。

〔利用分野〕

以上の説明では、生として本発明者によってなされた発
明をその背景となった利用分野であるセルラー通信機に
適用した場合Ｃ（ついて説明したが、それに限定される
ものではな（、他の回路構成の通信機に利用することが
できる。

更に、利得制御を必要とする各種の電子機器に利用する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力制御回路の応用例を示すセルラー
通信機のブロックダイアグラム、第２図は本発明の第１
実施例及び第２実施例を示す通信装置の回路図、 第３図及び＠４図は上記電力制御回路の利得の改善を示
す周波数特性図。 第５図及び第６図は上記を力制御回路の入力電力対出力
電力の特性図、 第７図は本発明に先立って検討されたＭＯＳＦＥＴの容
量変化を示す特性図、 第８図は本発明にさきだって検討された電力制御回路の
周波ａ特性図を示す。 １４・・・電力制御回路、３１・・・比！２器、Ｑ、、
Ｑ。 ・・・パフ−ＭＯ８ＦＥＴ％ｖｂ・・・比！２比力、Ｖ
Ｉ・・・電力、ｖａ・・・出力信号、２１〜２８・・・
マイクロストリップライン、■・・・受信部、■・・・
送信部。″゛代理人　弁理士　　　　小　川　勝　男第
　　３　　図 ｒｒａｔｅ７Ｌｃｙ　　　　　　（Ｍｎ２）第　　４　
　　図 Ｆｒｅｙａｅｙｒｃｌ　　　　（ＭＨｚ）胃ｐｃ／−２
ＣＶ） 第　　６　　図 Ｖｏ−ｐｃ　Ｉ　　　　　　Ｃす 第　　７　　図 第　　８１

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、絶縁ゲート型電界効果トランジスタを複数個多段接
   続してなる増幅器を有する通信装置であって、前記多段
   接続された絶縁ゲート型電界効果トランジスタに対して
   、選択的に利得制御信号を給供することを特徴とする通
   信装置。