JPS6245204A - 通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔技術分野〕 本発明は通信装置に関する。

〔背景技術〕

この通信装置はＦＭ変調および復調回路等金偏えておシ
、その処理信号の周波数は８２０ＭＨｚ〜８５０ＭＨｚ
と高く、さらに通信範囲を広くとるためにかなりの送信
パワーが必要とされる。通信機の一例としては、「変復
調回路の考え方」（昭和５８．１．３０第−板温５刷発
行、オーム社。

Ｐ１２Ｂ）に示されるものがある。

本願発明者は、上記通信装置用そジェールの開発にあた
多種々検討を行なった。その検討事項の中でも、本発明
は送信機の送信出力自動制御（Ａｕ−ｔｏｍａｔｉｅ　
Ｐｏｗｅｒ　Ｃｏｎｔｒｏｌ：以下その頭文字をとって
ＡＰＣともいう）機構に着目してなされたものでおるの
で、以下その動作機構と本願発明者によって見出された
問題につき説明する。

ＡＰＣとは通話距離の長短や、通信環境（状態）によっ
て、必要とされる送信パワーが異なることに着目して、
例えば距離が大のときには送信パワーを大となし短いと
きには小として、最適の出力パワーになるように自動的
に調整する機構である。

ＡＰＣ機構の一例の概要は次のとおりである。

すなわち、まず相手側から発振された信号？受信し、そ
の受信器の中間周波増幅器（ＩＦＡＭＰ）の電界強度ケ
検出する。その電界強度の大小で通話者間の距離（ある
いは通話状態）を判定し、その検出信号を今度は送信機
のパワーコントロール回路へ制御信号としてフィードバ
ックすることによりてＡＰＣ信号金発生させ、この信号
でパワーアンプのゲーイン調整を行い送信パワー？最適
化するものである。本願発明者は１、まず通信装置の高
速性全考慮して、千れをバイポーラトランジスタで構成
すること全検削した。ところが、この回路方式では、ペ
ース電流による制御電流の増大といった問題や、また入
力インピーダンスが低いので、ベースバイアス管用いた
ＡＰＣ方式では低抵抗全使用するため高周波スカ信号が
漏洩し入力レベルが低下する等の問題点があることが本
発明者の検討により明らかにされた。

そこで、本発明者（づ：バイポーラトランジスタに代え
て高周波パワーＭＯ８ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）
にて上記通信機？構成することｔ検討した。ＭＯＳＦＥ
Ｔによれ（げ、ゲート電圧を可変して上記ＡＰＣ動作を
行わしめることができるので、電力制御回路の回路構成
を簡即にブることができる。しかも電力利得が大きいた
め小入力レベルで高出力を得ることができる等の利点？
有し、ている。更に電圧制御素子のためＡＰＣバイアス
回路に高抵抗を用いられるため入力信号の漏洩が少なく
、またＡＰＣ回路が低消費電力で節電効果があることも
明らかにされた。

以上の経過全綴て本願出願人等はパワーＭＯ８ＦＥＴ高
周波七ジ纂−ル開発に着手したのであるが、その開発過
程てＡＰＣ動作時の周波数−利得偏差が太きくＡＰＣ回
路のループゲイン設定が困難であるというＸ要な間煩点
に気づいた。すなわち送信機においてアンプは多段構成
とするのが一般的である。パワーアンプ一段で出力２得
ようとすると、そのアンプのゲインや耐圧全極めて大と
しカニければならずＩＣ化した時のトランジスタサイズ
が大となシ、又特殊デバイス構造が必要となるからであ
る。

この多段のアンプ、すなわちＭＯＳＦＥＴのゲートのそ
れぞれにＡＰＣ’ｌ圧ゲ印加してアンプの利得調整がな
されるのであるが、本願発明者の検討によるとＭＯＳＦ
ＥＴの入力容量Ｃｉ　ａｓは、入力容量と１〜て回路動
作に影響？及ぽずものであるが上記Ｃｔｓｓは第７図の
実線及び仮想線に示すようにゲート電圧ＶＧ８によって
変化する傾向にある入力容量Ｃ１５ｓが変化するという
ことは、そのＭＯＳＦＥＴの周波数特性（通過する信号
の周波数と利得との関係）が変化することを意味する、
多段ＭＯ８ＦＥＴのゲートに同じＡＰＣｇ圧金印加金印
加各ＭＯ３ＦＥＴのＣ１５ｓが上記の同じ変化２示し、
その結果送信アンプ全体の周波数特性が大幅に変化して
（７まい、これに起因して出力電力Ｐｏｕ　ｔが第８図
に示すように大幅に変化してしまうことが判明した。′
−＆た、上記周波数特性の変化によって、入力定在波比
ＶＳＷＲも同図に示すように変化することに気づいた。

上記現象は、低出力時（出力電力数十ｍＷ〜数百ｍＷ時
）において、特に顕著に表われることに気づいた。また
、電力制御回路は複数の増幅段、例えば２段の増幅器に
よって構成したのであるが、両者に同時に制御電圧全供
給したとき、上記のような不所望な特性変化が特に顕著
に表われることに気づいた。

第８図に示さる如く周波数−利得偏差が３５　ｄＢもあ
ると、１つの通話がおわってひきつづいて、別の通話を
するべく送信チャンネル業切替え刃−瞬間に相手方に音
声が異常に犬きく伝わってしまうという問題があシ、こ
の偏差が大きいほどその利得変化をもとにもどすＡＰＣ
動作に時間金製するのである。相手の送信信号全受信し
てからＡＰＣ動作によりて適正な送信パワーに調整し送
信可能とするまでの時間は、業界規格によれば２ｍ５ｅ
ｃと極めて短いので上述した如く周波数−利得偏差が大
きいとこの規格金満すことがむずかしい。この規格金満
すべくＡＰＣルーズのゲインをあげると今度は微妙な送
信出力変動によってもＡＰＣが働きかえりて音量の変化
がはげしくなりききすらくなるというもんだいがありそ
のループゲインの設定がむずかしいのである。

本発明は上記問題点にかんがみてなされたものである。

そこで、上記問題点全解決すべく更に検討を重ね、複数
の増幅器に個別に制御電圧全供給するとともに、初段の
増幅器に供給される制ａｔ圧を可変すれば、Ｃ１５ｓの
変化位置がずれることになυ、上記問題点を解消し得る
ことに気づいた。

また、ＭＯＳＦＥＴにはエンハンスメント型とディスプ
レッシＳン型とがあるが、両者におけるＣ１ａｓの特性
は異っていることに着目し、両者全併用することにより
上記問題点？解消し得ることにも気づき、本発明を捷案
するに至った。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、周波数特性の偏差が少なく、安定した
電力制御を行ない得る通信装置全提供することにある。

本発明の上記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本
明細書の記述及び添付図面から明らかになるでおろう。

〔発明の概要〕

本発明の代表的なものの概要全簡単に述べれば、下記の
とおシである。

すなわち、電力制御回路を構成する複数の増幅益金エン
ハンスメント型電界効果トランジスタとディプレッジ胃
ン型電界効果トランジスタとで構成し、両者に利得制御
を行うための制御電圧全共通に供給して利得制御を行う
とともに、入力ゲート容ｆｌＣｉ　ｓ　ｓの変化位置を
ずらずことにより周波数特性の偏差全低減せしめ、ＡＰ
Ｃループゲインの設定全容易にするとともに業界規格内
にＡＰＣ動作動作子完了ること全可能にするという本発
明の目的全達成するものである。

〔実施例−１〕 以下、第１図〜第６図を参照して本発明を適用し７た電
力制御回路の第１実施例を説明する。なお、第１図はセ
ルラ・−通信機の回路構成を示すブロックダイアグラム
、第２図はモジュール化されたパワーアンプ及び電力制
御回路の回路図、第３図から第６図は回路動作を示す特
性図である。

本実施例の特徴は、電力制御回路金パワーＭＯ８ＦＥＴ
からなる２段の増幅器により構成するとともに、初段の
増幅器にレベル可変の制御信号全供給して電力制御回路
定に行うように構成したことにある。

本発明の理解を容易にするため、第１図について全体の
回路動作を説明する。

１はアンテナであり、受信時には受信”アンテナ、送信
時には送イ；１アンテナとして機能す′る。２は分波器
である。

■は受信部、■は送信部の回路ブロックである。

先ず、受信時の回路動作から説明すると、バンドパスフ
ィルタ３は周波数８７０ＭＨｚ〜８９０Ｍ　Ｈｚの受信
信号以外を除去するものである。４は高周波増幅器であ
り、５はミキサー回路である。

６は局部発信回路であり、周波数９１５ＭＨｚ〜９３５
ＭＨｚのローカル信号ｆ１をミキサー回路５に供給する
。

７は中間周波増幅回路であり、中間周波数は４５ＭＨｚ
になされている。中間周波信号はＦＭ復調回路８に供給
され、次段の低周波増幅器（図示せず）に供給される。

９は感度計であり、電界強度全表示するものである。そ
して電界強度に対応した出力信号Ｖは後述する電力制御
回路１４に利得を制御する制御信号として供給される。

次に、送信部Ｈの回路動作を説明する。

１１は変調回路であり、入力信号Ｖｉｎとして送信者の
音声信号が供給される。１２は発振器であり、搬送周波
数８２５　ＭＨｚ　〜８４５　ＭＨｚの送信信号全発生
する。この送信信号は入力信号Ｖｌｎ全パルス変調した
ものである。

１３は緩衝増幅器であって、±０．５ｄＢ程度の増幅誤
差全盲しているが、後述する電力制御回路１４によって
上記誤差の補正が行われる。

電力制御回路１４は第２図に示すようにモジエール化さ
れていて、上記電界強度に対応した信号■によって出力
電力Ｐｏｕｔの制御を行うものである。１５はバンドパ
スフィルタであり、送信信号帯斌以外の不要スペクトラ
ムを除去する。１６は電力増幅器であυ、所望の出力電
力を得るものである。

次に本発明が適用された電力制御回路１４の回路動作を
説明する。

Ｔ１には緩衝増幅器１３の出力信号Ｖｏが供給され、Ｔ
２には上記信号Ｖが制御信号として供給される。２１〜
２８は当業者間においてマイクロストリップラインと呼
ばれている分布回路であり、所望の周波数特性を得るた
めに設けられている。

Ｑ＋　、ＱｔはパワーＭＯ８ＦＥＴであり、本実施例に
おいては両者ともＮチャネルが使用されている。またＱ
、　、　　Ｑ、はアンプ・ンスメント型、ディスゲレッ
ジ１ン型の何れであってもよいが、本実施例ではＱｓ、
Ｑｍとも何れか一方、例えばエンハンスメント型が使用
されているものとする。

コンデンサＣ３〜Ｃ８゜のうち、Ｃ１ｐ　　Ｃｓ、　Ｃ
。

は結合コンデンサであり、ＣＩ、ＣＩ、ＣＩ。は周波数
特性を調整するものである。またｃ、）Ｃ４）Ｃ，、Ｃ
，はバイアス電圧の安定化を行うものでおる。

ここで注目すべきは、初段の増幅器となるパワーＭＯ８
ＦＥＴＱ、のバイアス電圧が可変され、２段目の増幅器
となるパワーＭＯ８ＦＥＴＱ、のバイアス電圧が電圧ｖ
１によって固定されていることである。

すなわち、比較器３１は上記信号Ｖと出力信号Ｖａとの
比較出力ｖｂを得る。

比較出力ｖｂは、抵抗Ｒ１、Ｒｔ　、　Ｒ４を介してＸ
点の電圧レベルを決定するが、その電圧レベルは信号Ｖ
の電圧レベル、換言すれば電界強度に対応して変化する
。そしてＸ点の電圧は、上記のように電界強度に対応し
て変化するのであるから、パ’；ｙ−ＭＯ８ＦＥＴＱ、
ｔＤゲート電圧Ｖｇ＋ｓ２＞”電界強度に対応して変化
することになり、初段増幅器の利得制御が行われる。

一方、パワーＭＯ８ＦＥＴＱ、のゲート電圧は電圧■１
によって所定の電圧レベルに固定される。

なお、抵抗Ｒ＊　、　　Ｒｓ　、　　Ｒｔは上記抵抗Ｒ
，〜Ｒ。

と同様の働きをするものである。

上記回路動作が行われると、パワーＭＯＳＦＥＴＱＩの
ゲート・ソース間容量Ｃ１８８は電界強度、換言すれば
比較出力ｖｂの電圧レベルによって変化するが、パワー
ＭＯ８ＦＥＴＱ！のゲート・ソース間容量Ｃ１５ｓは一
定である。従って、電圧Ｌ′ｔ−比較出力ｖｂの変化範
囲からずらした電圧レベルに設定すれば、両者のＣ１５
ｓの変化位置の一致を防止できる。

この結果、電力制御回路１４全体の容量変化が大になら
ず、電力制御の安定化が行われる。

第３図１ｄｔ源Ｖｄ　ｄ　カ１３．７Ｖ、’［圧Ｖｍ　
ｋ４．１５ｖに固定し、バ’ｙ−ＭＯ８ＦＥＴＱ、に−
２，４１Ｖのゲート電圧を印加したときの特性を示すも
のであり、上記第８図との比較で明らかなように利得の
偏差が３５ｄＢから１０ｄＢ程度に低減されている。ま
た、ＶＳＷＲの誤差も大幅に低減されている。

第４図は、電圧Ｖ、’ｉ３．５■に固定し、パワーＭＯ
８ＦＥＴＱ、に一２Ｖｏゲート電圧’を印加したときの
特性を示すものであり、この場合は利得の誤差が１３．
６ｄＢに低減され、ＶＳＷＲも低減されていることがし
めされている。

また、パワーアンプ１６に供給されるバッファアンプ出
力信号Ｖｏ変動を入力電力Ｐｉｎに換算してみると、第
５図に示すようにパワーアンプ入力電力３５ｍＷ〜４５
ｍＷに対応し、Ｑ−、Ｑｔに同じ制御１を圧を印加した
場合、出力信号Ｖａの誤差は１８ｄＢ程度になる。

次に、電圧Ｖ１’５４．１５Ｖに固定し、パワーＭ　Ｏ
Ｓ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　Ｑ　ｒ　Ｏ’ｌ　−）’ｔ　圧ｔ−５
Ｖ　カら５■に可変せしめ、入力電力Ｐｉｎ’に３５ｍ
Ｗから４５ｍＷに変化せしめると、第６図に示すように
出力信号Ｖａの誤差は８．４ｄＢ以内にすることができ
念。

以上のよりに、本発明を適用した電力制御回路１４によ
れば、利得の変動を低減できるので、セルラー通信機の
出力電力全安定化することができる。

〔実施例−２〕 次に、本発明の第２実施例全説明する。

なお、本実施例はパワーＭＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　Ｑｍ、　
Ｑｔにエンハンスメント型トティスプレッシ胃ン型とを
用いたものでろる。そして電圧Ｖ、は除去し、これに代
えて比較出力ｖｂが点線に示すように両者に共通に供給
される。この相違点をのぞけば回路構成は第２図に示す
ものと何等変るところがない。したがりて本実施例では
上記第２図を援用するものとする。

既述のように、エンハンスメントＷＭＯ８ＦＥＴとディ
スプレッシクンＷＭＯ８ＦＥＴとは、ゲ−ト・ソース間
容量Ｃ１ｍ５　　が変化するゲート・ソース間電圧がこ
となっている。

したがって、上記パワーＭＯ８ＦＥＴＱ、に代えて例え
ばエンハンスメント型ＭＯ８ＦＥＴｔ−採用し、上記パ
ワーＭＯ８ＦＥＴＱ！に代えてディスブレクシ１ン型Ｍ
Ｏ８ＦＥＴ’を採用すれば、両者のＣ１５ｓ　　が同一
のＶｇｓで表れることがない。

この結果、電力制御回路１４の容量が恰も上記のように
比較出力ｖｂによって可変された場合と同様に低減する
ことになる。

そして、上記第１実施例の場合と同様の回路動作が行わ
れ、上記のような利得の改善、ＶＳＷＲの改善が行われ
る。

〔効果〕

（１）　　電力制御回路の複数の増幅段をパワーＭＯ８
ＦＥＴによって構成し、初段パワーＭＯＲＦＥＴのゲー
ト電圧全可変せしめて両者のゲート・ソース間容量の変
化位置をずらすことにより、上記電力制御回路全体の容
量変化を小にすることができ、高周波信号の出力電力の
偏差を低減する、という効果が得られる。

（２）上記（１）によシ、定在波比ＶＳＷＲの誤差を低
減する、という効果が得られる。

（３）複数の増幅段を構成するパワーＭＯ８ＦＥＴをゲ
ート・ソース間容量Ｃ１５ｓ　の特性が異なるエンハン
スメントＷＭＯ８ＦＥＴとディスプレッシ冒ンＷＭＯ８
ＦＥＴとによって構成することにより、制御電圧が同一
であっても上記Ｃｔｓｓ　　の変化位置を変化せしめる
ことができ、出力電力の誤差を低減する、という効果が
得られる。

（４）上記（１）（３）により、パワーＭＯ８ＦＥＴ金
電圧駆動することができ、消費電力を低減する、という
効果が得られる。

（５）上記（４）により、回路構成を簡単にすることが
できる。

以上に、本発明者によってなされた発明を実施例にもと
づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定さ
れるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変
形可能であることはいうまでもない。例えば、第２図に
示す点線回路金除去して、第１実施例と同様に比較出力
ＶＢ’を印加するように構成してもよい。

また、信号Ｖは送信時において受信時の電圧レベルを保
持するように保持回路を設けててもよい。

〔利用分野〕

以上の説明では、主として本発明者によりてなされ念発
明をその背景となった利用分野であるセル２−通信機に
適用した場合について説明したが、それに限定されるも
のではなく、他の回路構成の通信機に利用することがで
きる。

更に、利得制御全必要とする各種の電子機器に利用する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力制御回路の応用例を示すセルラー
通信機のブロックダイアグラム、第２図は本発明の第１
実施例及び第２実施例金示す電力制御回路の回路図、 第３図及び第４図は上記電力制御回路の利得の改善を示
す周波数特性図、 第５図及び第６図は上記電力制御回路の入力電力対出力
電力の特性図、 第７図は本発明に先立って検討されたＭＯＳＦＥＴの容
量変化を示す特性図、 第８図は本発明にさきだって検討された電力制御回路の
周波数特性図を示す。 １４・・・電力制御回路、３１・・・比較器、Ｑ＋、Ｑ
ｔ・・・パワーＭＯ８ＦＥＴ、ｖｂ・・・比較出力、ｖ
ｌ・・・電圧、Ｖａ・・・出力信号、２１〜２８・・・
マイクロス代理人　弁理士　　小　川　勝　男ゝ・−・
・第　　　１　　図 第　　　２　９　にトー・３ 第　　４　　崗 マ 第　　５　　図 ＆ａ 第　　６　　図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、絶縁ゲート型電界効果トランジスタを複数個多段接
   続してなる増幅器を有する通信装置であって、上記多段
   接続された絶縁ゲート型電界効果トランジスタは、エン
   ハンスメント型およびディプレッション型を含んでなる
   ことを特徴とする通信装置。